（电力电子与电力传动专业论文）单相双变换在线式ups及其并联运行研究.pdf

华中科技大学硕士学位论文 a b s t r a c t t h em u l t im o d u l eu p ss y s t e mi s n tr e s t r i c t e db yp o w e rc a p a c i t i e s ，t h e r e f o r e ，i tc a r l f l e x i b l yb eu s e d t oe x p a n dp o w e r s y s t e mc a p a c i t i e sa n d b u i l du pp a r a l l e lr e d u n d a n ts y s t e m s t oi m p r o v et h er e l i a b i l i t yt w o s i n g l e p h a s ed o u b l e c o n v e r s e do n l i n eu p s s a r ed e s i g n e di n t h i sp a p e r a n dw er e a l i z e dp a r a l l e lo p e r a t i o no ft w o3 k v au p sb a s e do nt m s 3 2 0 f 2 4 0f o r h i g hp e r f o r m a n c ea n dr e l i a b i l i t y i no r d e rt os a r i s f yt h ee n g e e d n gn e e da n dt a k et h ea d v a n t a g eo f d i g i t a la n ds i m u l a t e c o n t r o l ，t h eo u t e rv o l t a g el o o pi sd i g i t a l l yc o n t r o l l e da n dt h ei n n e rc u r r e n tl o o pi sc o n t r o l l e d b yh y s t e r e s i sb a n dw i t hs i m u l a t ec i r c u i tf o rp f c c o n t r 0 1 t h ep r i n c i p l eo fp f c t e c h n o l o g y i s d e s c r i b e da n dt h ed e s i g no f c o n t r o l l e rp a r a m e t e r si si n t r o d u c e d m o d e l so fs p w mi n v e r t e ra r ee s t a b l i s h e da n da l le x a m p l ei sg i v e nt oe x p l a i nh o wt o d e s i g np ic o n t r o l l e rp a r a m e t e r sw i t hv o l t a g er m s f e e d b a c k t h ei n f l u e n c eo f d e a d t i m eo n o u t p u tv o l t a g ew a v e f o r m i sa n a l y z e d m o d e l so fd i g i t a lp l la r ee s t a b l i s h e dt od e s i g nc o n t r o l l e rp a r a m e t e r sa n d i m p r o v e t h e d y n a m i cr e s p o n s e s y n c h r o n i z a t i o nb e t w e e np a r a l l e du p s si nd i s t r i b u t e dl o g i cc o n t r o li s a l s oi n t r o d u c e dw h e nt h e r ei sn o i n p u tl i n e v o l t a g e m o d e l so fp a r a l l e l s y s t e ma r ee s t a b l i s h i e d t o a n a l y z et h ep r i u e i p l eo