（电路与系统专业论文）一种基于CMOS工艺应用于WLAN+80211a协议的正交解调电路设计[电路与系统专业优秀论文].pdf

摘要 摘要 本文介绍的正交解调电路是应用于无线局域网i e e e 8 0 2 1 1 a 协议，物理实现接收机中的关 键电路之一，其功能是实现对正交，q 信号的解调。对接收机来说，正交解调器处于信号处理 电路的中间环节，其工作性能的好坏对整个接收电路有着十分重要的影响。 此次设计在工艺的选取上，考虑到c m o s 工艺比较其他工艺有着明显的优势：如c m o s 工艺容易获得，工艺成熟、成品率高，可以通过多项目晶圆( m p w ) 服务方便实现从设计到 产品的转换；c m o s 价格相对低廉，功耗小，易于系统集成，符合了当今s o c 的发展趋势等 诸多特点，并且出于系统设计的考虑，本文介绍的正交解调器是采用c m o s 工艺实现的。 在电路结构的选取上，正交解调器采用的是改进型的吉尔伯特( g i l b e r t ) 解调单元电路， 用两个结构相同的吉尔伯特单元解调电路来实现对z ，q 信号的解调。此种结构的电路能实现很 高的解调性能。电路测试结果表明，单个解调器的1 d b 压缩点为一4 涮b m 。接4 0 0q 负载时 输出电压增益约为古占d b 。芯片采用1 8 v 标准电源供电，整个z 坦正交解调电路的功耗约为 2 7 m w 。 【关键词】 无线局域网( w l a n ) 、i e e e8 0 21 1 a 、i q 正交解调器、g i l b e r t 单元 a b s t r a c t a b s t r a c t t h i sp a p e rr e c o m m e n d sad e m o d u l a t i o nc i r c u i tt o 印p l yt ot h ew i r e l e s sl a ni e e e 8 0 2 1 1 a p r o t o c 0 1 ，a n dp h y s i c a l l yr c a l i z e so n eo f t h ek e yc i r c u i t si nt h er e c e i v e lt h e 如n c t i o no f t h i sc i r c u i ti s t or e a l i z et h ed e m o d u j a t i o no f 占归s i 印a li nt h er e c e i v e ld e m o d u l a t o ri s 也ek e yc i r c u i ti n 廿1 e r e c e i v e li th a v ei m p o n 如ti n n u e n c et o 血ew h o l er e c e i v e rw o r kp e r f b r m 如c e c o n c e m i n gt e c h n 0 1 0 科c h o o s i n g ，t h e r ea r eo b v i o u s l ym o r ea d v a n t a g e st o c o n s i d e rc m o s t e c h n 0 1 0 影m a i lo t h e r s ：c m o s 叩tt og e ly i e l dh i g h ，c a l l l l i a n tt or e a l i z en d md e s i g i lt op r o d u c t b yu s i n gn i p w ( m u l t i - p r o j e c tw a 侥rs e r v i c e ) ；t h ep r i c eo fc m o si sr e l a t i v e i yl o w ，t 1 1 ep o w e r c o n s u m p l i o ni sl o w ，e a s ys y s t e mi n t e g r a t i o n ，a i l dc m 0 st e c h n o l o 盱h a v ea c c o r d e dw 曲s u c h ag r e a t d e a lo fa d v a m 雎e sa st h ed e v e l o 口m e n tt r e n do fc u r r e n ts o ce t c t h e r e f o r e ，t h ed e m o d u l a t o r i n 仃o d u c e di 1 1t 量l i sd i s s e r t “o ni sr e a l i z e d b yc m o s t e c h n 0 1 0 9 m a sc 伽c e m i n gs t m c t u r e c h o o s m g ，t h i sp 印e ru s e d 似od e v e l o p e d g i l b e r 七c e l lm i x e r a r c h i t e c t u r et or e a l i z et h ed e m o d u l a t i o no f 地s j 窟n a l