（电路与系统专业论文）16位ΣΔ模数转换器设计以及在电能表中的应用.pdf

一一鲨堕塑堂丝塑二一j l 弛s z 0 夸 摘要 随着电子电度表应用的普及，电能计量芯片得到了广泛的应用。在电能计量 芯片中，需要模数转换器对电流和电压传感器的电压信号进行处理。由于采用 一调制结构的a d c 没有较高的器件特性匹配要求，对外界环境的依赖性较小， 并且易于系统集成，因此相对于其他类型的a d c 更适合于应用于电能计量芯片。 本论文主要设计一个应用于电能计量芯片的1 6 位的二阶一调制器，其采 样频率为9 0 0 k h z ，信号带宽为1 4 k h z 。本论文首先介绍了一调制技术在国内 外的发展现状以及趋势，然后分析了采用一模数转换器的电能计量芯片的结 构以及工作原理，并阐述了一调制器的基础，接着再分析了在设计二阶一 调制器中所要考虑和解决的问题，主要是如何改进积分器性能和改善电路噪声， 最后详细讨论了本设计中各单元模块具体电路结构的实现，主要是积分器，全差 分运放，比较器结构的选择和设计，并给出了各个模块和整体模块的仿真结果。 关键字：一调制器，信噪比，过采样，开关电容电路，折叠式共源共栅 浙江大学硕士学位论文 a b s t r a c t w i t ht h e p o p u l a r i z a t i o n o ft h ea m m e t e r s ，t h ep o w e re n e r g y m e t e r i n gi ch a v e b e e nu s e d w i d e l y i nt h ep o w e re n e r g ym e t e r i n g c h i p ，t h e r ea r ea n a l o gt od i g i t a lc o n v e r t e r st op r o c e s st h e v o l t a g es i g n a l so ft h ec u r r e n tc e n s o ra n dt h ev o l t a g es e n s o r b e c a u s et h ea n a l o gt od i g i t a lc o n y e r t e rw h i c hu s e d s i g m a - d e l t a m o d u l a t i o na r c h i t e c t u r eh a sn os t r i c t r e q u i r e m e n t s o f m a t c h i n g c h a r a c t e r i s t i c s ，t h i sa d ci s i n d e p e n d e n t o ft h e e x t e r n a le n v i r o n m e n ta n dc a nb e i n t e g r a t e de a s i l y ， s o c o m p a r i n go t h e rt y p e sa d c ，i ti sm o r es u i t a b l ef o rt h ep o w e r e n e r g ym e t e r i n gc h i p t h ea i mo ft h i se s s a yi st od e s i g nat w oo r d e rs i g m a d e l t a m o d u l a t i o nw h i c hw i l lb eu s e di nt h ep o w e re n e r g ym e t e r i n g c h i p ，i t ss a m p l ef r e q u e n c y i s9 0 0k h z ，a n dt h es i g n a lb a n d w i d t h i s1 4k h z a t f i r s t ，t h ea r t i c l ei n t r o d u c et h ep r e s e n ta n d t h ef u t u r es i t u a t i o no ft h es i g m a - d e l t am o d u l a t i o ni nc h i n a a n d a b r o a d ，t h e na n a l y z e t h ea r c h i t e c t u r ea n dt h ew o r k p r i n c i p a l so ft h ep o w e re n e r g ym e t e r i n gc h i p ，a n di n t r o d u c e t h eb a s i c t h e o r y o ft h es i g m a d e l t am o d u l a t i o n t h e n ，a n a l y z e t h ep r o b l e m sw h i c hn e e dt ob er e s o l v e