（电路与系统专业论文）035μm+cmos+25gbs时钟和数据恢复电路设计.pdf

摘要 本文主要内容是基于c m o s 工艺的2 5 g b s 时钟和数据恢复电路的设计和实现。 时钟和数据恢复电路是光纤传输系统中光接收机的主要单元之一。时钟恢复电路由预 处理器和注入式锁相环构成，数据恢复电路，也称为数据判电路，由主从d 触发器构成。 时钟恢复电路的设计和实现是本论文的主体，其主要功能是从输入的非归零随机数据中恢复 出时钟信号，供数据恢复电路和后续电路使用。数据恢复电路通过时钟采样对畸变的输入数 据进行整形，并重新建立数据和时钟之间的相位关系。 文中先分别叙述了预处理器和锁相环涉及的基本原理和相关的理论问题，并讨论了时 钟恢复电路中的噪声，着重阐述了压控振荡器的相位噪声模型和计算方法。然后介绍了基于 c m o s 工艺的电路设计，包括括预处理电路，鉴相器，低通滤波器，同步注入振荡器( 由 顾峥博士设计) 和数据恢复电路，并给出了芯片的版图。最后给出了芯片的测试结果，并对 存在的一些问题进行了分析和总结。 测试结果显示，电路在2 5 g b s 速率上工作正常，输入长度为2 3 1 _ 1 随机序列，信号幅 度单端峰峰值1 5 8 m v 时，电路的工作范围为2 4 8 g b p 2 5 3 g b ，s ，时钟相位噪声为 - ! o o d b c h z l m h z 。电路采用t s m c0 3 5 p r oc m o s 工艺实现，电源电压5 v ，电流1 3 0 m a ， 芯片面积1 1 4 9 m m 2 。 关键字： 光纤传输系统，光同步数字序列，时钟和数据恢复电路，数据判决，预处理器，锁相环，注 入锁相环，压控振荡器，同步振荡器，鉴相器，低通滤波器，相位噪声，互补金属氧化物半 导体 a b s t r a c t t h em a i n l yc o n t e n to ft h i sa r t i c l ei st h ed e s i g na n dr e a l i z a t i o no f2 5 g b sc l o c ka n dd a t a r e c o v e r yc i r c u i t ( c d r c ) i nc o m p l e m e n t a r y - m e t a l o x i d e - s e m i c o n d u c t o r ( c m o s ) c d r ci so n eo ft h em o s ti m p o r t a n tc e l l si n o p t i c a l r e c e i v e rf o r o p t i c a l t r a n s m i s s i o ns y s t e m c l o c kr e c o v e r yc i r c u i t ( c r c ) i sc o m p o s e do fp r e p r o c e s s o ra n d i n j e c t i o np h a s e l o c k e dl o o p ( i p l l ) d a t ar e c o v e r yc i r c u i t ( d r c ) ，a l s oc a l l e dd a t a d e c i s i o nc i r c u i t ，i sc o m p o s e do fm a s t e r - s l a v ed l a t c h t h ed e s i g na n dr e a l i z a t i o no fc r c i st h em a i nb o d yo ft h ea r t i c l e t h em a i nf u n c t i o no fc r ci st or e c o v e rc l o c ks i g n a lf r o mn r z r a n d o mi n p u td a t a , w h i c hi sf o rd r ca n dt h ec i r c u i t sb e h i n d d r cr e f o r m st h ed i s t o r t e di n p u td a t a t h r o u g ht h es a m p l i n gb yt h er e c o v e r e dc l o c k a n dt h en e wp h a s er e l a t i o nb e t w e e nd a t aa n dc l o c k w i l lb ee s t a b l i s h e d t h ef u n d a m e n t a l p r i n c i p l e sa n d t h e o r i e si n v o l v e di n p r e p r o c e s s o ra n dp h a s e l o c k e d i o o p ( p l l ) a r ed e s c r i b e df i r s t a n dt h en o i s ei nc r ci sa l s od i s c u s s e d ，i nw h i c ht h ep h a s en o i s eo f v o l t a g e 。