t h ec i r c u i to f t h i s “n do f s 仃u c t u r ec a i lr e a l i z e v e r yh i g hf k q u e n c yc o n v e r s i o np e r f b n n a n c e t h ed e m o d u l a t o rh a sb e e nt e s t e dt oh a v eal d b c o m p r e s s i o no f 叫4 f d b m t h ed e m o d u l a t o rw i l ha 5 翻bc o n v e r s j o ng a i nt oad i 航r e n t j a l4 0 0q l o a dh a sb e e nt e s t e d t h eu s e dp o w e rs u p p l yi s1 8 va n dt l l et o t a lp o w e rc o n s u m p t i o no ft h ew h 0 1 e d e m od 1 】1 a t o ri sa b o u t2 7 mw 。 【k e y w o r d s 】 w l a n ，i e e e8 0 2 1 1a ，i qd e m o d u 】a t o lg i l b e r tc e u 学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的 研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其 他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的 学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已 在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 。 签名：邈缝日期：塑! ：兰：丝 关于学位论文使用授权的说明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论 文的复印件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电 子文档的内容和纸质论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文 被查阅和借阅，可以公布( 包括刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包 括刊登) 授权东南大学研究生院办理。 签名：蕴丝导师签名： 第一章概述 1 1 研究背景 第一章概述 随着信息时代的到来，以计算机为主体的信息行业飞速发展，信息技术更新风起云涌。 用以计算机之间进行通信和数据传输的有线网络在近几年来得到了广泛应用，特别是以光纤 通信为主干网络的数据传输和信息交互系统凭借大容量，长距离等优势，在远程通信中发挥 了极其重要的作用。而在近距离通信中，无线网络技术在近几年中也得到了长足的发展。无 线网络是目前通信领域研究发展最快的分支之一，它是光纤主干网的延伸，它使人们真正有 可能实现随时随地获取信息、保持通信，从而慢慢的影响着人们的日常生活和工作方式。无 线局域网具有移动性、高数据速率、低功耗和小型集成化等许多优点，它已成为各大院校公 司研究的热点。 针对不同的应用领域和要求，无线通信系统可相应地分为无线广域网( w w a n ) 、无线局 域网( w l a n ) 和无线个人网( w p a n ) ，现已基本形成在相应领域中的通信标准： g p r s ，3 g ( w c d m 慷、c d m a 2 0 0 0 、t d s c d m a ) 、咀a n8 0 2 1 1 b ，g ，a 和b 】u e t o o t l ( 蓝牙) 。无 线局域网是计算机网络与无线通信技术相结合的产物。从专业角度讲，无线局域网利用了无 线多址信道的一种有效方法来支持计算机之间的通信，并为通信的移动化、个性化和多媒体 应用提供了可能。通俗地说，无线局域网就是在不采用传统线缆的同时，提供以太网或者令 牌网络的功能。通常计算机组主要依赖铜缆或光缆等传输媒介来构成有线局域网。但有线网 络在某些场合受到布线的限制，布线、改线工程量大，线路容易损坏，网中的各节点不可移 动。特别是当要把相离较远的节点连接起来时，铺设专用通信线路的布线施工难度大、费用 高、耗时长对正在迅速扩大的联网需求形成了严重的瓶颈。无线局域网就是为解决有线网络 以上问题应运而生的。 由此可见，应用于无线局域网中物理层中的无线通信集成电路( 由l n a 、m i x e r 、 d e m o d u l a t o r 、s y n t h e s i z e r 、p 芦l 等模块构成) 具有巨大的前景。但是这些系统的核心收发模块集 成电路目前几乎全部从国外购买，因此，开发具有自主知识产权无线通信集成电路，对我国 信息技术的发展，信息高速公路的建设具有重大意义。