（电路与系统专业论文）24ghz+cmos低功耗接收机前端芯片研究.pdf

杭州电子科技大学硕士学位论文 2 4 g h zc m o s 低功耗 接收机前端芯片研究 研究生：朱雪芳 指导教师：程知群教授 2 0 1 0 年1 2 月 d i s s e r t a t i o ns u b m i t t e dt oh a n g z h o ud i a n z iu n i v e r s i t y f o rt h ed e g r e eo fm a s t e r 1 1 1 1 1 11i i i i q q l l ll l lui i i iiii 19 0 9 116 t h er e s e a r c ho f2 4 g h zc m os l o wp o w e rr e c e v i e rf r o n t e n d c a n d i d a t e ：z h ux u e f a n g s u p e r v i s o r ：p r o f c h e n gz h i q u n d e c e m b e r ，2 0 1 0 杭州电子科技大学硕士学位论文 摘要 近几年无线通信市场的快速发展推动了低功耗、低成本、小型化无线收发机的研究与开 发。同时c m o s 、b i c m o s 工艺技术的进步，为实现系统级芯片( s o c ) 奠定了良好的基础。 低噪声放大器( l n a ) 和混频器( m i x e r ) 是射频前端关键模块，直接决定了接收机的灵敏度 和动态范围等性能，因此低功耗射频前端低噪声放大器和混频器是一个值得关注的课题。 本文设计了一个电源电压1 2 v ，应用于2 4 g h zi s m 频段的射频前端电路，该电路单片 集成了一个差分共栅低噪声放大器和一个折叠级联混频器。 首先，论文总结了几种常见的收发机结构。虽然零中频结构已经成为当今射频收发机的 主流结构，但是考虑其不可避免的直流偏移、i q 失配、本振泄漏等问题最终选择低中频结构 为本次射频前端结构。 然后，分别针对输入阻抗匹配、匹配条件下的噪声系数和噪声优化三个方面详细比较了 源简并电感共源低噪声放大器和跨导匹配共栅低噪声放大器，设计了一个1 2 v 差分共栅 l n a ，该l n a 应用交叉电容耦合技术提高电路的等效跨导以提高增益和降低噪声系数，和电 流复用技术使电路工作在低压模式。并设计了一个单端c a s c o d el n a 与之比较。仿真结果为： 差分共栅l n a 消耗直流电流2 6 4 m a ，噪声系数为2 0 6 d b ，增益1 7 3d b ，输入三阶交调点 3 8 d b m 。 接着，分别从跨导级、开关级、负载级入手详细讨论了g i l b e r t 混频器的各种性能以及改 进方法。因为开关级不理想工作时存在导通电阻，所以g i l b e r t 混频器不适用于低压设计，因 而本文设计了一个不带尾电流电路的低压g i l b e r t 混频器和一个折叠级联混频器。经a d s 仿 真得到：低压g i l b e r t 混频器消耗直流电流6 7 m a ，转换增益为9 d b ，噪声系数为8 5 d b ，输 入三阶交调点1 3 2 d b m ；折叠混频器消耗直流电流3 9 m a ，转换增益为1 1 6 d b ，噪声系数为 6 2 d b ，输入三阶交调点9 3 d b m 。比较得之：折叠混频器比低压g i l b e r t 混频器更适用于低压 环境。 最后，设计了一个由差分共栅低噪声放大器和折叠混频器构成的射频前端电路，并完成 了版图设计。 关键词：低功耗，c m o s ，射频前端，低噪声放大器，混频器 杭州电子科技大学硕士学位论文 a b s t r a c t t h er a p i d l yg r o w i n gw i r e l e s sc o m m u n i c a t i o nm a r k e th a sd r i v e nt h er e s e a r c ha n dt h ed e v e l o p m e n to ft h e w i r e l e s st r a n s c e i v e r sw i t hl o wp o w e rc o n s u m p t i o n , l o wc o s la n ds m a l ls i z e s a st h ep r o g r e s so fc m o sa n d b i - c m o st e c h n o l o g y , ag o o df o u n d a t i o nf o rr e a l i z a t i o no fas y s t e m - o n - c h i p ( s o c ) h a sb e e ne s t a