ft h ep a r a l l e l o p e r a t i o n t h e nt h ei n f u e n c eo fi n v e r t e r so u t p u ti m p e d a n c et o l o a d s h a r i n g i n p a r a l l e l o p e r a t i o ni sa n a l y z e di nd e t a i l a nn e ww a yt oa d j u s tt h ea m p l i t u d ea n dp h a s eo fo u t p u t v o l t a g ei n d e p e n d e n t l yi sg i v e n a tl a s t t h ee x p e r i m e n t a lr e s u l t sa b o u tp f cr e c t i f i e r i n v e r t e ra n d p a r a l l e lo p e r a t i o na l eg i v e n a n d a n a l ) z e da tt h ee n do f t h i sp a p e l k e y w o r d s ：u p s p a r a l l e lo p e r a t i o np o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n p h a s e - l o c k l o a d s h a r i n g 华中科技大学硕士学位论文 1绪言 1 1 电力电子技术的发展状况拉“” 随着1 9 世纪初电磁学原理的发现，电力技术得到了很大地发展，各种电气设备 如变压器、发电机、电动机相继出现，电能成为人们生活中不可缺少的部分。随后， 晶体管特别是三极管的出现促使电子学进入一个新的台阶，集成电路和微电子技术的 进一步发展成为可能。伴随着电力技术和电子技术的发展，许多新的控制技术和方法 也诞生了。至今，随着用户对供电要求的提高，电力技术、电子技术和控制技术融为 一体成为一门新兴的交叉学科：电力电子技术”。电力电子技术是二十一世纪的关键 技术之一，它是- - f 3 使用电力半导体器件，应用电路和控制理论知识分析开发，实现 对电能的高效变换和控制的技术。 电力电子器件是电力电子技术的基础。至今，电力电子器件正朝着高频化、耐高 压大电流和集成化的方向迸一步发展。随着人们对低污染绿色电源的呼吁，高频化的 电源得到了广泛的应用，而高频化电源的设计是离不开高开关频率的电子器件的，这 就进一步促使了高频化电子器件的发展。对于传统的硅单晶材料的电力电子器件已经 很难能满足高开关速度、低损耗和良好的导热特性了，这就迫使人们选择新的半导体 材料来适应电力电子未来的发展。耐高压大电流电力电子器件的出现使得电力输配电 网络的电力电子化成为现实，高压直流输电、柔性交流输电、无功补偿、统一潮流控 制器得到了广泛地应用。集成化的电路设计能够满足电源智能化、微型化、模块化和 易维修的特点。 有了新的电力电子器件作为发展基础，许多新的电子电路变流方式产生了。电力 电子变流方式按功能可划分为：a c d c 整流、d c a c 逆变、d c d c 斩波、a c a c 变频四大类；按开关的应力承受方式可划分为硬开关和软开关两种。“。在每种功能 的实现上，又有很多种具体的电路形式。就拿a c d c 整流来讲，有传统的二极管整 流、晶闸管相控整流，还有现在广泛应用的p f c 整流。在p f c 整流电路中又有层出 不穷的新电路形式。新的电子电路的产生大大提高了电源的变流转换效率，节省了能 源。 新的高效率电力电子变流电路的实现还依赖于控制技术的发展。控制技术的发展 主要体现在两方面：高性能的控制芯片和理想易实现的控制策略。 数字控制相对于模拟控制，有一系列的优点：借助高性能控制芯片易实现复杂的 l 华中科技大学硕士学位论文 控制算法、硬件通用性好、具有高度的灵活性和移植性，还可实现网络监控使电力电 子装置真正智能化。高性能控制芯片的出现使得数字控制成为现实。在各种高能性的 d s p 控制芯片中，目前美国t i ( t e x a si n s t r u m e n t s ) 公司的t m s 3 2 0 系列d s p 已成为中 大功率电力电子应用场合的主流控制芯片。如t m s 3 2 0 f 2 4 0 ”1 ，其主要性能如下： ( 1 ) 1 6 位定点运算，指令周期为5 0 n s ，且大多数指令为单周期。 ( 2 ) 片内集成1 6 k 字f l a s hr o m 和5 4 4 字r a m 。 ( 3 ) 两组各8 路并行1 0 位高速a d 转化器。 ( 4 ) 事件管理器模块包含3 个1 6 位通用定时器、3 个单比较单元、3 个具有死区 功能的全比较单元以及4 个捕获单元。通用定时器对脉冲定时的分辨率可达5 0 n s 。 ( j ) 异步、同步串行通信接口和外设接口； ( 6 ) 大量的多功能复用数字i o 接口等。 电力电子控制策略的发展体现在各种控制理论和控制思想的尝试和应用。目前， 在p f c 整流，逆变器波形控制方面都出现了许多令人满意的控制技术。 重复控制是一种基于周期的控制方法，现己广泛应用于逆变器的波形控制。重复 控制的基本思想来源于控制理论中的内模原理，在重复信号发生器内模的作用下，控 制器进行逐周期点对应式的积分控制，通过对波形误差的逐点补偿，实现稳态时无静 差的控制效果”“。 无差拍控制是数字控制系统特有的一种控制，它的效果是使得被调节量的偏差在 一个采样周期内得到纠正。它的显著优点是其非同寻常的快速性，然而其缺点是极点 配置要求系统的精确数学模型。当设计的理想模型与实际对象模型存在偏差时，控制 器为了达成在一个采取周期内消除误差的效果，往往采取非常剧烈的控制动作，这样 做不仅达不到无差拍的控制效果，反而会影响系统的稳定运行“”“”“。 瞬时内环反馈控制是通过负反馈使反馈量接近给定，并抑制反馈环所包围的环节 的参数变动或扰动所引起的偏差。因此在逆变器控制中，若给定为正弦，瞬时值内环 控制能使输出电压波形尽量接近正弦，从而减小输出电压畸变率。 比例积分p i 控制是工程实际中应用最广的控制器，它概念清晰，容易实现，且 鲁棒性强。比例p 调节影响系统的稳定性，积分i 调节消除静态误差、增加稳态精度， 同时又增加了控制的相位滞后。p i 控制无法实现对正弦指令的无静差跟踪，因此系统 的稳态精度不容易满足要求。 电压电流的双环控制可以避免单环控制在抵抗负载扰动方面的缺点，同时具备优 异的动、静态特性，是一种高性能的波形控制方法。但是它也有自身的不足，就是电 流内环的设计要求具备足够竟的带宽，这就使得对数字控制器提出了很高的要求，d s p 2 华中科技大学硕士学位论文 的处理速度往往因此被使用到极限“”“3 。 除了以上传统的控制方式外，现在模糊控制、神经网络控制也都在电力电子装置 中得到了广泛的应用。这两种控制都不需依赖控制对象的数学模型，属于智能控制的 范畴。同时，它们还是基于数字系统的控制，能够充分发挥数字系统的优越性。 现在，电力电子器件、电力电子新电路以及新控制策略的发展都是相辅相成、相 互促进的。新器件的产生使得新的电路和控制能够实现，同时一种新的电路和应用又 反过来促进器件的发展。 1 2 u p s 的发展状况”8 1 作为电源的保护神u p s ，和计算机并驾齐驱、携手共进，在经历了四十多年 的发展之后，应用的广泛性已达到必不可少的程度。众所周知，随着现在信息技术的 迅速发展，一旦因某种原因出现供电断电，就会造成整个系统的瘫痪。此外，供电电 源的扰动也是引发各种电子设备故障的重要原因。供电电源出现干扰的起因有雷电、 风暴、高温等自然因素，也有大型用电设备的启动和停机、继电器的断开与吸合、车 辆点火、工业火化和高频发射等原因。以上干扰以传导和辐射的形式进入电源进而造 成系统工作效率降低、计算机数据丢失、逻辑功能混乱，严重时还可造成系统硬件损 坏。依靠各种类型的交流稳压电源或所谓的交流净化电源虽然可以解决交流电压不稳 和波形畸变及干扰等问题，但对因种种原因造成的交流供电中断却无能为力，而解决 的最好方法就是使用不间断u p s 。 u p s 从最初的机械飞轮式发展到今天的使用全控型功率元件的智能化产品，性能 越来越好，用途也从单一为计算机供电发展到今天几乎遍及国防、交通、医疗卫生、 通信、银行证券、工农业生产领域。 随着u p s 的广泛应用，其产品的种类也愈来愈多。从结构上来说，可分为以下 几类：。： ( 1 ) 后备式 后备式( o f f l i n e ) 输出u p s 电源：又称离线式u p s 。当市电电源电压在正常范围 内时它向用户提供经变压器抽头调压的市电电源，当市电电源的电压异常时，提供 具有稳压输出特性的5 0 h z 方波电源或者u p s 逆变器正弦波电源。图1 - 1 是后备式 u p s 的结构示意图。 这种u p s 的优点是可靠性高、结构相对简单、效率高、成本低、价格便宜。缺点 是供电波形质量较差，市电异常时需启动逆变器工作因而需要一定切换时间。输入输 出直接相连，对电源的浪涌和噪音不能提供根本上的保护，需加浪涌吸收电路。