di nt h ed e s i g n ，m a i n l y l i e si nt h ei m p r o v e m e n t so ft h ep e r f o r m a n c eo fi n t e g r a t o ra n d r e d u c et h ec i r c u i tn o i s e a tl a s t ，t h i sp a p e rd i s c u s s e st h e r e a l i z a t i o no fa l lt h es p e c i f i cm o d u l e si n p a r t i c u l a r ，m a i n l y l i e si nt h ec h o i c ea n d d e s i g n o f i n t e g r a t o r ，o p e r a t i 。n a l a m p l i f i e r l a n dc o m p a r a t o r f t h e nt h em o d u l ea n dt h et o pl e v e l s i m u l a t i o nr e s u l t sa r eg i v e n k e yw o r d s ：s i g m a d e l t am o d u l a t i o n ，s i g n a l t o n o i s er a t i o n ， o v e r s a m p l e ， s w i t c h c a p a c i t a n c ec i r c u i t s，f o l d e d c a s c o d e 2 浙江大学硕士学位论文 1 1 立题意义 第一章绪论 电子电度表的测量是一个很重要的消费电子应用领域，随着电子电度表应 用的普及，电能计量芯片得到广泛的应用。在一技术应用于电度表芯片的设计 之前，这种芯片主要是采用全模拟的技术来实现，即采用模拟乘法器的方法来实 现信号的处理，由于全模拟信号的处理往往很难获得很高的精度，因此，当对测 量信号分辨率的要求很高时，模拟乘法器往往很难实现对信号的有效处理，一般 最高也就达到1 2 位的精度水平，但是采用一技术来实现时，往往很容易获得 1 2 位甚至1 6 位以上的精度，因此，现在实际应用中的电子电度表的测量往往都采 用一技术。 通常，电能计量芯片将电流通道和电压通道的采样信号相乘得到反应瞬态 功率的信号，然后再将此信号转换成频率信号后输出。在实现方式上主要用数字 电路来实现相乘和滤波等功能来保证较高的准确度和长期稳定性，而在a d c 和基 准源中使用模拟电路。在a d c 结构的选择中，相比于传统的a d c ，如积分式、逐次 逼近式、全并行，流水线式，一a a d c 更适合于该电能计量芯片，这是因为一 方面，由于其固有的结构特点，可以实现较高的精度，另一方面，虽然实现 调制的数字电路非常复杂，但它一般没有较高的器件特性匹配要求，对外界环境 的依赖性较小，这使得它可以充分利用当前最为先进和成熟的c m o s - f 艺，也易于 系统集成。所以在电能计量芯片中采用该结构的a d c 对电流和电压传感器的电压 信号进行处理。本课题主要设计满足电能计量芯片要求的一个1 6 位的二阶一 a d c 。 1 2 国内外发展现状及趋势 一技术首先也是最大的应用是在数字电话领域，例如公用电话网络交换 机的音频编码解码器，要求具有1 3 位的线性分辨率以及8 k s s 的转换率，无回 5 浙江大学硕士学位论文 音调制解调器则要求1 2 1 6 位分辨率以及8k s s 的转换率，i s d n 中使用的u 接口发送器要求具有1 3 1 6 位的线性分辨率以及8 0 1 6 0 k s s 的转换率，数字移动 电话则使用一技术来处理音频语言编码以及中频基带无线接口的数据转换。 带通一调制器越来越多的应用于中频基带接口的信号处理。 下面就国内外一转换器的最新进展进行了概述，并着重描述了目前几个 主要研究方向： 1 高阶一。一般来说，高阶一调制器比低阶的一调制器具有更好的 性能。因此，高阶的一调制器得到了广泛应用，但大于二阶的一调制器不 能用线性模型描述，必须采用一些复杂的技术来确保系统的稳定性。1 9 9 8 年1 2 月，日本东芝公司的研究人员a k i r ay a s u d a ，h i r os h it a n i m o t o 和t e ts u y ai i d a 介绍了他们研制的三阶一调制器，其中运用了树状的二阶噪声整形动态单元 匹配技术( ns d e m ) ，该技术能够很好的改善一个高阶一调制器的信噪比。树 状结构的ns d e m ( t ns d e m ) 应用于一个多位的一a d a c ，t ns d e m 可以减少晶 体管的数量，从而缩小芯片面积，实现了低电压、高速度、高精度的三阶一调 制器的设计。信号的带宽达到了1 0 0k h z ，工作频率为5 m h z ，信噪比为8 0 d b ，芯 片工作电压为1 1 5v ，a d c 部分的功耗为9 1 6 m w ，d a c 部分的功耗为5 1 2m w 。 