b l i s h e d l o w n o i s ea m p l i f i e r ( l n a ) a n dm i x e ra r et h ek e ym o d u l e si nr ff r o n t e n d ，w h i c hd i r e c t l yd e t e r m i n es e n s i t i v i t ya n d d y n a m i cr a n g eo f t h er e c e i v e r s ot h ei s s u eo fl o wp o w e rl n a a n dm i x e ri nr ff r o n t e n di sw o r t ht oc o n c e r n t h i st h e s i sg i v e sad e s i g no f2 4 g h zf r o n t - e n da t1 2 vf o ri s m ，w h i c hi n c l u d e sad i f f e r e n t i a lc o m m o ng a t e l n a ( c g l n a ) a n daf o l d e dm i x e r f i r s t , s e v e r a lc o m m o nt r a n s c e i v e r sa r es u m m a r i z e d t h er ff r o n t - e n ds y s t e mw i t hl o w - i fs t r u c t u r ei s c h o o s e di n s t e a do ft h er ff r o n t - e n ds y s t e mw i t hd i r e c tc o n v e r s i o n , w h i c hh a si s s u o so fd co f f s e t , i q m i s m a t c h i n g , a n dl os i g n a ll e a k a g e ，a l t h o u g hi th a sb e c o m et h em a i na p p l i e ds y s t e m s e c o n d ，t h ec o m m o ns o u r c el n a w i t hs o u r c ed e g e n e r a t i o na n dc o m m o ng a t el n aa r ec o m p a r e df o ri n p u t i m p e n d e n c em a t c h i n g ，n o i s ef i g u r e ，a n dn o i s eo p t i m i z i n g , r e s p e c t i v e l y a n dt h e nac a p a c i t o rc r o s s - c o u p l e d d i f f e r e n t i a lc g l n aw i t hc u r r e n t - r e u s et e c h n i q u ei sp r o p o s e dt h a tb o o s t st r a n c o n d u c t a n c ea n di m p r o v e st h eg a i n a n dn t as i n g l e e n d e dc a s e o d el n ai sd e s i g n e da sac o m p a r i s o n s i m u l a t i o nr e s u l t ss h o w st h a tt h ec g l n a c o n s u m e so n l y2 6 4 m a ，a n da c h i e v e san fo f 2 0 6 d b ，ag a i no f1 7 3 d 8 ，a n da ni i p 3o f - 3 8 d b m t h i r d , t h ep e r f o r m a n c ea n di m p r o v e dm e t h o d so fg i l b e r tm i x e ra r ed i s c u s s e df r o mi t st r a n s c o n d u c t a n c e ， s w i t c ha n dl o a ds t a g e s ，r e s p e c t i v e l y g i l b e r tm i x e rs h o u l dn o tb ea p p l i e dt ol o ws u p p l yv o l t a g