c o n t r o l l e do s c i l l a t o r ( v c o ) a n dt h ec a l c u l a t i n gm e t h o da r et h ee m p h a s e s t h e nt h ec i r c u i t d e s i g ni nc m o st e c h n o l o g yi si n t r o d u c e d ，i n c l u d i n gp r e p r o c e s s o r , p h a s ed e t e c t o r , l o w - p a s sf i l t e r , s y n c h r o n o u so s c i l l a t o r ( d e s i g n e db yd r z h e n gg u la n dd r c t h el a y o u to fc d r ci sa l s o p r e s e n t e d f i n a l l y , t h em e a s u r e dr e s u l t sa r ep r e s e n t e d ，t o g e t h e rw i t ht h ea n a l y s i sa n dc o n c l u s i o n f u rs o m ep r o b l e m so f t h er e s u l t s t h em e a s u r e dr e s u l t ss h o wt h a tc d r cw o r k sc o r r e c t l ya t2 5 g b s t h ew o r kr a n g ei s 2 4 8 g b s - 2 5 3 g b sa n dt h ep h a s en o i s ei s - 1 0 0 d b c h za t1 m h zo f f s e tw i t h2 3 1 _ 1p s e u d or a n d o m b i n a r ys e q u e n c ef p m 3 s ) i n p u tw h o s ea r q ：p l i t u d ei s1 5 8 m v c d r ci sr e a l i z e di nao 3 5 9 mc m o s t e c h n o l o g yo f t s m c t h ec u r r e n ti s1 3 0 m aw i t h5 vs u p p l y a n dt h ec h i pa r e ai s1 1 4 9 m m 2 k e y w o r d s ： o p t i c a lt r a n s m i s s i o ns y s t e m ，s y n c h r o n o u sd i g i t a lh i e r a r c h y ( s d h ) ，c l o c ka n dd a t a r e c o v e r yc i r c u i t ( c d r c ) ，d a t ad e c i s i o n ，p r e p r o c e s s o r ，p h a s e l o c k e dl o o p ( p l l ) ，珂e c t i o n p h a s e l o c k e dl o o p ( i p l l ) ，v o l t a g e - c o n t r o l l e do s c i l l a t o r ( v c o ) ，s y n c h r o n o u so s c i l l a t o r ( s o ) ， p h a s ed e t e c t o r ( p d ) ，l o w p a s sf i l t e r ( l p f ) ，p h a s en o i s e ，c o m p l e m e n t a r y m e t a l - o x i d e - s e m i c o n d u c t o r ( c m o s ) i i 东南大学学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。 尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过 的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我 一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 研究生签名：二毫：生整。 日期 沙。