在本次设计中，将采用台积电( t s m c ) o1 8 岫c m o s 工艺实现一种应用于w l a n8 0 2 1 l a 协议的正交解调电路。 1 2 无线局域网i e e e 8 0 2 1 1 标准简介 l 髓e8 0 2 “是在1 9 9 7 年由许多局域网以及计算机领域的专家审定而通过的标准。 i e e e8 0 2 1 1 规定了无线局域 目在2 4 g h z 频段进行操作，这一频段被全球无线电法规实体定 义为扩频使用频段。 1 9 9 9 年8 月，8 0 2 1 1 标准得到了进一步的完善和修订。包括用一个基于s n m p 的m i b 来 取代原来基于o s i 协议的m i b 。另外还增加了两项内容，一种是8 0 2 1 1 b 标准，在2 4 g h z 频 带，采用直接序列扩频( d s s s ) 技术和补偿编码键控( c c k ) 调制方式。该标准可提供1 1 m b ，s 的数据速率，还能够根据情况的变化，在1 1m b p s 、55m b p s 、2m b p s 、1m b p s 的不同速率之 第一章概述 间自动切换。它从根本上改变无线局域网设计和应用现状，扩大了无线局域网的应用领域。 现在，大多数厂商生产的无线局域网产品都基于8 0 2 1 1 b 标准。另一种是8 0 2 1 l a ，它扩充了 标准的物理层，频带为5 g h z ，采用q f s k 调制方式，传输速率为6 m b ，s 一5 4 m b ，s 。它采用正 交频分复用( o f d m ) 的独特扩频技术，可提供2 5 m 印s 的无线a t m 接口和1 0 m b p s 的以太 网无线帧结构接口，并支持语音、数据、图像业务。这样的速率完全能满足室内、室外的各 种应用场合。但是，采用该标准的产品目前还没有进入市场。因此基于8 0 2 1 1 a 协议的无线局 域网还处在研发的关键阶段。 按与有线局域网的关系，无线局域网分为独立式和非独立式两种。独立式无线局域网是 指整个网络都使用无线通信的无线局域网。非独立式无线局域网是指局域网中无线网络设备 与有线网络设备相结合使用的局域网。目前非独立式局域网居主流地位。在有线局域网络的 基础上，通过无线访问节点，无线网桥和无线网卡等设备使无线通信得以实现。其本身还要 依赖于有线局域网，是有线局域网的扩展与补充，而不能替代有线局域网。 目前，无线局域网主要用于以下几个方面： 无法铺设线缆的环境中建立网络连接，如在不允许铺竣线缆( 无论是外观还是内部结构 上) 的具有历史价值的古老建筑中实现网络连接； 用于远距离信息的传输，如在林区进行火灾、病虫害等信息的传输，公安交通管理部门 使用无线局域网技术进行交通控制等； 使便携式计算机等可移动设备进行快速网络连接； 在学校、大型展览会等人员流动较强的地方，利用无线局域网进行信息的交流； “应用环境为办公室、建筑群、工厂、机场等”( t e e e 8 0 2 1 1 标准规定) 。 流动工作者可得到信息的区域：需要在医院、零售商店或办公室区域流动时得到信息的 医生、护士、零售商、白领工作者。 1 3 论文组织 本论文共分为七个章节。第一章是概述，简单介绍无线局域网的应用前景和i e e e 8 0 2 1 1 应用范围，对论文的创作背景进行叙述：第二章是对射频接收机及前端模块介绍，简单介绍 了一下8 0 2 1 l a 收发机系统。第三章介绍数字正交解调原理及射频集成电路设计的基本参数， 它给出了信号调制、传输、解调的机理及一些在进行射频集成电路设计时的参数考虑；第四 章介绍了正交解调器的电路设计，它详细介绍了几种解调器的工作原理及基本结构，正交解 调器电路设计方法、设计过程及设计步骤，这一章是本论文叙述的重点；第五章是对正交解 调电路的仿真介绍：第六章介绍正交解调器的电路版图设计；第七章给出了正交解调器的测 试方案、测试结果及最后对论文的总结。在论文的附录里给出了关于o 】8 p mc m o s 工艺6 比 特1 6 g h z 闪烁型a d c 芯片设计，这是在论文的开展过程中所做的另一个研究，作为总结放 在附录中。关于a d c 芯片设计的论文已经在微电子学2 0 0 5 年第二期刊登。 第二章射频接收机及前端模块介绍 第二章射频接收机及前端模块介绍 2 1 射频收发机概述 无线通信系统信号之间的传输需要发射机和接收机。发射机射频部分的任务是完成基带 信号对载波的调制，并将其搬移到所需的频段上且有足够的功率发射。发射机的结构框图如 图2 1 a 所示。发射机发射的信号是处于某一信道内的高频大功率信号，应尽量减少它对其他 相邻信道的干扰，如图2 1 b 所示。发射机的主要指标是频谱、功率和效率。 基带信号 本振信号 ，传输信道 相邻信道 图2 1 a 发射机框图 图2 1 b 信道安排 接收机的射频部分与发射机相反，见图2 2 a 所示，它要从众多的电波中选出有用信号， 并放大到解调器所要求的电平值后由解调器解调变为基带信号。由于传输路径上的损耗和多 径效应，接收机接收的信号是微弱的，并伴随着许多干扰。如图2 ，2 b 所示，这些干扰信号强 度往往远大于有用信号，因此接收机的主要指标是灵敏度和选择性。 干扰 j、 图2 2 a 接收机框图 所需信道 图2 2 b 信道选择 移动通信的收发机共用一根天线，天线与收发机问必须有效地进行收发转换和隔离。