e ，b e c a u s eo fi t s s w i t c hs t a g ea sar e s i s t a n c ew h i c ho c c u p i e se x t r av o l t a g ed r o pw h e ni td o e sn o tw o r ka ti d e a lc o n d i t i o n s oa g i l b e r tm i x e rw i t h o u tt a i lc i r c u i ta n daf o l d e dm i x e ra r ep r o p o s e d a d ss o f t w a r ei su s e dt os i m u l a t em i x e r s s i m u l a t i o nr e s u l t ss h o w st h ei m p r o v e dg i l b e r tm i x e re x h i b i t sac o n v e r s i o ng a i no f9 d b ，an fo f8 5 d b ，a n da n i i p 3o f - 1 3 2 d b ma td cc u r r e n to f6 7 m a a n dt h ef o l d e dm i x e re x h i b i t sac o n v e r s i o ng a i no f1 2 8 d b ，an fo f 6 2 d b a n da ni i p 3o f - 9 8 d b ma ti ) cc u r r e n to f3 9 m a i nc o n c l u s i o n , f o l d e dm i x e ri sm o r es u i t a b l ef o ra n a p p l i c a t i o no fl o wv o l t a g et h a ni m p r o v e dg i l b e r tm i x e r i nt h ee n d ，a c c o r d i n gt oa b o v ec o n c l u s i o n , ar ff r o n t e n dc i r c u i tw i t hc g l n aa n df o l d e dm i x e ri sd e s i g n e d a n di t sl a y o u ti sd r a w n k e y w o r d s ：l o wp o w e r , c m o s ，f r o n t - e n d ，l n a ，m i x e r 2 5 1 功率增益和电压增益1 l 2 5 2 灵敏度和噪声系数1 2 2 5 3 线性度和动态范围1 3 2 6 本章小结1 5 第3 章低噪声放大器1 6 3 1 前言1 6 3 2l n a 噪声的分析1 6 3 2 1 二端口网络噪声分析1 6 3 2 2m o s 管的二端口网络噪声分析1 8 3 2 3l n a 的噪声源1 9 3 3 共源l n a 与共栅l n a 比较2 0 3 3 1 输入端并联电阻结构2 1 i i i 3 4 3 5 第4 章 4 1 4 2 4 3 4 4 低压混频器设计。5l 4 4 1 低压g i l b e r t 混频器设计51 4 4 2 低压折叠混频器设计5 3 4 5 电路仿真与分析5 6 4 5 1 阻抗匹配与隔离度5 6 4 5 2 转换增益5 7 4 5 3 噪声系数5 7 4 5 4 线性度5 8 4 5 5 功耗5 9 4 6 本章小结5 9 第5 章低功耗射频前端设计6 0 5 1 前言6 0 5 2 级联系统中的参数计算6 0 5 3l n a 与m i x e r 级联匹配6 l 5 4 仿真结果6 1 5 5 版图设计6 4 5 6 本章小结6 5 第6 章总结6 6 6 1 总结6 6 6 2 进一步工作及展望6 6 i v 致谢：。 参考文献 附录 v 杭州电子科技大学硕士学位论文 第1 章绪论 1 1 选题背景 近年来，无线通信有了更多元化的进展，人们对无线通信的移动性、高数据传输率的需 求越来越高，使通信设备朝着小型化、低功耗趋势发展。 在无线移动通信系统中，一般都依靠电池供电，电池的使用时间严格限制了电路的功耗。 文献【1 中分析电路的功耗分为静态功耗和动态功耗，静态功耗与电源电压成正比，而动态功 耗与电源电压的平方成正比，因此降低电源电压是减少功耗的有效方法之一。 随着集成电路技术的不断发展，通信s o c 应该是射频电路与数字电路的完美混合。数字 电路的功耗占了通信终端系统功耗的主要部分，一般降低数字电路的功耗是通过降低其电源 电压实现的；而为了简化芯片设计和降低成本，射频电路往往也采用低电压供电。