坼7 ，l6 东南大学学位论文使用授权声明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的复印 l 件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内容和纸质 论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可以公布( 包括 刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包括刊登) 授权东南大学研究生院办理。 躲丝燧名：鼹一彳 25 g b s 时钟和数据恢复电路设计 第一章概述 1 1 光接收机功能描述 光纤由于具有容量大，传输损耗小，抗干扰抗腐蚀性强等优点，成为骨干网，甚至接入 网的主要传输媒介。信息通过光纤传输，但信息的处理是通过电子电路进行的，在整个光纤 通信系统中就必然存在光电、电光接口电路，即光接收、发射机，如图1 1 所示【”。 图1 1 光收发机模块图 时钟和数据恢复电路( c d r c ) 是光纤传输系统中光接收机的主要单元之一，如图1 2 所示。时钟恢复电路的功能主要是从非归零随机序列中提取出时钟信号，为数据判决和数据 分接等电路提供时钟。时钟恢复电路的噪声性能对后续电路的性能有很大影响。数据恢复由 数据判决电路完成，数据判决电路的功能主要集中在两方面：来自光纤的数据在传输过程中 波形会产生畸变，通过恢复出来的时钟对其进行判决、整形，可以消除这种畸变；其次，通 过判决，可以确定时钟和数据之间的相位关系，以保证后续电路的正常工作。时钟和数据恢 复电路所具有的功能可称之为“3 r 再生”( 再放大一r e a m p l i f i c a t i o n ，再整形一r e s h a p i n g ，再 定时r e t i m i n g ) ”。正是由于具有“3 r 再生”功能，该电路也广泛应用于信号中继器中。 图12 光接收机模块图 o u t p u t 1 2 时钟恢复电路 到目前为止，时钟恢复电路主要有窄带再生分频型( n a r r o w b a n d r e g e n e r a t i v e f r e q u e n c y d i v i d e r s ) ，无源窄带滤波型( p a s s i v en a r r o w - d a n df i l t e r s ) ，锁相环型( p h a s e l o c k e dl o o p ) 和同步振荡型( s y n c h r o n o u so s c i l l a t o r ) 【l 】o 本文时钟恢复电路的主体结构采用p l l 和s o 25 g b s 时钟和数据恢复电路设计 相结合的电路结构，称之为注入式锁相环型p l l ( i n j e c t i o n p h a s e l o c k e d l o o p ) 。图1 3 是时 钟恢复电路的拓扑结构，由预处理电路p r e p r o c e s s o r 和注入式锁相环i p l l 构成。其中虚线 部分就是i p l l 。与一般p l l 相比，口l l 的v c o 被s o 取代，环路多了一个由预处理器到 s o 的信号注入端。由于经过预处理器之后的信号中含有丰富的时钟分量，具有这种注入的 i p l l 既避免了单一s o 锁定范围窄的问题，又比一般p l l 更加容易锁定。 d a t a c l o c k 图1 3 时钟恢复电路拓扑结构 由于双极性非归零随机信号( n r zp r b s ) 功率谱中基本上不包含比特率整数倍的频率 分量，如图1 4 所示，不能采用n r z 数据信号实现直接锁相。预处理器对输入数据进行倍 频、微分、整形和滤波，最后得到含有丰富时钟分量的信号。该信号近似于带有包络的正弦 波，但频率并不唯一，除了主要的数值上等于比特率的频率分量外，还含有很多边带噪声和 谐波分量。该信号的质量主要依赖预处理器中滤波器的q 值。 图14 双极性n r z 信号功率谱密度 时钟恢复电路的指标主要包括同步范围、捕获范围、捕获时间、相位噪声、灵敏度、 环路稳定性等。同步范围指在环路锁定状态下，输入数据速率缓慢变化时，环路能维持锁定 状态的范围。捕获范围指环路能由失锁状态进入锁定状态的工作范围，在此范围内，只要加 输入信号环路就能锁定，是电路的正常工作范围，且捕获范围一般比同步范围窄。捕获时间 指环路由失锁状态进入锁定状态所用的时间，捕获时间的长短决定了电路响应速度的快慢。 2 3 2 5 g b s 时钟和数据恢复电路设计 捕获时间由环路参数决定，最终的捕获时间将会是各种性能指标折衷考虑的结果。其中最显 著的矛盾存在于环路带宽、相位噪声和捕获时间之间。灵敏度即电路能正常工作的最小输入 信号幅度。恢复出来的时钟的相位噪声是整个时钟恢复电路最重要的指标。相位噪声也可看 作是信号的相位抖动。如果相位噪声太大，会造成数据恢复和数据分接电路中产生大量误码， 系统误码率升高。另外，时钟恢复电路的时钟稳定性也很重要。锁相环路不能出现间歇性失 锁，时钟的失锁同样会造成系统产生误码和数据抖动。 