收 发若分时进行，则天线共用器可以是一个转换开关；收发若频率不同，则天线共用器必须具 有良好的滤波，让发射信号对接收信号的干扰减少到最小。 为完成上述功能，在设计接收机和发射机的射频部分时应解决的关键问题是： a 、选择合适的调制和解调方法。一般应选用抗干扰性能好、频带利用率高及功率效率好的 解调方式。 b 、接收机前端的线性动态范围。灵敏度的定义是接收机接收微弱信号的能力，它不仅取决于 接收机前端的噪声系数。而且由于接收信号强弱的变化和可能伴随强干扰信号，导致恶化 第二章射频接收机及前端模块介绍 输出信噪比，降低灵敏度。因此要求有较大的线性动态范围。 c 、发射信号对相邻信道的干扰。 d 、天线转换器的损耗要小，隔离度要高。 2 2 接收机结构及工作原理介绍 下面介绍接收机的几种主要结构方案并对其结构的接收机性能做一下比较。实际中究竟 采用哪种方案取狄于系统要求的性能指标以及实现的复杂程度和成本。 2 2 1 外差式接收机 l 、基本结构方案、 外差式接收机射频部分的结构框图如图2 3 所示。图中，下变频器( 图中用乘法器表示) 将信号频率f 和本振频率出解调后降为中频信号国口= 。 一 ( 本振频率比射频高 时，则中频为f = 一 ) 。 c o s m f 图2 3 外差式接收机射频部分的结构框图 采用此方案主要基于以下三方面的考虑。首先，中频比信号载频要低很多，在中频段实 现对有用信道的选择要比在载频段选择对滤波器0 值的要求低得多。第二，接收机从天线上 接收到的信号电平一般为1 2 0 一1 0 0 d b m 。如此微弱的信号要放大到解调器可解调的电平，一 般要放大1 0 0 2 0 0 d b 。为了放大器的稳定和避免振荡，在一个频带内的放大器，其增益一般 不超过5 0 6 0 d b 。采用外差式接收机方案历，将接收机的总增益分散到了高频、中频和基带 三个频段上，每级的增益相加就可以都到较高的值，而且在中频和基带频段上做高增益的放 大器容易- 和稳定得多第三，在较低的凰怠中额上鳃迥或a 肥变换也报烈容易， 在外差式接收机中，下变频器前面的高频放大器必须是低噪声放大器( 1 0 w e rn o i s e a m p l m e l 简称l n a ) ，因为变频器的噪声系数一般都较大，而前端的带通滤波器是无源滤波器， 有一定的损耗，按多级线性系统级联的噪声系数公式得知，若无此低噪声放大器，则整个系 统的噪声系数将很大。而在变频器前引入具有一定增益的低噪声放大器可以减弱变频器和后 面的电路对整机的影响，从而对提高灵敏度有利。但l n a 的增益不宜太高，因为变频器是非 线性器件，进入它的信号太大，会产生非线性失真。l n a 的增益一般不超过2 5 d b 。 外差式接收机的最大缺点是组合干扰频率点多。这是因为变频器往往并不是一个理想的 乘法器，而是一个能完成相乘功能的非线性器件，它将进入的有用信号。，和本振信号。， 以及混入的干扰信号( 如频率为m 与甜，的干扰信号) 通过变频器非线性特性中的某一高次方 第二章射频接收机及前端模块介绍 项组合产生组合频率，如i p o g i 或lp 吼d ( q 缈2 ) i ，若它们落在中频频带内，就 会形成对有用信号的干扰，通常就是所说的寄生通道干扰。而消除这些干扰的唯一办法就是 不让它进入变频器，这就需要在变频器前面加滤波器滤除。 2 、二次变频方案 在外差接收机结构中，为了解决中频选择中碰到的“灵敏度”和“选择性”的矛盾，可 以采用二次变频的方案，如图2 4 所示。 l d l吼d 2 图2 ，4 二次变频方案结构框图 i 中频采用较高的中频值，以提高镜像频率抗拒比( 接收机抑制镜像频率干扰的能力) 。i i 中频采用较低中频值或直接变为基带信号，以提高接收机对信号放大能力。在接收机中，放 大器、变频器和滤波器之间应很好的阻抗匹配，才能保证有效地发挥滤波器的滤波性能。 2 2 2 直接下变频接收机 让本振频率等于载频，即取中频国，= o ，就不存在镜像频率，也就不会有镜像频率干扰。 把载频直接下变频( d i r e c t - c o n v e r s i o n ) 为基带的方案也称为零中频方案( z e + f ) 。 图2 5 为数字通信的直接下变频方案的原理方框图。图中通过两个正交的本振信号，经过 下变频直接变为坦两路正交基带信号。 口 图2 5 直接下变频接收机结构框图 除了没有镜像频率干扰外直接下变频的方案还有以下优点：接收机的射频部分只包含 了低噪声放大器和变频器，增益不高，易于满足线性动态范围的要求，而且由于没有抑制镜 像频率滤波器，也就不必考虑放大器和它的匹配问题；由于下变频器后面是基带信号，因此 不必采用专用的中频滤波器来选择信道，而只须用低通滤波器来选择有用信道，并用基带放 第二章射频接收机及前端模块介绍 大器放大即可，而这些电路都是很容易集成的。 与外差式接收机相比，零中频方案却存在一些如下所述很难解决的问题。 1 、本振泄漏 零中频方案的本振频率和信号频率相同，如果变频器的本振端口与射频端口之间的隔离 性能不够好，本振信号就很容易从变频器的射频端口输出，再通过高频放大器泄漏到天线， 辐射到空间，形成对邻道的干扰。