而且接收 机种的射频部分常常是一直保持在工作状态的，不像数字基带电路可以处于休眠状态，因此 低压低功耗射频电路设计引起了广泛关注。 然而，低电源电压给集成电路的设计带来了巨大的挑战。首先，低电源电压直接限制了 电路的动态范围和线性度，一些电路结构也不再可行。其次，在c m o s 工艺中，器件运算性 能将会降低，信号也将被减弱，因而阈值电压的变化将更加受到限制。由于电压欲度的限制， 影响了电路的堆叠级数与偏置电压的大小，偏置电压太低会降低器件的截止频率，从而使系 统增益降低。另外，电路特征尺寸不断减小，互连线等寄生电容的影响越来越严重，这些寄 生电容相对较大。严重影响电路的转换速率、增益带宽等参数。因此低电压下高性能射频前 端电路设计是一个重要课题。 目前，可以从两方面实现低压低功耗电路的设计。一方面，改变工艺，如采用b ic m o s 或者多阈值电压等工艺，但是这些方法的成本较高，而且多阈值电压的再制造性差。另一方 面，改进电路设计技术，如亚阈值技术、衬底驱动技术、浮栅技术、电流模式电路等，这些 技术大部分已比较成熟，但也存在各自的缺点。如阈值电压不断降低会导致切断电流的剧烈 增加，影响电路稳定性；对于衬底驱动技术，由于衬源间的正偏电压有限，所以阂值电压的 减小也是有一定限度的；浮栅技术的工艺较复杂，在标准c m o s 工艺下无法实现，提高了电 路成本。 1 2 无线通信的i s m 频段 i s m ( i n d u s t r i a ls c i e n t i f i cm e d i c a l ) 频段的频带宽度为2 4 0 5 g h z 2 4 8 5 g h z ，此频段开 放给工业、科学、医学三个主要机构使用，该频段是依据美国联邦通讯委员会( f c c ) 定义出来的，没有使用授权的限制，无需许可证，只需要遵守一定的发射功率( 一般低于 1 w ) ，并且不要对其它频段造成干扰即可。 r 杭州电子科技大学硕士学位论文 i s m 频段在各国的规定并不统一，在美国分为为工业( 9 0 2 9 2 8 m h z ) ，科学研究 ( 2 4 2 2 4 8 3 5 g h z ) 和医疗( 5 7 2 5 5 i 8 5 0 g h z ) 三个频段。而在欧洲9 0 0 m h z 的频段则 有部份用于g s m 通信，用于i s m 的低频段为8 6 8 m h z 和4 3 3 m h z 。而2 4 g h z 为各国共 同的i s m 频段。其中无线局域i 网( i e e e8 0 2 1 1 b i e e e8 0 2 1 l g ) ，蓝牙，z i g b e e 等无线网络均 可工作在2 4 g h z 频段上。 本文将详细介绍一个2 4 g h z 射频前端低噪声放大器和混频器电路的设计。 1 3 国内外发展现状 表1 1 近年来i e e e 上关于低功耗收发机文献 频率收发机 v d d 功耗 n f线性度增益 文献工艺 g h z 结构 vm w d bd b m a b 【2 】 1 5 7 1 i t m 超外差33 08 1pl d b - 2 82 6 5 1 9 9 8b i c m o s 【3 】 2 4 0 2 5 1 1 超外差 2 56 2 6i i p 3 - 3 45 0 2 0 0 3c m o s 4 】 2 4 0 1 8l m a 低中频 1 85 4li i p 3 - 43 0 2 0 0 3c m o s 【5 】 2 4 0 1 3p a n 零中频1 21 62 4 5 i i p 3 - 21 2 0 0 5c m o si i p 2 1 8 1 4 5 i i p 3 5 【6 】 0 9 1 5 0 1 81 t m 零中频+ 1 83 6 3i i p 2 4 53 0 2 0 0 6c m o s p i d b 一15 - i i p 3 - 8 7 1 2 4 0 1 8p m 零中频 1 86 37 3i i p 2 4 0 3 0 2 0 0 6c m o s p l 砂1 8 【8 】 0 18p a ni i p 3 - 8 2 0 0 7 5零中频o 60 91 49 2 c m o s p i a b - 1 5 【9 】 2 4 o 1 8 岬 零中频 1 84 59 i i p 3 - 1 02 6 2 0 0 8c m o s 1 0 】 2 5 0 1 8 岬 零中频 1 21 45 o i p 3 64 3 2 0 0 8c m o s 1 1 】 0 8 6 8 0 1 3 岬 零中频 1 21 9 2 7 3i i p 3 - 2 23 2 2 0 0 9c m o s 2 杭州电子科技大学硕士学位论文 国外从2 0 世纪8 0 年代开始，重点投入i 江i c 的工艺制造和设计技术研究。