2 低电压设计。目前，对于一模数转换器的低电压研究大多在一调 制器的积分器和比较器上。例如，使用阈值较低的晶体管，通过优化它们的结构 达到低功耗的目的，在积分器中使用单极运算跨导放大器( o t a ) 也是设计低功耗 转换器常采用的方法。已发表的研究文摘显示，一般经过低电压处理的模数转换 器的工作电压为1 1 5 v 。早在1 9 9 7 年，s h a r i a r hr a b i i 和b r u c ea 1w o o l e y 就 已经做到了，他们设计的一调制器的供电电压为1 1 5 2 1 5v ，在1 1 8v 的 电压下功耗为2 1 5 m w 。vi n c e n z op e l u s o 和p e t e rv a n c or e n l a n d 等几位学者设 计了一种低电压、低功耗的一模数转换器。他们将积分器的放大器、电流镜、 c m f b 、比较器分别进行了改善优化，v t p = 5 5 0 m v ，v t n = 6 2 0 m v 。研制出来的三阶 6 浙江大学硕士学位论文 一模数转换器工作电压为9 0 0i v ，功耗为4 0m w ，过采样率为4 8 ，抽样速率 是1 1 5 3 8m h z ，信噪比6 2 d b ，动态范围达至l j 7 7 d b ，转换的模拟信号带宽为1 6 k h z ， 芯片使用0 1 5 u mc m o s _ t _ 艺，双层多晶硅、三层金属布线。2 0 0 1 年3 月，德国和 埃及的两位教授a n d e a sk a i s e r 矛n m o h a m e dd e s s o u k y 发表了他们的研究结果。 他们通过改善调制器中的开关电容积分器、比较器，在开关电容积分器中使用了 低电压的自举开关( b o o s tr a p p e ds w i t c h ) ，成功研制出了工作电压为lv 、功 耗1m w 的1 4 位一调制器。该调制器采用0 3 5u mc m o s 技术，过采样率为1 0 0 ， 调制器的动态允许范围为8 8d b ，信噪比为8 7 d b 。 3 多位结构。多位结构的一型模数转换器可提高转换速率和分辨率，这对 于声音信号处理器的性能来说是一个大飞跃。多位结构的一型模数转换器含 有一个位的并行模数转换器和一个位数模转换器，对于一个给定的过采样比 和滤波器的阶数，这种结构可以提供更大的动态范围。但多位结构在混合信号大 规模集成电路中实现极为困难，因为它的线性度取决于位模数转换器的线性度， 对工艺要求严格。日本的b y u n 9 2 w o o gc h o 等几位学者设计了3 位结构的模数转 换器。该芯片为了减少由于多位产生的非线性，3 位d a c 只是用简单的逻辑门组 成。电路用0 1 8u mc m os 工艺，双层多晶硅、双层金属布线。测试的结果是，在 时钟为2 1 8 1 6 m h z 、信号带宽2 2 k h z 下，信噪比为8 7d b ，还是较为理想的。最近， 研究人员采用所谓数据加权平均法( d w a ) 的动态单元匹配技术( d e m ) ，使一 转换器在速度方面取得了突破性的进展，大幅度提高了转换器的信噪比、动态范 围和线性度。美国一研究小组研制的多位的一转换器，采用了4 阶( 2 一卜1 ) 级联一调制器、多位量化器和双向d w a 算法。该1 6 位2 1 5 ms p s 转换器采用 两层多晶硅、三层金属布线，0 1 5 u mc m o s i 艺，对于1 1 2 5 m h z 信号带宽。其信 噪比达9 0d b ，在2 0 m 采样时钟频率下，功耗为2 7 0 m w 。这个结果使得一型模 数转换器的性能基本能满足当前的需要。 4 带通一转换器。大多数产品化一转换器都属于低通滤波器，一 调制器内的积分器起到低通作用，若用带通滤波器代替积分器，就构成带通一 7 浙江大学硕士学位论文 调制器，这种类型的模数转换器就是带通一型模数转换器。带通一模数转 换器满足了信号带宽较窄但信号中心频率却很高的情况。近年来，带通一模 数转换器也取得了可喜的进展。s t e p h e na1 j a n t z i ，k e n 2 n e t h w l m a r ti ni n ad e l s 1 s e d r a 为数字收音机设计的带通一型模数转换器信号带宽可达2 0 0 k h z ，时 钟为i o m h z ，信噪比为6 2 d b ，采用0 1 8u mc m o st 艺，芯片面积是2 1 4 m m 11 8 m m 。l o a i l o u i s 、j o h n a b c a r i us 、g o r d o n wi r o b e r t s 设计的8 阶带通调制器 也达到了2 0 0k h z 的带宽，时钟频率为1 0 1 7 m h z ，采用0 1 8 u m 双极c m o s 工艺， 信噪比为1 l od b ，输出达到了1 8 位。 