1 3 数据恢复电路 数据恢复主要由主、从d 触发器构成的数据判决电路完成。图1 5 是数据判决电路的拓 扑结构图。通过来自时钟恢复电路的时钟对输入数据进行两次交替采样，完成判决过程。数 据判决电路要求判决灵敏度高，相位裕度大。判决灵敏度与时钟恢复电路的灵敏度定义一致， 指电路正常工作所需的最小输入信号幅度。在确定流片工艺后，该指标只有通过改进电路结 构，优化电路参数和优化数据和时钟的相位关系来提高。相比之下，相位裕度对整个电路的 影响更加关键。所谓相位裕度，是指输入数据相位不变，改变时钟的相位时，电路能正常工 作的时钟相位范围，一般应该大于1 8 0 。，而且正负要对称。当时钟初始相位位于输入数据 眼图的中心位置时，数据判决电路才拥有正负对称的相位裕度，同时拥有最高的灵敏度。一 般而言，电路灵敏度越高，相位裕度越大。 m c l k c l k 图15 数据判决电路拓扑结构 单独设计时钟恢复电路和数据判决电路时，时钟恢复电路可以拥有较宽的锁定范围， 数据判决电路也可以得到较大的相位裕度。但是由于本次设计的锁相环中的鉴相器采用乘法 器结构，乘法器结构的特点就是使得锁相环路存在固有的相对相差( 非乘法器结构不存在固 有相差) ，这个固有相差指锁相环输入信号和v c o 反馈信号之间的相位差。因此将二者集成 2 5 g b s 时钟和数据恢复电路设计 在一起后，由于时钟和数据相对相位关系的动态变化会使整体电路的工作范围大打折扣。因 为这种相对相差会随着环路工作频率的改变而改变，这种改变又是环路中p d 的固有特性导 致的。设计者通过改变环路增益k d ，k v 。可以减小不同时钟频率的相位变化，但无法根本消 除。幸运的是，光纤通信中数据速率基本上固定的，时钟和数据恢复电路不用同时在很宽的 范围上工作。尽管如此，使得采样时钟的初始相位位于输入数据眼图的中心位置是设计者的 重要任务之一。 1 4 系统方案 在综合多种系统结构的优缺点，并考虑到研究所已有成果等方面的因素后，本文最终设 计的时钟和数据恢复电路的模块结构如图16 所示。 c l k o u c o u i d a t a o u t p u t 图16 时钟和数据恢复电路模块图 图1 6 中基本上分为3 个部分预处理器( p r e p m c e s s o r ) ，注入同步锁相环( i p l l ) * n 数 据判决电路( d a t ad e c i s i o n ) ，各部分由图中虚线框标示。预处理器对输入n r z 数据信号进行 处理，得到初步的时钟信息。该部分包括延迟单元、乘法器、窄带滤波器、缓冲放大器。输 入数据与经过t 延迟的数据相乘，得到2 倍速率的数据信号，其中含有丰富的时钟分量，但 同时还有很多低频分量和高次谐波。低频分量主要是连0 和连1 数据导致的。因此，滤波电 路是必需的。由于无源电感没有模型，而且q 值不高，我们设计时采用了有源电感。但该有 源电感是对地等效电感，所以不好直接应用到乘法器中，因此采用了单独的滤波电路。l c 单元中的电容采用变容二极管，便于测试时调节中心频率。为了让滤波输出有一定的信号幅 度，增加了缓冲放大器。2 5 g b s 的随机信号经过预处理器后，输出为带有包络变化的正弦 信号。其中2 5 g h z 的时钟分量最丰富。该包络变化与随机信号中连0 和连1 数据的分布有 关。当滤波器的q 值非常高、带宽很小时，可以滤出时钟分量，预处理器输出为等幅的正弦 4 2 5 g b s 时钟和数据恢复电路设计 信号。实际上这是非常困难的。 注入同步锁相环包括鉴相器、低通滤波器、注入同步压控振荡器和输出缓冲。鉴相器输 出经低通滤波后为一个正比于预处理器和振荡器输出信号相差的准直流信号。之所以称之为 准直流信号，是因为该信号上叠加了一些随机的低频包络信号，包络与预处理器输出信号的 包络是一致的。若低通滤波器的带宽足够窄，可以减小这种包络。但实际设计时滤波器带宽 还要兼顾其它因素。准直流信号通过控制压控振荡器的变容管改变其频率来改变其相位，进 而改变鉴相器的输出电平。通过若干周期的反复牵引，压控振荡器输出信号的相位最终会稳 定在某一个值上，此时其频率也就恒等于输入信号频率。同时，预处理的输出信号还直接注 入到压控振荡器中，牵引其频率更快地跟踪输入信号。 数据判决电路由主从d 触发器构成，恢复出来的时钟作为采样时钟。在设计中要特别注 意时钟和数据的相位关系，避免采样时钟落入差分数据的交叠区。在数据判决电路的数据输 入端和时钟输入端分别设计了缓冲放大器，主要原因一方面是便于调节数据或时钟的相位从 而改变二者相对相位关系，另一方面是因为版图布局的原因导致数据线和时钟线都较长，增 加缓冲放大器可以减小数据和时钟在线上的衰减，避免信号畸变。 设计时采用了台湾t s m co 3 5 “r nc m o s 工艺模型，电源电压5 v 。仿真工具是 s m a r t s p i c e ，版图绘制工具是c a d e n c e 。时钟恢复电路是整个芯片的主体，本文将主要介绍 时钟恢复电路的分析和设计。 