在2 0 世纪9 a 年代中期，r f i c 的工艺指导技术有了重大突破，其主要标志是实现了芯片的商品化和高q 值电感与小尺寸电容制造技术的突破。从9 0 年代中期，国外的r f i c 研究在无线传输的各个 领域都取得了领先的成果，很多研究成果已经产品化。表1 1 总结了本世纪在i e e e 上关于低 功耗收发机的研究进展。从该表可以看出： 1 c m o s 工艺已逐渐成为r f i c 的主流工艺。这是由于器件特征尺寸的不断缩小， m o s f e t 的截止频率有很大的提高，甚至已经超过1 0 0 g h z ，具有良好的射频特性。又由于 其低成本、低功耗、高集成度的优势，用c m o s 工艺实现射频s o c 非常具有吸引力。 2 零中频结构已逐渐成为射频收发机的主流结构。虽然与超外差式结构比，零中频结构 本身存在着很多不足，如直流偏移，本振泄漏，闪烁噪声等，但是其具有结构简单，集成度 高，成本低等优点，为射频收发机单片集成带来了可能。 3 电源电压越来越低，功耗越来越少。如今的移动通信设备都朝着便携式，手持式发展， 设备需要满足低功耗工作，而且随着集成度的提高，为了与数字电路的兼容，保证射频电路 低电压低电流工作也是至关重要的。 我国r f i c 设计产业起步较晚，但是在国家大力扶持集成电路产业的政策下，无论是学术 界还是工业界近年来都传出了可喜的成绩。中科院微电子研究所研制的c m o s 超宽带射频前 端关键芯片已取得了突破性进展【1 2 1 ，东南大学已经研制出了0 3 5 1 - l mc m o s2 5 g b s 光纤通信 发射机【1 3 1 ，清华大学研制出了我国第二代居民身份证专用芯片，同时正加紧研制多种射频m 核【1 4 】。近年来，随着无线通信市场的巨大需求，国内r f i c 设计行业取得了较大的进步。其 中锐迪科微电子公司已经推出了s c d m a p h s d a b d v b s f m w a l k i e t a l k i e 的完整解决方 案【l5 1 ，广晟微电子公司也推出了s c d m a 等系列射频收发芯片【l6 1 。上海鼎芯科技有限公司研 制出了c m o s 射频收发器( c i a 0 2 0 ) 和模拟基带( c l 4 5 2 0 ) 芯片组【l7 1 ，这是迄今为止能支 持所有国内基带厂商接口的唯一中国本土射频芯片方案，填补了中国3 g 产业链的空白。集 收发功能于单芯片的c l 4 0 2 0 双频( 1 8 8 0 m h z 1 9 2 0 m h z ；2 0 1 0 m h z 2 0 2 5 m h z ) 收发器采用 先进的零中频架构和c m o s 工艺，集成了低通滤波器和小数分频锁相环，外围器件少， 成本和功耗低，完全按照商用化的要求自主开发设计。其发射通道e v m 小于4 ( t d 标准 要求1 7 ) ，锁相环相位积分噪声( 1 k h z 6 4 0 k h z ) 达到0 8 5 度，整个接收通道的噪声系数小 于4 d b ，整体性能指标满足3 g p p t d 系统要求并达到世界一流水平。 1 4 论文的主要内容及安排 本文在对c m o s 低噪声放大器和混频器设计深入研究的基础上，设计了一个2 4 g h z 低 压低功耗射频前端电路，包括低噪声放大器和混频器两个模块。具体内容组织如下： 第2 章先简要介绍了常见接收机的结构特点，接着给出了衡量接收机性能的主要技术参 数的定义。这些系统概念和基础知识对于设计合理可行的射频前端电路具有重要的指导意义。 第3 章分析了m o s 管的噪声参数分布，比较了共源低噪声放大器和共栅低噪声放大器 4 栅低噪声放大 着针对g i l b e r t 计技术。并分 混频器和一个 论了低噪声放 杭州电子科技大学硕士学位论文 第2 章接收机结构与指标 2 1 前言 无线接收机的主要任务是对接收到的调制信号进行检测。为了能有效地检测信号，一般 来说，接收机主要是将接收到的信号放大并将放大后的信号下变频。由于接收端的信号能量 很小，并且存在着许多干扰，接收机要从众多的噪声干扰中接收到有用信号，主要是由接收 机在接收特定信号时抗干扰的能力，即选择性，以及接收机接收信号的灵敏度决定的。无线 接收机结构的选择直接影响到接收机系统的功耗和性能 1 8 a 9 1 。本章将分析几种常用的接收机 结构的优缺点，并选择一种适用于本次设计的接收机结构。最后简要介绍了衡量接收机系统 性能的主要指标。 2 2 超外差式接收机 超外差式接收机工作原理：从天线接收到的信号由射频滤波器( r fb p f ) 滤去带外干扰 信号，然后经低噪声放大器( l n a ) 进行放大，镜像抑制滤波器( 取f i l t e r ) 压缩镜像信号， 滤波后的信号在混频器( m i x e r ) 中和本地振荡信号混频后被转换为固定的中频信号，该中频 信号经信道滤波、中频放大后被提取出并被解调，也可再次下变频后解调。