本论文中的a d c 为低通一转换器，下表中给出了1 9 9 7 年至u 2 0 0 1 年低通 一转换器的研究成果： 阶数时钟频率信号带宽抽样工作电功分辨信面使用发表时 m h zk h z _ 壅 压耗 塞 噪积工艺间 vm w b i t比m i l lu m 1 81 9 9 7 1 2 3i 0 02 7 1 4 88 0 1 9 9 8 1 2 5 02 51 82 0 0 0 4 52 5 01 69 4o 62 0 0 0 4 41 4 2 0 0 0 6 2 51 60 52 0 0 0 1 2 32 41 29 52 0 0 0 1 2 1 0 72 0 081 3o 2 52 0 0 0 1 2 2 03 31 0 00 52 0 0 1 3 2 51 0 0l11 48 80 3 52 0 0 1 3 61 0 72 0 03 - 37 4o 3 52 0 0 1 4 表1 11 9 9 7 - - 2 0 0 1 年低通一转换器的研究成果 1 3 本论文结构 本论文的目标是设计一个应用于电能计量芯片中的一个1 6 位的二阶一 调制器。本论文首先介绍了电能计量芯片的结构，工作原理，以及一调制器 8 浙江大学硕士学位论文 在其中所起的作用。然后阐述了一调制器的基本原理以及在设计二阶一调 制器中所要考虑和解决的问题，主要是改进积分器性能和改善电路噪声，接着再 详细讨论了本设计中各单元模块具体的电路实现，最后给出了电路仿真结果。 第二章电能计量芯片结构及工作原理 2 1 介绍 在我国，全电子式单相电能表经过几年的迅猛发展，如今已达到年产过亿台 的生产能力，在城乡两网改造中有很大的市场且部分已远销国外。其高精度、高 量程、高可靠性、低成本的特点，深受用户好评，并逐步成为传统感应式电表的 更新替代产品。其技术核心就是专用电能计量工c 。与感应式电能表相比，电子 式具有多方面的优点：功耗小，防潜动，启动电流小，过载倍数大，稳定性高等，可 以预言，将来必是电子式电能表的天下，目前国内生产该种功能的i c 公司有： 上海贝岭、无锡华晶、深圳国微等近十家公司：国外计量i c 公司也于1 9 9 6 年 相继涌入，如南非的s a me s 公司、美国的a d 公司等：其中美国a d 公司对该产 品的开发极其重视，先后推出a d 7 7 5 0 、a d 7 7 5 1 、a d 7 7 5 5 ，a d e 7 7 5 5 该种工c ，用 这类计量芯片设计的电能表质量可靠，性能优于国际标准中的规范其产品在我 国电能表行业中有着极大的市场，以下以a d 7 7 5 5 为例详细介绍单相电能仪表专 用计量芯片及其应用。 2 2 电能计量芯片内部结构和工作原理 a d 7 7 5 5 的内部功能框图如下图2 1 所示，它由模拟电路( 模数转换电路、基 准电路与电源电压监测电路) 和数字信号处理电路两部分组成。被测电压、电流 转换为数字量后，接下来的信号处理都在数字域实现；a d 7 7 5 5 内部的相位校正 电路、高通滤波器、乘法器、低通滤波器、数字到频率转换器等都为数字电路。 浙江大学硕士学位论文 v i v n v 2 p v 2 n gc l _ g 1 a v z ：ma 翎da e $ - cd v d 替d g n d f i e f 懒j t c l k mc ：l k o u ts c f s o s 1r e v pc ff 1f 2 图2 1电能计量芯片的结构功能示意图 该芯片各个引脚的功能见下表2 1 ： 抖鞠玎 q i 辫缡引瓣代譬驹能描述 ：dvdd 数字郯分也源斌( s 5 ) v ： a c , d c 灞逋滤波器鼬p f ) 逸择蠛陂将一其较劐d v d d 龋这丰警其糍嚷为( 4 弘6 5 ) h z 3 a v d d横搬部分也豫端，( 5 5 沁 4 ，l 努nc没邂按 5 ，6；擎， 抽通道l 的模拟倍垮j b 负输入螨i 趣畿土6 v 煦过滕保护电路 7 ，8 i 知。r o通道2 的接掇睹写难负输入磺，p 孽置w 的过腿缫护电路 9 r e s e t芯片复侬璇，低也平有效 ：or e f 綦准电璀鞴，眨将浚黼通过0 ，1 心的陶瓷电餐瓣留a d 桕接 ：la 洙d 模拟地戚通过点：i ：r 式与教字地栩接 ：s c f c ：f 趵储颁端接低电平时，国1 6 倍灏捩离也平n 于，为3 2 倍锻 t ：js1 ，s o 数字额举转巍时的传遥桶激f pf 4 融选择舔，弛淡2 1 j 1 6 g 1 。g 0迓择通嫩1 螨箍：1 2 ：8 ，1 6 组裔，辅猊见袭3 i7 ，l g c i ，k t ，c l 弛。时钟输入输 = f j 蛾，在这蹲螭按3 s s m h z 的舷撅 2 0r e v p 当梭涮别为贸胁率时，印_ i i ! l p 内电网送电时，浚芍f 瓣被髓蕊 ：td 深d 数字地为挺蹲抗千扰性臆将橙拟越垮泼弓瞎# 以点方式桕接 ：2c f商频貅冲籀醢 蠕常用：= f ：校袭 i ：! ；2这隧鳖撞查进监墅i 表2 1 电能计量芯片各个引脚功能 a d 7 7 5 5 内有两个以9 0 0 k h z 过采样速率采样的1 6 位2 阶一模数转换 器。