这在外差式接收机中就不容易发生，因为外差式接收机的 本振频率和信号频率相差很大，一般本振频率都落在前级滤波器的频带以外。 2 、l n a 偶次谐波失真干扰 。 两个频率相近的干扰信号进入l n a ，由于l n a 伏安特性非线性的偶次项引起的差额，在 直接变频方案中就可能因为变频器的不理想( r f 端口与i f 端口隔离不好) 而直通进入基带信 号，造成干扰。 3 、直流偏差 直流偏差是零中频方案特有的一种干扰，它是由自混频引起的。如上所述，如果由本振 泄漏的本振信号又从天线回到高频放大器，进入变频器的射频口，它和本振口进入的本振信 号经解调，差拍为零频率，即为直流。同样，进入高频放大器的强干扰信号也会由于变频器 的各口隔离性能不好而漏入本振口，反过来它又和射频口来强干扰经解调，差拍为直流，见 图2 6 。这些直流偏差在外差式接收机中是不可能干扰有用信号的，因为那时中频不等于零。 而在零中频方案中，将r f 信号转变为中频为零的基带信号，这些直流偏差就叠加在基带信号 上，而且这些直流偏差往往比射频前端的噪声还要大，使信噪比变差，而且这些大的直流偏 差往往还可能使变频器后的各级放大器饱和，无法放大有用信号。 低噪放 低噪放 图26 本报侣亏目胖调利强十犹信_ 亏目祥调 4 、噪声 有源器件内存在的亭噪声伴随着频率的降低而增加，都集中在低频段。尤其场效应管的 手噪声比较大。它对搬移到零中频的基带信号产生干扰，降低信噪比。一般直接变频接收机 的主要增益放在基带，前端射频部分的增益约为2 0 倍，因此有用信号经下变频后的幅度不会 第二章射频接收机及前端模块介绍 大，噪声的影响就更严重，因此采用零中频方案时，一般下变频器都设计成有一定的增益。 j 零中频方案还有诸如两支路的匹配问题，低通滤波器的设计问题等都是需要考虑的。当 数字通信采用零中频方案时，两条正交支路如果不一致，例如变频器的增益不同，两本振信 号不是严格的相位差9 0 0 都会引起基带坦信号变化。零中频方案可以用集成的有源低通滤波 器代替外差式接收机的外接无源中频滤波器来进行信道选择，从电路集成的角度讲这是一个 优点，但是有源滤波器会增加噪声，设计时应兼顾功耗、噪声及线性度动态范围的综合要求。 2 2 3 镜像抑制接收机 前面介绍的外差式接收机是靠外接镜像抑制滤波器来滤除镜像频率干扰，而镜像抑制接 收方案( i m a g e r e j e c tr e c e i v e t s ) 是采用改变电路结构来抑制外差式接收机中的镜像频率干扰。 考虑到镜像频率q 。和信号频率出口分别位于本振频率国l d 的两边，采用某些处理会对它们产 生不同的影响，基本方案如图2 7 所示，也称为h a r c l e y 结构。此方案中，用相互正交的两个 本振信号去与来自l n a 的射频信号解调，再将其中一路相移9 0 0 ，然后叠加，就可以得到抑 制镜像频率的中频信号。 州墨h 互 。_ _ _ 。_ - 一 l l s i n 曲f c o s 曲_ r 杰墨厂丽 中频输出 图2 7h a j t l e y 结构镜像抑制接收机结构框图 首先考虑相移9 0 0 的作用。从时域上看，对于周期为t 的正弦信号，相移9 0 0 就是意味着 延时t 4 ，对于正频率信号s 洫甜f 延时三变成一c o s f ，c o s 出f 延时t 似变成s i n 彩f 。用指数函 数表示时，由于 s i n 国f ：去( p 一，一e 一) 2 ，、 一c 。s f = 一三o ，w + e 一一7 ) 相移9 0 0 的过程可以理解为相移后信号的频谱是相移前的信号频谱乘以函数 g ( 甜) = 一_ ，s g n ( d ) 的结果。如图2 8 所示，对于实数信号，相移的过程对于正频率和负频率产生不同的相位蛮化。 第二章射频接收机及前端模块介绍 _ j 2 + j 图2 8 频域9 0 0 移相示意 在图2 7 所示的抑制镜像频率的外差式接收机中，假设射频输入信号为 v ”( f ) = p 0c o s f ，镜像干扰信号为，( f ) = c o s q 。f 。这些输入信号与两个正交的本 振信号c o s 毋f 与s i l l 出f 相乘( 即解调) 并通过低通滤波器后，滤除高频分量，则图2 7 中 心( f ) 和v 口( f ) 分别为 啪) = 争s i n ( 一h 等s i i l ( 吼。飞y ，( f ) ：! 簪c 。s ( 甜。一，+ ： c o s ( 。一功。 其中( 吼。一曲”) o ，因此b ( f ) 相移9 0 0 后变为 v c ( f ) ：! 孽c 。s ( c ”。一珊。) f 一年c 。s ( c 。一国。p 将诈( n 和v 。f f ) 相加后的输出为 v f o ) = v c ( f ) + v b ( f ) = 0 c o s ( 国一咒f ) 可以看出，镜像抑制解调的原理在于有用射频信号和镜像干扰信号位于本振信号的两边， 它们和本振信号解调后取出的差拍信号频率，一个为正，一个为负。而9 0 0 相移对频率为 ( l 。一”) o 的信号有不同的作用结果，叠加后即可抑制镜像干扰。 这个方案要真正做到抑制镜像干扰的关键有两点。一是两条支路必须完全一致，其中包 括本振信号的幅度、解调器的增益、低通滤波器的特性都必须一致。