其系统结构如图 2 1 所示。 ip f q 图2 1 超外差式接收机结构框图 其缺点是需要多个外接的高性能滤波器。采用外接滤波器，不仅降低了系统集成度，提 高了产品成本，而且大大降了使整个系统的稳定性。更为严重的是，驱动这些外部低阻抗元 件将消耗很大的功耗，且随着工作频率的提高而增大。尽管超外差式接收机存在上述问题， 但考虑其优良的性能，目前超外差式接收机仍然是应用最广泛的一种接收机结构。 2 2 1 中频的选择 设计超外差式接收机一个重要的问题就是中频的选择，中频的选择要求从镜像信号抑制 和信道选择两个方面进行权衡。镜像信号降低了接收机的灵敏度，所谓镜像信号是指与有用 信号关于本振频率对称的信号。有用信号和镜像信号经混频器下变频后会转换到相同的中频， 降低了接收机的信噪比，如图2 2 所示。因此镜像干扰是一个严重的问题。抑制镜像信号最 5 干二一 丽f 。 2 0 i f ( b ) 图2 3 中频频率选择对超外差式接收机性能的影响( a ) 高中频时( b ) 低中频时 中频的选择还需要考虑的另外两个因素是：一、为了降低中频滤波器的功耗，希望尽量 降低中频频率；二、中频频率越低，混频器的闪烁噪声的贡献越大，导致整个接收机的噪声 系数也就越大，从这个角度考虑，中频的选择也不是越低越好。 2 2 2 本振频率的选择 本振频率可以比有用信号的频率高或低，分别称为高边注入和低边注入，它们会引起不 同的问题。一方面，使用低边注入来降低本振频率从而使本地振荡器的设计比较容易；另一 方面，采用高边注入，射频信号将比镜像信号的噪声具有更大的转换增益，因此可以改善接 6 杭州电子科技大学硕士学位论文 一图一譬一 图2 5 零中频接收机结构框图 2 3 1 正交下变频 为了说明这个问题，文中引入复信号的概念。复信号由两个可能相关的，也可能不相关 实信号组成，即x ( f ) = 一( ，) + 饵( f ) 。其中，再( f ) 、( f ) 都是实信号。比如正弦型信号可以 用复信号的概念表示为： p 似= c o s 国t + j s i n c o t( 2 1 ) e - 埘= c o s a ，t - j s i n r o t( 2 2 ) 7 杭州电子科技大学硕士学位论文 常见的正弦型信号既含有正频率成分，也含有负频率成分： e j 埘七f j 锄 c x ) sc o t = - - - - - - - - 一 2 e j 恼一f j 嘣 s 1 n c o t = 一 2 ( 2 3 ) ( 2 4 ) 我们可以用复信号的概念来观察接收机频域转换行为。射频信号和本振信号都是由正频 率成分和负频率成分组成的实信号。本振信号的正频率成分与射频信号混频后，射频信号的 正频率成分和负频率成分同时向正频率轴方向移动；同理，本振信号的负频率成分与射频信 号混频后，射频信号的正频率成分和负频率成分同时向负频率轴方向移动。在零中频接收机 中，如图2 6 所示，若射频信号仅和一个正弦本振信号进行混频，则下变频后信号的上下边 带叠加在一起，影响了接收机的性能。 有 负 用信号的 有用信号的 j i p q 图2 6 仅与一个正弦本振信号进行混频的零中频接收机频域转换示意图 为了避免信息的损失，频率调制和相位调制信号必须采用正交下变频。因为频率调制或 者q p s k 频谱的上下边带的信息是不同的，所以必须被分离为两个零频率的正交信号。由式 ( 2 3 ) 、( 2 4 ) 可知，一个只具有正频率成分的复信号可以由一对正交本振信号组成，该复信 号与射频信号混频后，射频信号的正频率成分和负频率成分同时向正频率轴方向移动，如图 2 7 所示。经低通滤波和放大后，可以得到i q 两路正交的基带信号。 图2 7 与正交本振信号进行混频的零中频接收机频域转换示意图 2 3 2 零中频接收机的优点 相对于超外差式接收机，零中频接收机的优点有：第一，在理想情况下不存在镜像干扰 频率，所以不需要难以集成带通滤波器，克服了超外差式接收机的主要问题；第二，由于有 8 杭州电子科技大学硕士学位论文 用信号被直接下变频到基带信号，使得后续模块的工作频率降低，因此大大降低了系统的实 现难度；第三，由于系统所需的电路模块及外部节点数减少，各模块无需驱动外部低阻抗负 载，所以接收机的功耗降低并且外部干扰信号减少；第四，集成度的提高降低了成本。 2 3 3 零中频接收机的缺点 尽管零中频接收机优点显著，但也存在一系列的问题，如i q 失配、直流失调、本振泄 漏、1 f 噪声干扰等。这些问题严重影响接收机的性能，本节将详细分析这些问题的产生因素 与解决措施。 2 3 3 1i q 失配 由于在具体实现中，i q 两个支路存在幅度和相位不匹配，所以基带处理电路不能完全抑 制镜像信号假设射频信号是( f ) = a c o s o ) j + b s i n o ) d ，其r p a 矛- d b 等于1 或一1 。