被测电流经可编程增益放大器( p g a ) 放大后接电流通道的a d c ，并由此a d c 转换为对应的数字信号，再经过相位校正和高通滤波，进入乘法器。乘法器的另 一路输入是由电压通道a d c 转换而来的、与被测电压对应的数字信号，相乘后产 l0 浙江大学硕上学位论文 生瞬时功率信号。此信号经低通滤波器滤除其中的交流分量，提取出负载消耗的 瞬时有功功率。下图2 2 显示了瞬时有功功率信号如何通过对瞬时功率信号进行 低通滤波来获取有功功率： 黼弼功攀赣譬一眯嗡蹦秆貔臻拳髂蛩 器 c f 图2 2 瞬时功率转化为有功功率的原理图 这个设计方案也能计算出非正弦电流和电压波形在不同功率因数情况下的有功 功率然后再对这个瞬时有功功率信号进行一段时间的累计、平均，求得平均有功 功率，从管脚f 1 、f 2 输出，驱动芯片外接的机电式计度器或双相步进电机，记录 电能。与此同时，以较短时间对瞬时有功功率进行累计，求得与瞬时有功功率成正 比的高频频率并经c f 输出，用于校准或送微控制器累加计数，实现对电能的计 量。 a d 7 7 5 5 的工作特性( 如输入输出特性) 除了和主时钟频率有关外，还和 一些引脚的电平有关，如输入通道和数字一频率转换器都有相应的引脚来设定 其工作参数，主时钟频率范围为1 一 - 4 m h z ，典型值为3 1 5 7 9 4 5 m h z ，现以该值为 工作频率来设定有关工作参数，电流传感器的输出电压接到电流通道( 通道1 ) ， 它是全差分的电压输入，输入端的差分电压必须以一个共模电压为基准( 常取 a g n d ) ，最大共模信号为l o o m y ，该通道有可编程增益放大器( p g a ) ，其v i p s n v i n 上最大差分电压与所选增益有关，可通过g l 、g 0 来选择增益，如下表2 2 所示。 浙江大学硕士学位论文 ( 乏( d缵菇耀荛鼬辕 、 e01：嚣c h 试 o12皇3 5 m v ( js：黔l 添 11 6= ；o 让 表2 2 增益选择与最大差动输入关系 电压传感器的输出接到电压通道( 通道2 ) ，电压通道也是全差分电压输入，输入 端的差分电压必须以一个共模电压为基准( 常用a g n d ) ，最大共模信号为 1 0 0 m v ，最大差分电压为6 6 0 m v 。 高通滤波器是否接入受管脚a c d c 控制，它用来去除电流通道的直流偏移和 由此引起的误差。高通滤波器接入或断开造成的相移，由相位校正电路校正，使电 压通道和电流通道的相位匹配。如前所述，管脚f l 、f 2 输出与平均有功功率成 正比的频率，f l 、，f 2 ( h z ) 。它们与作用在两个输入通道上的电压有效值具 有下列关系： 乓，：j一：业堕巫盟21p2，f l 2 2 。万。r 。 z - l u r e f 式中，现、沈分别为电流通道和电压通道输入端的r m s 差动电压( v ) ，g 为电 流通道的增益，选择方法见上表2 2 ，盯为基准电压值( v ) ：z 一。为以s 1 、s o 逻辑输入选择的频率( h z ) ，选择方法见下表2 3 蠢4 s e f懿s 0莨努黩系数 a c 辘a 蠛褒频率( 通 ( 嘲 1c io差71 2 ：83 5 7 9 m f k 2 嚣 o 3 4 ooo 76 43 辩斡珏群2 ：o 3 毒 10l3 46 4 3 5 7 9 舷r 2 o 6 8 ool3 43 23 5 奠礴艟r 2 狮0 6 3 l1o巷83 23 5 7 甄l i - i z ，。2 掉1 始 ol06 81 6 3 5 7 9 叁叠静2 掉1 弱 l1l王3 61 6 3 5 7 9 m h z ：2 l s2 7 2 0l i1 3 62 0 4 s3 5 硼融珥隧2 臻2 7 2 l2 浙江大学硕士学位论文 表2 3 频率选择与输入最高频率关系 上表第7 列是与两个通道都输入最大电压所对应阴最两输出频翠( h z ) 。比如， 当岔= 圆吨研= 回= o b 钆几= 1 7 h z u 。= 等v ， u 2 = 西0 6 6 y ，u 脚= 2 5 ，由此得： 乓，：& ：些攀旦孚掣：0 3 4 h z 2 2 f t2 办：2 聂万五r 2 考虑到实际电网电压存在波动和负载电流可能超载，设计电能表时，两个模拟通 道的输入电压一般都留有足够的超量程余地。比如，取允许的最大值的一半。 上表第5 列是用管脚s c f 、s 1 、s o 逻辑输入选择的转换系数，c f 脚输出的频率为 k ，= 矾。，由此，c f 端输出的频率能高达厶，的2 0 4 8 倍。 2 3 该电能计量芯片的优点 量程宽：负载能力可达4 6 倍i b ( i b = 5 a ) 。 精度高：在1 5 0 0 i b 范围内，误差小于0 1 3 。 内部具有上电、掉电自动复位电路。 当发生短路、开路、旁路的情况时，除了具有输出指示外，还能以原精度继 续计量。 可直接驱动机电式计数器或双相步进电机。 具有用于校验或与微机接口的高频脉冲输出端。 芯片的电流输入端具有放大倍数可选的放大器，便于电路设计。 单5 v 电源，低功耗、低价格的c m o s 电路。 2 。