2 5 g b s 时钟和数据恢复电路设计 第二章预处理电路 图2 1 是预处理器电路模块图，包括延迟单元、乘法器、窄带滤波器、缓冲放大器。 x ( f ) ，y ( f ) ，z ( f ) ，o ( t ) 代表各节点上的信号。 d a l a 图2 1 预处理器模块图 2 1 乘法器 图2 1 中延迟单元由缓冲放大器构成，延迟时间的大小要使得乘法器的输出信号中两倍 频的分量最大。虽然输入信号是随机数据，我们可以用正弦信号和方波信号来分析乘法器的 性质。先假设输入信号是理想方波，延迟前后两路信号的付利叶级数展开分别为 鄱，= 等薹嘉s i n 心川捌 协， w ) = 等薹嘉s i n ( 2 川腆 c 2 _ 2 ) 壮4 万4 。 s i n ( 十c o t ，) + 、1 麓s i n ( 3 0 x ，) 、+ _ 乏1s ，i ，n ( 5 卅 ( 2 - 3 ) ，c r ，：警 。i n c 麦+ a 夕n 7 - ) + 、_ 亏、s l i n l ( s o 夕x 7 + 、3 、a 、r 、c 、) 1 + j 1 。i n c s z + s 翻叮，+ c ：。， 由于计算中所关心的是含有频率2 t 7 0 的项，式( 2 3 ) 和( 2 - 4 ) 只有按照上面虚线的方向相 乘后才会得到含有2 c o 的项。下面只给出前三项按照虚线方向相乘的结果( 高次谐波相乘后 也能得到2 脚分量，但幅度已经很小，可以忽略) 6 2 5 g b s 时钟和数据恢复电路设计 。_ _ 一 z ( f ) = x ( t ) x y ( f ) = 等睦c 。s c 研，一去c o s c z 删+ 研，+ 丢弓c 。s c z 删+ s 研，一去弓c 。s c a 甜+ s 研，十 圭；c o s c z 积一研，一丢专c 喊a 甜+ 研，十圭 专c 。s c z 耐+ s 研，一 丢 ；c 。s c s 甜+ s 研，十丢吉；c 。啦“一s 研，一丢，；，c 。s c s 积+ s 研，扣， ( 25 ) z ( f ) 经过微分，并经过中心频率为2g o 的窄带滤波罨滤波后得到o ( f ) 如下 。z 等卜丢c 似z 删+ 研，+ 丢；c 。s c z 甜+ ，研，十三专c 。s c z 础一研，+ 甚 c 。啦耐+ s 研，十丑 c 呶z 耐一s 研，扣， e ， “了1 6 a2 【一言c 。s ( 2 甜+ 晰) + 丢；，2 c o s ( 2 c o t ) c o s ( 2 研+ 研) + 杀2 c o s ( 4 0 x ) c o s ( 2 甜十毋 ( 2 _ 7 ) 从式( 2 _ 7 ) 中可以看出 扣；蜉时，o ( f ) 中2 国的分量就 在在式( 2 _ 6 ) 中，第一项扣( a r c )f 三4 或里4 时将是一个直流分旦。实礼 如果式( 2 1 ) 和( 2 2 ) 中同频项相乘都会产生直流分量，则z ( t ) 中的直流分量为 等箬睦c 。s c 研，+ 去- ；c 。s c s 优，+ 丢。 c 嘁s 研，+ ， 心- s ， 如果我们采用的是单端电路结构，这个直流分量对输出信号质量基本上没有影响，但如果电 路结构是差分的，这个直流分量又不为亳，输出差分信号质量将严重退化。下面结合实际电 路从这方面来分析f = 三或等在差分乘法器中的必要性。图2 2 是实际设计中采用的双平 衡乘法器。假设输入信号是单一频率的正弦波，延迟前后的信号分别为 x ( ) = a s i n ( o 瞄) ( 2 9 ) y ( t ) = a s i n c o ( t + t ) 】 ( 2 。l o ) 单端乘法器相当于一个异或门，差分双平衡乘法器的两个输出端分别为异或和同或逻辑。根 据图2 3 ，可以得到如下逻辑关系( 也可以通过真值表、卡诺图求得) 2 5 g b s 时钟和数据恢复电路设计 x ( f ) v d d 州0 图2 2 双平衡乘法器电路原理幽 o u t l = 盖( f ) 丽+ 丽y ( f ) ( 2 1 1 ) o u t 2 = 丽丽+ ( f ) 】，( f ) ( 2 1 2 ) 设乘法器的增益为k ，将式( 2 9 ) ，( 2 - l o ) 代入式( 2 - 1 1 ) ，( 2 - 1 2 ) 得到 o u t l = k a 2 s i n ( o 斑) 一s i n ( c a + 拼) + 一s i n ( ( g ) s i n ( 础+ a r c ) ) = k a 2 c o s ( 2 0 x + 拼) 一c o s ( a r c ) ( 2 1 3 ) o u t 2 = k a 2 一s i n ( c o t ) 一s i n ( o x + a r c ) + s i n ( o x ) s i n ( o 掰+ 研) ) = k a 2 c o s ( 研) 一c o s ( 2 c o t + 研) 】 ( 2 1 4 ) 可以看出，式( 2 - 1 3 ) 和( 2 1 4 ) 中，交流信号极性相反，直流分量同样极性相反。当f 二_ d 或坚4 时，其中的直流分量c 。s ( 研) j 。