本振信号的i 和 q 相位分别是： 引沪2 ( + 扣( 咿詈) 亿5 ， z 二 x l o , q = 2 ( 一訇s i n ( 妒匐 q 6 ， 二 其中因子2 是为了简化计算结果而引入的，占和目分别代表幅度和相位的误差。把k ( f ) 分 别乘以这两个本振相位，然后对输出进行低通滤波，得到如下基带信号： 枷一( + 扣纠+ 扣罢 亿7 ， 锄二b ( 一扣争( 一扣詈 q 8 ， 由上述分析可以看出，由于正交本振信号引入了幅度与相位误差， 最终导致两路i q 基 带信号不匹配，这样有用信号仍会受到镜像信号干扰，接收机的误码率( b e r ) 将会上升。 由于i q 支路的不匹配程度基本不随时间的变化而变化，可以采用数字电路或者模拟电路 的方法对i q 失配程度校准，以降低i q 失配对接收机性能的影响。 2 3 3 2 直流失调 虽然零中频接收机缓解了镜像干扰问题，但是下变频混频器及后续模块引入的直流失调 成分将直接叠加在有用信号上，对有用信号造成干扰。这些直流失调成分可能会淹没有用信 号，使得后面的各级处理模块出现饱和。 造成直流失调的原因有很多： 1 信号泄漏造成直流失调。本振信号通过寄生电容或者衬底耦合泄漏到低噪声放大器和 混频器的输入端，或者射频信号泄漏到本振信号通路。这些泄漏信号经混频器混频后，转换 为直流信号，叠加在有用信号上，对有用信号造成干扰，并且可能使后面的处理模块饱和。 9 射频信号进行混频。这样本振泄露引起的自混频产生的是一个与本振信号同频率的交流信号， 而不是直流分量，从而有效的抑制了直流失调。 2 3 3 3 闪烁噪声 闪烁噪声，因为其功率密度函数与1 f 成正比，而且和器件尺寸成反比，所以频率越低， 闪烁噪声就越大，对接收信号的影响也越大。闪烁噪声的影响主要集中在低频段。在零中频 接收机中，信号被直接转换到直流，闪烁噪声的影响不容忽视。 2 4 低中频接收机 低中频接收机的核心是射频信号与一个仅具有正频率成分的复本地振荡信号混频，转换 到一个较低的中频，如图2 8 所示。这种结构接收机克服了超外差式接收机受到的镜像信号 干扰，减轻了对中频滤波器的要求，同时避免了零中频接收机直流失调和闪烁噪声等问题。 从图2 9 可以看出，下变频后有用信号与镜像信号完全分离，分别位于正频率处与负频 率处，只要滤除位于正频率处的镜像信号，就不存在镜像干扰问题。但在实际运用中，由于 本地振荡信号的i q 不匹配，低中频接收机还是需要对镜像信号抑制处理。同时下变频后的 信号不位于基带，因此也不存在零中频接收机的直流失调问题。 综上所述，超外差式接收机是一种经典的接收机结构，其技术发展已经很成熟，灵敏度 高、动态范围大、选择性好，但其结构复杂、不易集成、成本高；零中频接收机集成度最高， 体积小，功率消耗低，几乎不受镜像干扰，但是存在直流失调，偶次失真，本振泄漏，闪烁 噪声干扰等问题，目前该技术还不够成熟。由于低中频接收机避免了超外差式接收机中的高 中频镜像抑制问题，同时又不存在零中频接收机中的直流失调问题，是接收机折中设计的较 1 0 杭州电子科技大学硕士学位论文 佳选择。 图2 8 低中频接收机结构框图 图2 9 低中频接收机的频域转换不意图 2 5 接收机的主要性能参数 本节针对接收机射频前端设计的几个重要参数进行了分析，包括功率增益和电压增益、 灵敏度和噪声、线性度和动态范围，并简要分析了级联系统中噪声和线性度的计算方法。 2 5 1 功率增益和电压增益 在射频电路中，存在多种功率增益，如资用功率增益g a 、工作功率增益q 和传输功率 增益g ，它们的含义是 g p = p l a ( 2 1 0 ) g p2 鸶( 2 1 1 ) 铲乏( 2 1 2 ) 其中，乞为负载从射频电路网络可以获得的最大功率，罡为负载从射频电路网络获得 的实际功率，匕为射频电路网络从信号源可以获得的最大功率，b 为射频电路网络从信号源 获得的实际功率。 功率增益g 与低频电路中通常使用的电压增益彳v 之间的关系为 尹一 p 一 杭州电子科技大学硕士学位论文 g - 箍罐r e s ， (213)2 v s 2 r s v r l 、 其中，v 三为负载阻抗的实部吃上的电压幅度，为信号源阻抗的实部咫上的电压幅度。 2 5 2 灵敏度和噪声系数 射频无线接收机系统接收到的信号质量是很差的，常常需要检测微弱的信号。灵敏度定 义为射频无线接收机系统能够检测到的最小信号功率p m i n ，通常以d b m 来表示。1 m w 的功 率相当于0 d b m ，故 p ( d b m ) = 1 0 l 。g 案 ( 2 1 4 ) 无线接收机系统的灵敏度是由组成接收机系统的各种电子元件产生的噪声所决定的。 为了衡量电子系统的噪声性能，需要引入噪声因子f ( n o i s ef a c t o r ) 和噪声系数n f ( n o i s e f i g u r e ) 的概念 f ：一p o t o t ：墨：垩鱼：s n r i n ( 2 1 5 ) 只舢只舯 s n r 。