二是正交要精确，即两 路的本振售号相位要精确地掘差9 0 0 ，否则镜像频率不可能完全抑制。 2 2 4 数字中频接收机 在二次变频方案中，可以将第二次混频和滤波数字化。如图29 所示，第次解调后的信 号经放大器放大直接进行a ，d 变换，然后采用两个正交的数字正弦信号做本振，采用数字相 乘和滤波后得到的基带信号。 8 第二章射频接收机及前端模块介绍 压图固7 l 一匮斗滂澍到篙莲 c o 。甜：一 c o s 甜o 岖茎卜甚蒸卜q 图2 9 数字中频接收机的结构框图 采用数字解调的优点是，数字处理方法可以避免地两路的不一致。数字中频方案的难点 在于对a 仍变换器的要求较高，主要体现在以下几个方面： a 、由于中频相对比较高，因此要求d 变换器的速度也很高。 b 、中频的信号虽然经过了放大，但幅度仍较小，这就要求a 册变换器有较高的分辨率和较小 的噪声。 c 、要求a 仍变换器有较大的动态范围，这是因为接收到的有用信号电平可能因为传输路径 的衰弱和多径效应而变化。 2 3 本次设计接收机采用结构及模块划分 2 3 1 接收机的结构 以上部分介绍了四种接收机的结构框图、基本原理及各自的优缺点。在本次项目8 0 2 1 1 a 无线局域的网收发机设计中，系统结构方案采用了二次变频的超外差式结构。图2 1 0 给出了 二次变频接收机结构框图。 模 数 转 换 接 口 图2 1 0 二次变频接收机结构框图 在接收机中，信号经过天线接收，先通过选频网络，滤除杂波信号，得到有用信号。接 着经过低噪声放大器( l n a ) 放大之后直接提供给第一级本振信号为4 g h z 的混频器混频，将 频率为5 g h z 的接收信号_ 卜变频到频率为j g h z 的中频信号，之后中频信号通过正交解调器解 调，变为基带信号，再通过低通滤波器滤波和自动增益控制放大器放大输出到模数转换接口。 9 第二章射频接收机及前端模块介绍 采用这种结构的接收机有以下优点： a 、采用这种结构的接收机可以有效地抑制镜像频率。在第一级的混频器本振频率为4 g h z ， 接收信号的频率为5 g h z ，故镜像频率为3 g h z ，接收信号频率与镜像频率相差2 g h z ，使 得频带选择滤波器很容易将镜像频率抑制掉。同样，对发射机而言，上变频带与下变频带 的中心频率相隔2 g h z ，减少对临近信道的干扰和降低对滤波器的要求，降低成本。 b 、收发机采用了两级变频的结构，可以有效地缓解在零中频接收机中直流偏移的问题。同时 还可降低频率合成器的设计难度，如果采用零中频的话，频率合成器的工作频率为5 g h z ， 而现在频率合成器的工作频率只需4 g h z 左右，从而降低了设计难度。 c 、这种结构的收发机可以共用一块频率合成器模块，这既可咀节省面积，又可以降低功耗。 d 、采用这种结构的收发机来设计、i ，a n 射频芯片，需要的外围分立元件少，既可提高产品 的集成度，又可大大降低成本，并且可以获得较好的性能指标。 2 3 2 接收机的各个模块划分 在确定了接收机结构之后，就要指定接收机的整机性能指标。其次是将这些整机指标合 理的分配到各个模块中去。分配的原则有两点，是要根据各模块的物理可实现性，即各模 块可达到的性能指标。二是根据每个模块的指标对整机的影响定出合理的值。最后在划分了 各个模块的指标后，根据这些已定的指标验证整机的指标性能是否合格。 整个接收机的模块可划分成以下五个部分：低噪声放大器、混频器、正交解调器、基带 滤波器和可变增益放大器。 射频前端电路影响接收机整机的指标最重要的三项指标是：增益、噪声和三阶互调点。 在正交解调器中也不例外，下面几个章节将介绍接收机整机的各个指标，毗及确定和计算在 正交解调电路中这些参数的方法及过程。 l o 第三章正交解调原理及解调器基本参数 第三章正交解调原理及射频电路基本参数 3 1 正交调制及解调原理 在介绍解调器基本参数之前，先来了解一下正交调制和解调的原理。在无线通信系统中， 需要将信息从一个地方传到另一个地方，通常这些信息都是低频信号，在发送信号之前需要 对这些信号进行调制。这主要是因为：l 、为了提高天线的辐射能力，通常要求天线的尺寸与 信号的波长在同数量级，如常用天线的长度为1 ，4 波长，要将低频信号直接发送出去，需要 天线长度为几十到几百千米，显然这样的天线无法实现；2 、不同的语音信号、图像信号等信 号的频率都是在定范围内的，为了使不同电台的信号不至于相互干扰，就需要利用调制技 术将低频信号调制到不同载波上。将低频信号“附加”在高频信号的过程就称为调制，这里， 高频信号也叫载波，低频信号相对载波而言叫做调制信号，而己寄载了调制信号的载波叫已 调波。调制本质上是进行频谱搬移，必须具有两个基本特性：一是仍然携带信息，二是适合 于信号传输。 调制方式对个通信系统而言，是非常重要的，对一个系统的传输有效性和传输可靠性 有着很大的影响，调制方式往往决定一个通信系统的性能。通常调制方式可以分为模拟调制 和数字调制两种方式。模拟调制与数字调制相比，其原理并没有什么区别，不过在模拟调制 中，调制信号的取值是连续的，用连续的调制信号去控制载波的某些参数，在接收端则对载 波信号的调制参量连续进行估值。而在数字调制当中，调制信号的取值则为离散的数字电平， 在接收端则对载波信号的离散调制参量进行估值。