这将导致乘法器的差分输出端地留的直流 电平不一致，相差2 k a 2c o s ( 0 ) z 1 。由于直流电平的不一致，差分信号o u t l , 阢凹的质量将 严重退化。以上分析再次证明了延迟时间f = ；或等在用于倍频双平衡乘法器中的必要 性。下面给出乘法器( 图22 ) 的仿真波形更加形象地说明这个问题。 输入频率为1 2 5 g h z 的两路正弦信号x ( f ) ，y ( f ) ，其时间相差分别为0 0 5 n s ，0 1 n s 和 0 1 7 n s ，得到的三组输入输出波形分别是图2 3 ，图2 4 和图2 5 。图23 中，输出信号 8 2 5 g b s 时钟和数据恢复电路设计 o u t i o u t 2 的直流电平相差很大，导致两路差分信号存在足以淹没信号本身的直流飘移。这 种信号无法满足下一级差分电路正常工作的条件，整个差分系统将失效。o u t i o u t 2 的直流 差异正是式( 2 - 1 3 ) 和( 2 - 1 4 ) 中直流分量c o s ( g x r ) 0 导致的。图2 4 同样存在直流差异， 不过有所改善。图2 5 中o u t i o u t 2 的直流电平基本一致，是可以接受的，说明此时 c o s ( 研) = 0 。由于输入信号的周期是0 8 n s ，为什么延迟0 1 7 n s 就能使c o s ( o y t ) = 0 呢? 7 1 这是由于实际的电路模型非常复杂，电路自身存在附加相移，使得总的信号延迟等于二- 。 0 u t i o u t 2 删 刑 x ( o y ( t ) 漱融k 兀啾酝掀k觚, l - 影 ( 嬲j文x 粥鳅( x x 嬲粼 i 黝) ( =麟x：徽篾黼渤杉 图2 3z = 0 0 5 n s 、，) ： ( k k k 耠弭弭：k k渤i ：j_ 1 c 盼锻k瓣 f 0 融支欲嬲溅溅( x 凇黼 蜷髅瀑憝i 。檬然舔j 彬 图2 4z = 0 1 n s 2 5 g b s 时钟和数据恢复电路设计 o u t i 0 u t 2 x ( o y 形 ：】( ) 。卿似k 斌黝赋嗽瓤：溉【0 姒x 毂积嬲 激徽：( | 涨燃默蕊i x 徽( 粼： 溅湫涨( ：溅敞默泓题 图2 5z = 0 1 7 n s 从式( 2 删干口( 2 _ 8 ) 中可以看出，延迟时肌三或等时，经过乘、法器后的信号里 已经没有直流分量。理论上讲，总可以通过高q 窄带滤波器滤出高次谐波，得到纯净的2 甜 分量。但在s d h 系统中，数据实际上是随机的，会有随机长度的连0 或连1 数据，不会是理 想方波。这就必然会在乘法器的输出端产生很多低频分量。当连0 或连l 数据较长时，该低 频信号会改变滤波器的输入端直流工作点。图2 6 采用随机数据作为输入时乘法器的仿真结 果。由于本文的滤波器采用了有源电感，对工作点比较敏感。为了让滤波器更好地工作，在 滤波器前面增加高通滤波电容可以有效隔离大部分低频分量。 0 u t i 0 “t 2 x o ) y ( o 狡弼瓣瓣二( ) ( 碱e 厂弋jn 、厂心 k 气 卜厂一 ； 、t、i r， fl 、o， o l、 l 、4 、tj 、 i v f 、a1 ai l ll i i t , 八 八 ? ； 。一篇皇暑二。刍。二 , i 、一 j j j f i - i7 1f i i ? i 弋肩7 。2 。 、一， ? 2 r = ：。+ 1 fi f。fj f f l f f yf ，y i yy i fii i fi f i6l8l6 l lli ，_川” j lnn j f 1儿 i 一7 f ，一7l i t l - ii1 i l川i r t 。1 t ，一y ，i ， 图2 6 乘法器的仿真结果 1 0 25 g b s 时钟和数据恢复电路设计 2 2 有源电感基本原理 n r z 随机数据经过乘法器倍频并通过高通滤波电容后，信号中除含有2 卯分量外，还 含有低频分量和高次谐波。为了滤除这些不需要的分量，我们采用了如图2 1 所示，中心频 率为2 0 9 的窄带滤波器。窄带滤波器采用l c 结构作为谐振单元。为了避免无源电感的模型 问题( t s m c 没有提供o 3 51 x m c m o s 工艺的电感模型) ，同时为了提高流片一次性成功率， 我们采用了有源电感。 c 阢。 图27 负电容原理图 产生有源电感的方式很多，这里简单介绍两种。一种方式是通过产生一个负电容作为 等效电感，其原理可以简单的理解为电容性正反馈。图2 7 可以原理性的说明负电容是如何 产生的。电容c 跨接在运算放大器的输入和输出端，经过1 8 0 。移相后形成正反馈，在运放 的输入端加激励，可以得到 2 去， 沼 设运放的增益为a ，则 v o = a v , 。 ( 2 - 1 6 ) 将式( 2 - 1 6 ) 代入式( 2 1 5 ) 得到 ( 4 1 ) = 一面1 ， ( 2 - 1 7 ) j 纨 从式( 2 一t 7 ) 可以得到从运放的输入阻抗 z i n ：v i n 25 g b s 时钟和数据恢复电路设计 1 一 j c o c ( a 一1 ) 1 2 1 改，一 。