眦 、 n f = 1 0 l o g f ( 2 1 6 ) 其中，d o , t o t 为总输出噪声功率，只脚为由信号源所引入的输出噪声功率，p l a t 为接收机本 身产生的噪声功率，s n r i i l 为输入信噪比，s n 为输出信噪比。无线接收机的信号源一般为 丁= 2 9 0 k 的天线，因此接收机的噪声因子为 f ：k t a f q + p i , ，t ( 2 1 7 ) k t a f g 、 其中，g a 为接收机的可获得功率增益，p i n t 为接收机本身产生的噪声功率，k 为波尔兹曼 常数( 1 3 8 x 1 0 - ：3 j k ) ，t 为绝对温度，矽为噪声带宽。由上式可知 q = ( f 一1 ) 灯v ( 2 1 8 ) p i i l 。g a 为接收机本身产生的噪声功率折合到输入端的等效噪声功率。接收机输入端的等 效噪声功率为 气= 七五a f + ( f - 1 ) k t a f ( 2 1 9 ) 该噪声功率被称为接收机的噪声基底( n o i s ef l o o r ) 。 对于一个无线接收机系统来说，如果在保证服务质量的条件下可以接受的最小信噪比为 s n i k i i i ，则接收机系统的灵敏度可表示为 = 帆疵打针拿邶- 1 ) l 帆晌f k t a f ( 2 2 0 ) 当绝对温度为t = 2 9 0 k 时，k t 1 7 4 d b m h z ，则由上式可知 1 2 杭州电子科技大学硕士学位论文 f ( d b ) = p r o m ( d b m n z ) 一s n r m m 一( 一17 4 d b m h z )( 2 21 ) 当知道了接收机系统可以接受的最小输入信号功率和最小信噪比时，就可以采用上式计 算系统的噪声系数。 2 5 3 线性度和动态范围 线性度描述了射频电路由于非线性引入的失真程度，其值决定了射频电路能够承受的最 大输入信号的功率。在工程应用中，一般用l d b 压缩点p l d b 、二阶输入交调点i i p 2 和三阶输 入交调点i i p 3 来描述射频电路的线性度。下面我们来推导线性度参数与系统参数之间的关系。 假设射频电路系统的传输函数可用以下幂级数表示，且在处理功率足够小的信号时，用 该幂级数表示系统的传输函数所引入的误差是可以忽略的( 高于三阶的项被忽略) i ( + 1 ，) = + q v + v 2 + ， ( 2 2 2 ) 其中，、口：和分别是系统的直流输出、增益、二阶非线性系数和三阶非线性 系数。当射频电路系统的输入信号为一个正弦信号1 ，= 4 c o s c o t ，则该射频电路的输出为 i ( v d c + v ) = + + 锡陆2 + 陆5 咆+ 竿h 啦半肺耐+ 等c o s 2 刎+ 竿c o s 3 研q 2 3 如果( 2 2 3 ) 中的儡 0 ，而a 3 2 ( 3 d b ) ，并联电阻提供了很好的功率匹配， 但同时增加了噪声系数。与没有并联电阻时相比，增益下降。在没有加入并联电阻时， f = 1 + y ( a g 。足) ，增益比加入并联电阻高6d b 。噪声系数的等式只有在低频时成立，并且 忽略了栅极电流噪声。因此在较高频率并考虑栅极电流噪声时，噪声系数更差。所以这个结 构很少被采用。1 9 9 3 年，c h a n g 采用该拓扑结构设计了一个差分放大器【2 7 1 ，中心频率为 7 7 0 m h z ，增益为1 4 d b ，噪声系数为6 d b ，功耗为7 m w 。从实际结果也可以看出来噪声系数 相对比较大。 3 3 2 电压并联负反馈结构 采用电压并联负反馈的共源放大器如图3 2 ( b ) 所示，它与输入端并联电阻的共源放大 器一样，可以提供宽带实数输入阻抗。由于该结构在放大器之前没有含噪声的衰减器使信号 减小，所以噪声系数比输入端并联电阻结构要小的多。但是电阻反馈网络仍然有热噪声，并 2 1 rhl上 叶 _1h主 睁 杭州电子科技大学硕士学位论文 且不可能在所有频率下让晶体管表现最 佳阻抗z o p t 。因此，整个放大器的噪声系数虽然有所改善，但仍比器件n f m i n 大，典型值 是几个分贝。然而这个电路具有宽带特性，可以用来实现宽带l n a ，即使它的噪声系数并不 是最小的可能值。 假设c 鼬的电抗为无穷大，可得 如= 嘴畿掣 3 2 ， = 鼍鬻掣 b 3 3 ， 如果足= 心= r ，为了获得输入输出同时匹配，令如= = g o ，可得 ( 1 + g 。墨) r ，- - g m 霹。该电路的增益为4 = 1 一邱，在输入阻抗匹配的情况下，其噪声系数 为： ：竺型竺4ktrs：a：2f 丝坦1 3 4 ， = l 二= 兰z 一= + ，f 3 3 4 1 ，、， 文献 2 8 采用该拓扑结构实现