模拟调制可以分为幅度调制( 又可称为线 性调制，或非常数包络调制) ，和角度调制( 义可以称为非线性调制，或常数包络调制) 。同 样，根据已凋信号的频谱结构特点的不同，数字调制也可以分为线性调制和非线性调制。在 线性调制中，己调信号的频谱结构与基带信号的频谱结构，只不过频率位置搬移了：在非线 性调制中，已调信号的频谱结构与基带信号的频谱结构不同，不是简单的频谱搬移，而是有 其它新的频率成分出现。振幅键控( a s k ) 属于线性调制，而频移键控( f s k ) 和相移键( p s k ) 属于非线性调制。如表3 1 所示是常用的数字调制方式及用途。 在系统带宽一定的条件下，多进制调制的信息传输速率比二进制高，也可以说，多进制 调制频带利用率高。但多进制调制的频带利用率是通过牺牲功率利用率来换取的。因为随着m 值的增加，在信号空间中各信号点间的最小距离减少，相应信号判决区域也随之减少。当信 号受到噪声和干扰的损害时，接收信号错误概率也将随之增大，为了提高功率利用率，可以 考虑采用振幅相位联合( a p k ) 键控方式来克服上述问题。用振幅调制和相位惘制联合起来完 成振幅相位联合( a p k ) 键控是非常困难的，而用正交调制来实现振幅相位联合( a p k ) 键控 方式则非常容易。振幅相位联合( a p k ) 键控方式可以看成是两个正交信号调制信号之和， 所以也可称之为正交调制。同时，用正交调制的方法也能实现很多其他数字调制方式如b p s k 、 q p s k 等。在这种正交调制中，常常把调制信号分成i ( 同相信号) 和q ( 正交信号) ，1 和q 构成的图常称为星座图，如图3 1 所示。正交信号在发射机中的叠加，两路独立基带信号i 和 q ，分别与相位相差9 0 0 的载波信号相乘，最后相加，通过功率放大器( p a ) 发射出去，这样 第三章正交解调原理及解调器基本参数 得到的调制信号一个好处就是很容易再分离出两个相互独立的基带信号l 和q ，因为载波信号 相差9 0 。，无相关性。正交信号在接收机中通过正交解调器就可以分离出l 和o 信号。图3 2 给出了正交解调器解调i 和q 信号的原理。在物理实现上，正交解调器可以用两个结构相同 的解调电路构成，下面介绍一下在射频电路设计中用到的一些性能参数。 表3 1 常用调制方式及用途 m o d u l a t i o nf 0 珊a t a p p l i c a t i o n m s k 、g m s kg s m 、c d p d c a b l em o d e m s 、d e e ps p a c et e l e m e t r y ， b p s k w l a n8 0 2 1 1 a s a t e l l i t e ，c d m a ，n a d c ，t e t r a ，p h s ，l m d s ， q p s k 、丌，4 q p s k d v b s ，c a b l e ( 劬l r np 劬) ，c a b l em o d e m s ，t f t s 0 q p s k c d m a s a t e l l i t e d e c t ，p a g i l l r a mm o b i l ed a 咄a m s ，c 1 2 ， f s k g f s k e r m e s ，l a l l dm o b i l e ，p u b l i cs 疵t y 8 1 6 v s bn o n ha m e r i c a i ld i 舀t a lt v ( a t ，b r o a d c 勰t ，c a b l e s a t e l l i t e ，a i r c r a f t ，t e l e m e 时p i l o t sf o rm 蕊t o 池g 8 p s k b r o a dv i d e os y s t e m ， m i c r o w a v ed i g i “r a d i o ，m o d e m s ，d v b c ， 1 6 q a m d v b t iw l a n8 0 2 1 1 a 3 2 q a m d v b lt e r r e s t r i a lm i c r o w a v e d v b c ，m o d e m s ，b r o a d b a n ds e tt o pb o x e s ， 6 4 q a m m m d s 、l a n8 0 2 。l l a 2 5 6 q a mm o d e m s ，d v b c ( e u r o p e ) ，d i g i t a lv i d e o ( u s ) 佰 、 烈、 蕊1 图3 】星座图 图3 2 正交解调器解调i 和o 信号的原理 第三章正交解调原理及解调器基本参数 3 2 射频电路设计的基本性能参数 在射频系统中，评价一个射频模块性能的优劣时，一般由以下几个指标来衡量：增益、 线性度( 包括1 d b 增益压缩点和输入三阶截点i i p 3 ) 、端口隔离度和噪声系数等等，下面就各 个指标做一下简单介绍： 3 2 1 增益 增益分为电压增益和功率增益，电压的单位为m v ，功率的单位为m w 和d b m 。