4电能计量芯片的应用 a d 7 7 5 5 的典型应用是用来计量电能，p h a d 7 7 5 5 芯片和单片机组成的电子电 表结构简单，性能优良。下图为a d 7 7 5 5 的典型应用电路原理图。 l3 浙江大学硕士学位论文 图2 3 电能计量芯片典型应用原理图 图中电流信号和电压信号分别通过其互感器送入各输入通道，电压和电流通 道上额定值要设计在最大输入电压的半刻度上，使电表能满足过压和过流的要 求。把卵频率输出端接到单片机的端口，设置s c f = 0 、3 i = 0 、5 0 = l 、卵的 最大输出频率为2 1 。1 7 6 h z ，单片机对输入脉冲进行计数，计数值的大小即反映 电能消耗的多少。a d 7 7 5 5 的无负载门限和启动电流特性将消除电表中的漏电效 应，如果负载产生的输出频率低于a d 7 7 5 5 的规定最小输出频率，a d 7 7 5 5 将不会 输出任何脉冲。把a d 7 7 5 5 应用于多用户i c 卡预付费电表，该电表以s t 6 2 t 3 2 b 单 片机为控制核心，系统电路十分简单，为了防止把干扰脉冲误当成有功脉冲， 必需对c f 脉冲进行滤波处理，通过软件来解决输入信号的干扰问题是一种简便 而有效的好办法，一般的处理手段是多次分时采样输入信号，比较其是否一致， 分时则常常用延时程序来实现。本系统巧妙地利用了主程序一个循环的执行时间 ( 约5 m s ) 作为延时时间，在第一次检测到下降沿，第二次检测到低电平时，则 该脉冲有效，该滤波方法非常有效。系统测试和样机的试运行，表明精度和可靠 性完全满足电表的特性要求。 第三章一调制器基础 3 1一a a d c 介绍 一调制器的思想早在1 9 6 2 年就被提出来了，但由于当时数字电路的局限 性，并没有得到广泛的应用。随着数字超大规模集成电路技术的突飞猛进以及 14 浙江大学硕士学位论文 d s p 技术的出现给信号处理的方式带来了变革，迫切需要a d 接口与v l s i 技术 兼容，当半导体工业技术的发展可以将数字电路和模拟电路整合到同一块芯片 上，一转换器才作为一种非常成功的a d 转换器广范应用于低频，高精度的 电路中。一aa d c 是建立在数字滤波器的基础上，其9 0 的芯片面积是数字 电路，并且由于其对模拟电路的精度要求不是很高，所以它具有很好的兼容性。 传统的高精度的a d c ，如逐次逼近型和f l a s h 型，都是工作在n y q u i s t 频率 下，并没有充分利用高速的数字电路的优点，因此这些a d c 对模拟电路的要求 比较苛刻，比如需要一个复杂的模拟a a f 电路( a n t i a l i a s i n gf i l t e r ) ，以及采样保 持电路。而一aa d c 将信号在高采样率下以很低的精度数字化，只需要一个 低精度的a d c ( 通常是l 位的) ，通过噪声整形，高过采样率，以及数字滤波将 速度转化为精度，实现高精度的输出( 通产为1 4 位到2 4 位) 。一技术经常应用 于语音电路中，它的信号带宽通常只有4 k h z ，而精度可以达到1 4 位。在数字音频 电路中也有广泛的应用，它的信号带宽为2 0 2 4 k h z ，精度为1 6 一1 8 位。本论文中 的一aa d c 应用于电表测量电路中，其信号带宽为1 4 k h z ，输出精度可以达 到1 6 位。 3 2 传统a d c 的工作原理 s a m p l i n g q u a n t l z a t t o n a l c r t t e sq u a n t i z 8 t i o ne fn o i s e 图3 1a d c 的工作原理框图 图3 1 显示了一般a d c 工作的基本步骤：采样和量化。如上图，a d c 通过 采样将模拟信号x ( t ) 转换成离散信号x 木( t ) ，并且通过量化，输出数字码，这一过 15 浙江大学硕士学位论文 程会引入量化误差，关于采样和量化误差将在下两节中详细介绍。根据采样频 率，a d c 可以分为两类：n y q u i s t 采样率的a d c ，如s a r ( 逐次逼近型) ，双积 分型，f l a s h ，p i p e l i n e 以及过采样率a d c ，如一aa d c ，前者统称为传统a d c 。 如果采样保持电路的输出在采样周期内跳变，这将会限制a d c 的性能，因此a d c 必须有足够的时间将采样的模拟信号与各个参考电平比较，另外，对于高精度的 n y q u i s t 频率的a d c ，建立准确的参考电压也是个挑战。 3 2 1 信号采样 采样是将连续信号的值转变为离散的值，假定连续信号用s ( t ) 表示，则在采 样后，信号变为s ( n ) ，n 代表采样的个数，如果连续的信号从t = 0 变为t = t l ，则n 将 会从0 变为t l * f s ，采样将连续的模拟信号转变为离散的模拟信号。 当信号被采样，它的输入频谱在采样频率的整数倍处被复制和镜像， 图3 2 分别显示了当采样频率小于以及远大于2 倍信号最大频率的采样信号 频谱： 耋 艄 薹 ￥r ，qt ， b i 髀- # 酶4 删 州啊，_ 8 图3 2 采样信号的频谱图 通过分析采样信号的频谱，对于输入信号高于n y q u i s t 频率的部分，不能再 被恢复，这种非线性现象叫混叠( a l i a s i n g ) 。