0 9 2 c ( a 一1 1 ( 2 1 8 ) ( 2 1 9 ) 若a 1 ，式( 2 1 8 ) 表明图2 7 的输入阻抗等效为一个负电容，值为一( a 一1 ) c 。同时 式( 2 - 1 9 ) 将该负电容等效为一个电感，值为。! 一。但这个等效电感值与翻有关 2 c ( a 一1 1 实际应用中更多的是利用与删无关的负电容。 i 。 c 图2 8 扭环( g y r a t o r ) 结构 另外一种产生有源电感的方式是利用扭环( g y r a t o r ) 结构将容性负载转换成感性输入阻 抗，如图2 8 所示。在输入端加激励，可以得到如下关系式 i = ( - g ，2 ) v x ( 2 - 2 0 ) i 。= g 。1 v ( 2 2 1 ) 旷：。上( 2 - 2 2 ) 44 i c o c 综合式( 2 2 0 ) ，( 2 - 2 1 ) ，( 2 - 2 2 ) 可得到 卜( 门去( - ) 1 2 25 g b s 时钟和数据恢复电路设计 z 。：善：，国j l ( 2 - 2 3 ) g 。i g 。2 式( 2 2 3 ) 表明图2 8 的输入阻抗是感性的，整个电路的输入阻抗等效为值为! 二一的电 g 。l g m 2 感，与式( 2 1 9 ) 的等效电感不同的是该等效电感与国无关，更加具有实用性。 2 3 有源电感的电路实现 基于图2 8 结构的电路实现方法有很多种，有单端的，也有差分的。我们选取最基本的 单端形式来分析。图2 9 是有源电感的电路图。电路由四只晶体管构成，m 1 ，m 2 构成如 图2 8 所示的扭环结构，m 3 ，m 4 为恒流源。我们将从小信号等效电路方面来分析图2 9 。 图21 0 是场效应晶体管小信号等效模型。从图2 , 8 的分析可知，容性负载对电感的影响很大， 因此晶体管小信号等效模型中各个节点电容都不能忽略。正是因为小信号等效模型比较复 杂，图2 9 可能不再会简单的等效为电感，我们通过求解其输入导纳来得到等效电感。 图2 9 有源电感电路图 图2 1 0m o s 管小信号等效模型 2 5 g b s 时钟和数据恢复电路设计 互 正 圈211 有源电感小信号等效电路 利用图2 1 0 中的m o s 管小信号等效模型( 忽略r a 。) 得到有源电感( 图2 9 ) 的小信号等 效电路，等效过程如图2 1 1 所示。在最后的等效电路输入端加激励，令 c l = c 班2 + c 州l ，c 2 = c 鲥2 + c 出1 ，c 3 = c 驴i 十c s 6 2 先求解1 1 ，从等效电路可以直接得到 2 ( 厶喘志竹去 z n ， 化简式( 2 2 4 ) 可得 2 ，5 g b s 时钟和数据恢复电路设计 再求解，因为 州g i n l + j o 贮z ) ，彘 1 22 g i n 2 = g 。2 v g d 畸去 根据式( 2 - 2 5 ) ，( 2 - 2 6 ) ，( 2 - 2 7 ) 得到 驴饥+ ，z ) 丧志 又因为 i = 1 1 + 1 2 + l ( 2 2 5 ) 将式( 2 - 2 5 ) ，( 2 - 2 8 ) 代入式( 2 - 2 9 ) 可得 ，= 卜+ ，崛，雨c 1 坛：+ ，：，矗击+ ，嵋k 所以，图2 9 的输入导纳为 圪2 毒 = ( g i n l + j a , c 2 ) 矗+ g m z( g i n l + j 0 3 c 2 ) ，矗志+ 崛 ( 2 2 6 ) ( 2 2 7 ) ( 2 2 8 ) ( 2 2 9 ) = 臀+ ，文器蝎 + 面g m l 雨g n l 2 s 。， 根据式( 2 3 0 ) 可知，图2 9 的等效输入阻抗可以用r 。，c o q 和l 。的并联来等效，如图2 1 2 所 图21 2 有源电感的等效输入阻抗 1 5 2 5 g b s 时钟和数据恢复电路设计 根据式( 2 3 0 ) ，图2 1 2 中r q ，l q 和c e q 的值分别为 屹：当生粤兰鱼( 2 - 3 1 )删 g 。1 ( c 鄹2 + i ? 鲥1 ) + g i n 2 ( c 2 十c 曲1 ) e 。：! 至垒三：；坐：! 掣十c ，。十t 。：(232)c c 加 筘2 十c 1 + c 鲥2 + 曲1 静 功2 三。：cgs2q - c g d lq-cgd2 q - c d b l g m l g m 2 ( 2 3 3 ) 从以上分析可以看到，图2 9 所示的有源电感不再像图2 8 n 样可以简单等效为一只电 感，而是同时存在与电感并联的r 。和c 。c 。会使这只电感存在自谐振频率。为了在高 频系统中应用，要提高其自谐振频率，即减小c 。从分析结果可知，c 。i 是c 。中的主要 成分，所以，应尽量减小m o s 管m l 的栅源电容。另一方面，由于r 。的存在，使电感的品质 因数q 减小了。因为能量会以热能的形式损耗在电阻r 。上。在满足自谐振频率远高于信号 频率的情况下，电感的品质因数q 就成了设计者必须关心的问题。电感q 值的大小直接影响 本文所设计的滤波器的带宽。q 值越大，带宽越小，反之亦然。