当存在 匹配网络时，如图33 匹配网络，可以定义以下功率增益：置：负载所获得功率；：电 路( 图中n e t 、o r k ) 的输入功率；只镕：信号源所能提供的最大功率；巴。：电路所能提供 的最大功率。转化功率增益( t r a i l s d u c e r p o w e r g a i n ) 定义为：( 0 = 圪e 日。功率增益( p o w e r g a m ) 定义为： g ，= e 。资用功率( a v a i l a b l e p o w e r g a i n ) 定义为：q = 只只镕 在r ，= r ；，r l = r ：w 的条件下，可以得到：g r = 嗥= g j 。 z sz hz ( ) rz 【 5 0 q i s l l n jo l ：fl i 一 图3 _ 3 匹配网络 在解凋器中，解调器的增益( c o n v e r s i o ng a i n ) 定义为输出( 基带) 信号电压v 。或功率 p o 对输入射频信号电压v ，或功率p 的比值，用d b 表示： 电压增益的计算公式为：g c = 2 0 培圪 功率增益为：g c = 1 0 l g 只只 3 2 2 线性度 a 、1 d b 增益压缩点 当输入信号很小时，输出信号的功率与输入信号的功率呈线性关系，即增益保持恒定。 但随着输入信号的不断增大，这种线性关系会被破坏，1 d b 增益压缩点( b 一) 是指实际的 输出与理想的输出相比衰减i d b 时的输入功率，也可定义为增益减少l d b 时的输入功率。1 d b 压缩点反映了允许输入信号的最大功率，是衡量线性度的重要指标之一，如图3 4 所示。 第三章正交解调原理及解调器基本参数 输 出 功 _ 韭 图3 41 d b 压缩点示意图 b 、输入三阶截点( i n p u tt h i r do r d e ri n t e r c e p tp o i n t ) p 3 当输入信号z ( f ) = 爿c o s 国l f + 彳c 0 8 f 经过一个3 阶非线性系统 q z ( f ) + x 2 ( r ) 十p ( f ) 后，输出信号中包括了以下频率分量，如表32 所示。 表3 2 输出信号中包含的频率分量 频率分量 d c f u n d 绷e n t a i s ( 国l ，由2 ) 2 n d h a r n l o n j c s ( 2 l ，2 吐) 3 8 h a n i l o n i c s ( 3 q ，3 哆) 】m 2 ( ( q 哆) i m 3 ( 2 l 2 ，缈l 2 k ) 幅度 4 2 q 4 + 知 昙叫2 1 岱，爿， 4 3 口，彳2 三以爿3 d o 如果不考虑云吧彳3 项，随着信号幅度4 的增大， l m 3 分量与输出信号中的基波分量理论上 在某一点处达到相同的幅度，这一点称为三阶截点l p 3 ，对应的输入信号幅度或功率值称为输 入三阶截点i i p 3 ( 又称输入三阶互调点) ，而输入点则称为o l p 3 ，如图3 5 所示。 -io，l 第三章正交解调原理及解调器基本参数 o m 、 当用对数形式( d b m ) 来表示输入输出信号大小时，基波和i m 3 分量随输入信号的增加 而上升的斜率分别为1 和3 ，这个特点可以用于一些简单的估算。 c 、i l p 3 与墨一的关系 令云j 皋2 1 0 1 ，。= 1 1 2 2 ，可以解得1 _ d b 压缩点处输入信号幅度为 4 加观s s 阍 令q 爿= 丢如，可咀解得三阶截点处的输入信号幅度为 阚 而爿口3 4 z3 0 3 “9 6 d b ，所以输入三阶截点会比1 - d b 压缩点高1 0 d b 左右。 3 2 3 端口隔离度 即使二次变频的超外差式，端口隔离度也是非常重要的，因为它会限制动态范围，造成 杂散响应( s p u r i o u sr e s p o n s e ) 。在接收机当中，最重要的是本振与射频端的隔离( l o r f i s o j a t i o n ) ，本振频率通过低噪声放大器泄漏到天线，又被天线接收，与解调器的本振自我解调， 产生直流偏移。另外，本振泄漏对其他接收机也会造成很大干扰，特别当在同一块芯片的发 射机与接收机同时工作时候。当发射机中的功率放大器发出的强脉冲信号泄漏到接收机的接 收频段时，将严重影响接收机的灵敏度，如发射机发射功率为3 0 d b m ，馈通为一5 0 d b ，则在 接收机仍然接收到一2 0 d b m 的发射信号，这个信号的强度接近通常接收机的i d b 压缩点，而 且功率放大器的输出热噪声，通过馈通，也将抬高接收机的噪声底限。因此，必须尽可能的 减少收发机的本振泄漏。正是由于上述原因，需要增加端口之间的隔离度，在传统的分离元 件构成的收发机当中，通常在每个端口增加滤波器来提高端口的隔离度，在现在高集成度的 收发机中，高频滤波器难以实现，特别是在零中频的收发机结构中，发射频率和接收频率相 第三章正交解调原理及解调器基本参数 差为零或很少，因而通常采用双平衡结构来提高端口的隔离度。端口隔离度定义为在输出端 口的本振信号功率与本振端口的本振信号的功率之差，可以定义为： 肛轫砌锄蛾笔譬篙器， 3 2 4 噪声系数 信噪比( s i 印a l n o i