如前图中阴影部分，要避免这种失真 现象，需要在输入信号后加入一个( l p f ) 低通滤波器，将输入信号的最高频率 限制在f n 内，这个l p f 也就是a n t i a l i a s i n gf i l t e r , 为了获得高精度和低的谐波失 真，对这个滤波器的性能要求比较高。 3 2 2 量化与量化误差 16 浙江大学硕士学位论文 量化是选择与当前采样值最为接近的参考值( 决定于参考电压和位数) 的 过程每一个采样的模拟信号都可以由一串二进制数字代替，数字化的值的精度 是由位数所决定的，简而言之，就是所能数字化的模拟信号的最小值，量化，由 其定义可以看出，引入了误差，这个误差有多大，以及结果有多精确，取决于表 示模拟量的数字码的位数，位数越高，结果越精确。 a d c 有一个参考电压，并被分为2 ”个值，其中n 代表位数，每一个值代 表一位，由于我们不能处理比一位值还要小的数值，因此存在着误差。位数决定 了转换器的精度，举例来说，对于8 位的，共有2 8 = 2 5 6 个电平值，如果信号摆 幅有正负，则每个方向有1 2 8 位，对于5 v 的参考电源，这使每位的电压对应 于3 9 m v ( 5 1 2 8 = 0 3 9 ) ，因此，一个8 位的系统不能处理小于3 9 m v 的信号，这 就意味着最坏情况下的精度误差为0 7 8 下表给出了8 位，1 6 位，2 0 位，2 4 位系统对应的误差( 电源电压为5 v ) b i t sd i v i s i o n sr e s o l u t i o nm a x e r r o r 8 2 7 ：1 2 8 3 9 0 6 m v0 7 8 1 6 2 ”= 3 2 ，7 6 8 15 2 5 8 m v0 0 0 3 2 0 2 1 9 = 5 2 5 ，2 8 8 9 5 u v0 0 0 0 1 9 2 4 2 2 3 = 8 ，3 8 8 ，6 0 8 0 5 9 6 u v0 0 0 0 0 1 2 表3 1a d c 位数与精度误差的关系 每个量化步长( q u a n t i z i n gs t e po rq u a n t i z i n gi n t e r v a l ) 大小相等，由于其大小等于 最小的数字代码对应的模拟量，所以又被称之为l s b ( 1 e a s ts i g n i f i c a n tb i t ) 。量化 过程中产生的误差被称之为量化误差。量化误差可以被看成是由量化过程加入到 原始信号的不需要的信号，可记为x ( n ) - - x 水( t ) + e ( n ) ，其中e ( n ) 为量化误差的值。 举例见下图3 3 ： 17 浙江大学硕士学位论文 q 4 c u a n 丫i z k t o n n y e 杈、，a li l 嚣b 图3 3 量化误差分析举例示意图 假定系统为2 位，并且参考电压为3 v ，则2 位将参考电压分为4 个电平，( 每两 级之间的电压差为i v ) ，如果输入为1 3 v , 贝j j 输出必须从i v ( 0 1 ) 和2 v ( 1 0 ) 中选择 一个，由于l v 更接近数入1 3 v ，所以量化误差为- 0 3 v , 同理如果输入为1 6 v 则 输出为2 v ( 1 0 ) ，量化误差为0 4 v 3 3 传统a d c 和z - z x a d c 的比较 a d 转换器的设计有两种主要方式：一种是传统的线性脉冲编码调制，另 一种是增量调制编码。线性脉冲编码调制容易做到高速转换，而增量调制编码 型a i ) 容易做到高精度转换。 传统的a d 转换过程大都严格按照采样量化和编码的顺序进行。首先，根据 采样定理，用模拟信号和采样频率f s 的脉冲串进行幅度调制，将模拟信号转换 成脉冲调幅信号，然后，对每一个样值的幅度进行均匀量化。最后，根据需要的 码制，来表示量化电平的大小。对于一个n 位的a i ) 转换器，每一个采样值都编 成1 1 位码，由于量化为均匀量化，按照通信中的调制编码理论，上述编码过程通 常称为线性脉冲编码调制( l p c m ) ，因此这类a d 转换器，被称为l p c m 型a o 转换 器或简称为p c ma d 转换器。现今使用的绝大部分a i ) 转换器，例如并行比较型， 逐次比较型，积分型等都属于这种类型。这种类型的a 0 转换器，是根据采样值 的幅度大小进行量化编码，一个分辨率为r l 位的a o 转换器，其满刻度电平被分 为2 n 个不同的量化等级。为了能区分这2 n 个不同的等级，需要相当复杂的比较 网络和极高精度的模拟电子器件，当位数较高时，比较网络的实现是十分困难的， 因而，限制了转换器分辨率的提高。另一类所谓增量调制编码型a d 转换器，则 18 浙江大学硕士学位论文 与之不同，它不是直接根据采样数据的每个样值的大小进行量化编码，而是根据 前一样值与后一样值之差，即所谓增量的大小，来进行量化编码。