n nb w ：竺，以是滤波 d 。 器的中心角频率，肼为滤波器的一3 d b 带宽。为了提高有源电感的q 值，可以考虑在图2 1 2 中 的等效电路中引入一个与r e q 并联的负电阻。由于一r 。ir 。= o 。，理论上，并联一个负电 阻一r 。后，有源电感将没有能量损耗。 基于以上分析，我们在图2 9 的输入端并联一个负电阻后，电路如图2 1 3 所示0 1 ，虚线框 内为产生负电阻的电路。可以将图2 1 3 称为双反馈有源电感。管子m 1 和m 2 构成一个反馈环。 通过这个反馈环将容性负载，主要是c g , 2 和c 。d l ，转换为感性负载；管子m 1 和m 3 构成另 一个反馈环，通过这个反馈环产生负电阻。先将图2 1 3 虚线部分独立出来做简单的输入电阻 分析，看这个负电阻主要跟那些参数有关，然后再详细求解图2 1 3 的输入导纳。 为了计算图2 1 3 虚线部分的输入阻抗，将虚线部分等效为图2 1 4 ，r 为恒流源i 。的内阻。 由于恒流源i t 的内阻是与输入端并联的，可以忽略，又由于节点s 是虚地点，i 。的内阻也可 以忽略。由图2 1 4 可以得到 v = k 一 ( 2 3 4 ) 25 g b s 时钟和数据恢复电路设计 i = g 。3 = 一g 。l 巧 v d d ， 图21 3 双反馈有源电感 r 图21 4 计算图2 1 3 虚线部分输入电阻的等效电路图 根据式( 2 - 3 4 ) 和( 2 - 3 5 ) 得到 所以，输入阻抗为 矿：一上一上 g 。lg 。2 z i 。：旦：一0 + 上) i 、g 。1g 。2 。 ( 2 3 5 ) ( 23 6 ) ( 2 3 7 ) 可见，图2 1 3 中虚线部分的输入电阻是负的，主要与管子m1 和m3 的跨导有关。上面的 分析忽略了很多寄生参数，可以看作是一种定性的分析。如果考虑到寄生参数的影响，式 ( 2 - 3 7 ) 将是一个非常复杂的表达式，甚至有高阶效应。 如果将双反馈放在一起进行分析，可以预见的结果应该是在图2 1 2 的等效电路上并联了 个负电阻，但是具体的值将会与式( 2 3 1 ) ，( 2 - 3 2 ) ，( 2 - 3 3 ) 和( 2 3 7 ) 有较大的差异，决定因素 将会更多。利用图21 0 中m o s 管小信号等效模型，得到双反馈有源电感的小信号等效电路如 1 7 2 5 g b s 时钟和数据恢复电路设计 图2 1 5 所示。等效过程中将恒流源开路，并忽略了管子的r d s 。 r e f 叫 g 双反馈有源电感 卜什3 c 。 =( 一。m m o s 管小信号等效模型 图21 5 双反馈有源电感小信号等效电路图 在图2 1 5 最后的等效电路输入端加激励，令 d c g d 2 + c d b l c g a 2 + c d c l = c g , 2 + c 鲥1 ，c 2 = c g e 2 + c 珊1 ，c 3 = c s 6 2 + c 鲥3 + c 出3 ，c 4 = c s m + c j + c f 3 先求解圪，从等效电路可以直接得到 圪c 一2 ( - g 。3 ) + j c o c g 。l + g 。1 ( 2 3 8 ) 1 8 2 5 g b s 时钟和数据恢复电路设计 由式( 2 3 8 ) 化简后可以得到 再求解圪，因为 矿： ! 竺型坠 矿 3 j c o c 4 十j c o c p l 十g 。t + g 。3 ( y 一) j o j c l = 1 5 + 1 6 = g 。1 ( v 一圪) + j c o c 2 所以，将式( 2 - 3 9 ) 代入式( 2 - 4 0 ) 可以得到 ( 2 3 9 ) ( 2 4 0 ) 巧：f 堕一一坚鱼堕l l 一 - 矿( 2 - 4 1 ) 。 。c x j 十j o e 2，n c 4 十嬲蚰1 + g 。1 + g 。3j o j c l + j c o c 2 。 又由于 v j o j c 3 + g 。2 ( v 一) + 圪- j c o c 4 + ，& c 2 将式( 2 3 9 ) ，( 2 4 1 ) 代入式( 2 4 2 ) ，化简后可以得到输入导纳 = 吾 一，g i n 2 c 2 + 生兰型鱼! 二堡塾! 鱼垦! + ! i g 王i n 2 互二! ：1 2 兰：! ：兰：兰! ! 。( j + c 2 ( g 。1 + g i n 3 ) 2 十a ) 2 ( c 4 十c 船1 ) 2( g 。1 十g i n 3 ) 2 十珊2 ( c j + c ：1 ) 2 丽c 2 气警g 导i n 3 c o ：( g 掣州暖蚓+c j + c ：( g 。l + ) 2 + + c 二，) 2 。 c j + c 2 川 埘2 c 耵l ( c 4 + c 群1 ) + ( g 。1 + g 。3 ) g 州 c 4 。c 2c 4 9 。l 一g 。l g 。3 c 酗l1 ( g 。1 十g 。3 ) 2 + ( c 4 + c 鼬1 ) 2 c 1 + c i ( g 。1 + g 。3 ) 2 + c 0 2 (