在某种意义上， 它是根据模拟信号波形的包络形状，来进行量化编码。新型过采样a d 转换器 ( 以及与之对应的d a 转换器) ，它由两部分组成，第一部分为模拟调制器，第二 部分为数字抽取滤波器，调制器以极高的采样频率对输入模拟信号进行采样，并 对两个采样之间的差值进行低位量化( 常为l 位) ，从而得到用低位数码表示的数 字信号或码，然后将这种一位码送给第二部分的数字抽取滤波器进行抽取滤波， 从而得到高分辨率的数字信号。因此抽取滤波器实际上相当于一个码型变换器。 由于调制器具有极高的采样频率，通常要比奈奎斯特采样频率高许多倍，因此转 换器又被称为过采样a d 转换器。由于这种类型的a d 转换器，就量化而言仅采 用了极低位的量化器，就避免了l p c m 型a d 转换器中需要制造高位d a 转换器 或高精度电阻网络的困难。另一方面，因为它采用了调制器技术和数字抽取滤波 器，可以获得极高的分辨率，大大超过了l p c m 型a d 转换器与传统的p c m 型a d 转换器相比，增量调制型a d 转换器实际上是采用以高采样速率来换取高位量化， 即以速度来换精度的方案。近年来，随着大规模集成电路和数字信号处理技术的 发展，使得数字抽取滤波器的实现已不成问题。因此自9 0 年代以来。这种一 的a d 和d a 转换器获得了很大的发展，并在高精度数据采集特别是数字音响系 统，多媒体地震勘探仪器，声纳电子测量等领域内获得了广泛的应用。 一的a d ( d a ) 转换器，实际上包含传统的p c m 型a d 转换器所具有的采样 量化编码等功能外，它还具有很强的数字信号处理功能，所以整个转换器将采样 量化数字信号处理融为一体，是数字信号处理技术在模数和数模转换器中成功 应用的结果。 3 。4 过采样 首先让我们假设一个频率为f 的正弦信号，以f s 的频率采样，并且输入频 率f = f s 4 当我们观察数字输出的m 分析( 如下图3 4 ) ： 浙江大学硕士学位论文 j s j g j t t m l l 门一t ，1 1 1 u 量奢 i i 逮l l脯嘲睦叠鞫曲一一一 图3 4 过采样a d c 数字输出的f f t 分析图 可以看到幅值最大的为频率f 的输入信号，同时也可以看到从d c 到f s 2 之间由 很多随机的噪声，即量化噪声。这主要是由于：a d c 的输入为一个连续的信号， 有无限可能多的状态，而其数字输出为离散的函数，它有限个状态的个数是由 a d c 的精度所决定的。因此，在信号从模拟到数字转换的过程中，会丢失一些 信息并且导致信号的失真。这种误差是随机的，其幅值最大值为+ l s b 。如果我 们将信号的幅值除以所有频率下的噪声的r m s 之和，可以得到s n r 的值，对于 n 位的a d c ，s n r = 6 0 2 n + 1 7 6 d b 若要提高传统a d c 的s n r ，必须要提高n 的 值。而过采样的理论使我们突破了这个限制，若我们将采样频率增加k 倍，即信 号在k f s 的频率下采样。f f t 分析( 见下左图) ，显示了噪声的幅值降低了，噪 声的能量在更宽的频域中( 瞄f s 2 ) 中发布。- a d c 利用这种特性，且噪声 的r m s 的值更低，这是因为它将噪声传到高频中。下右图为一调制器后跟 的数字滤波器。 o v e r s = m p l i n gb y kt i m e s t h e 醛l g 鞠潮f i l t e r 图3 5提高采样频率以及接数字滤波器的f f t 分析 普通n y q u i s t 频率的a d c 与过采样的a d c 的量化过程是大不相同的，n y q u i s t 20 飞 一 k 鼬 一螂 一 紫i = 一 瓣上 蝴 黼一 浙江大学硕士学位论文 频率采样的a d c 在每个采样间隔下，通过一次量化达到a d c 的精度要求，而 过采样的a d c 则通过一系列的粗略量化数据，输出频率在f s = n f s ，再通过数字 滤波器抽取( d e c i m a t i o n ) ，将输出频率降到f s 。过采样的这种量化过程降低了对前 置a a f ( a n t i a l i a s i n gf i l t e r ) 滤波器的要求，下面举例说明：比较一个典型的音频应 用，分别采用n y q u i s t 采样和2 倍的过采样。对于n y q u i s t 频率的a d c ，采样频 率至少是所关心信号的最高频率的2 倍，也就是说，对于4 8 k h z 的采样频率， 可以允许信号的最高频率为2 4 k h z ，而不会产生混叠( a l i a s i n g ) ，但由于实际电路非 理想性的限制，通过的最高频率只有2 2 k h z ，同时，n y q u i s t 频率的a d c 中的 a n t i a l i a s i n gf i l t e r 要求在所关心的频带中( 在数字音频应用中一般是2 0 k h z ) 有平 滑响应( f l a t r e s p o n s e ) ，并且没有相位畸变。为了保证信号不会由于