频率 3 华中科技大学硕士学位论文 一：= = ；= = = = = = = 口= = = ；= ；= ；= j = l = 目 适应性差。 图l 一1 后备式u p s 结构简图 ( 2 ) 在线互动式 在线互动式( i n t e r a c t i v e ) u p s 电源，当市电电源在正常范围内时，市电经交流稳 压处理后输出，双向变换器作为整流器向蓄电池充电，同时因为变换器一直连接着输 出，所以可以提供附加的滤波，减小市电瞬变对负载的冲击。仅当市电电源电压异常 时，蓄电池经由变流器向用户提供真正的“u p s 逆变器正弦波”电源，此时双向变换 器作为逆变器向负载提供正弦波电源。其结构简图如图卜2 所示。 因为市电正常时，在线互动式市电只经过一级变换向负载供电，而不是象在线双 变换一样经过整流再逆变的双变换，因而效率比在线式双变换要高。因为双向变换器 一直连接在输出并处于工作状态，在从市电转向电池供电的过程中只需要通过控制器 内部调节即可完成，因此具备在线式的切换性能。 在线互动式单变换u p s 省去了输入整流器和充电器，充电器由被称为双向变换 器的逆变器充当，其切换效果也是在线式的。其主要的不足就是输出电压稳定度不如 双变换高，对输入功率因数也无调整作用。因此主要应用在对交流电压的精度要求不 太高的地方。 黔交流稳压h 电抗器l _ 一 ! 蓄电池双向变换器j 图卜2 在线互动式u p s 结构简图 ( 3 ) 双变换在线式 当市电正常时由市电经a c d c 、d c a c 两次变换后供电给负载。当市电异常 时，电池经d c d c 变换再逆交后供给负载能量。因为市电经过两级变换，因而市电 和负载的波动完全隔离，给负载提供完善的保护。 大功率u p s 通常是在线式工作方式，它一般由整流回路、逆变回路、旁路切换 4 华中科技大学硕士学位论文 回路、充电回路以及d c d c 升压隔离回路或a c a c 输出升压隔离回路，其原理框图 如图1 - 3 所示。 旁路 1 r - ii 厂1 厂_ h 整流r 叫直流升压变换f 叫逆变r 叫转换 1 一 一 厂 lt r h tli 苫扫汕如 图1 3 在线式u p s 简圈 双变换在线式u p s 有许多优点：供电质量好，无论任何时候供给负载的都是真 正纯净的正弦波：市电到电池的零切换时间：输出电压无三次谐波：对市电到负载和 负载到市电两个方向上的电压变化都有缓冲作用；允许逆变器在很宽的直流电压范围 工作；中线上无电流等。然而传统双变换在线式u p s 的缺点和局限性也很明显：电路 复杂、系统效率低、成本高，大功率u p s 产品采用的相控整流还会出现对电网的干扰。 还有因为逆变器一壹处于工作状态，因而对逆变器的可靠性和寿命有较高的要求。且 由于在任何状态下，1 0 0 的负载功率都要经过两次转换，因此其整机效率不高，主要 功率器件发热厉害，寿命降低，影响整机的可靠性。由于整机输入功率因数低，输入 电流高次谐波可达3 0 ，无功功率和谐波电流对电网的公害非常严重。 高频双变换结构u p s 的出现解决了传统式双变换结构体积大、效率低和造价贵 的问题。但是没有输出隔离变压器，因此也就没有隔离和缓冲的余地其输出电压直接 受负载变化的影响；逆变器功率管在接近满载时比传统式容易坏：输出电压零线上有 不易限制的谐波电流，因而零线电位不为零：在负载上有直流分量，容量也不易做大。 上述三种u p s 结构，从技术上讲，在线式、在线互动式、后备式是从高到低的 排列。然而从造价上讲则正好相反。 市电正常时t 只有在线式输出波形是真正纯净的正弦波，输出电压稳定度最好。 市电异常时，均由电池供电，输出波形理论上没有明显差别。 关于u p s 的切换时间，当市电异常时，u p s 切断输入，与逆变器并联的电容电 压降到一定程度时蓄电池开始放电这一转换过程因为不通过开关切换所以一般 可以敞到零转换时间。由于u p s 过载时需要从逆变器切换到旁路，根据切换方式的不 同切换时问也不一榉，通过晶阕管切换或者增加储能环节可以减小切换时间但需要增 加造价。 一一 5 华中科技大学硕士学位论文 ( 4 ) d e i r a 变换l i p s “”“”。” 其系统结构如图1 - 4 所示。两个功率变换器连接到公共的蓄电池上，其中一个变 换器称为d e l t a 变换器，其容量约为系统的容量的2 0 左右，它通过一个d e l t a 变压 器串联连接在市电电源和负载之间。另一个变换器称为主变换器，主变换器容量等于 u p s 系统容量，并联连接在系统输出端。这两个变换器都是四象限p w m 逆变器，可 以工作在逆变和整流方式。当市电电压正常时，市电经d e l t a 变换器向负载供电，主 变换器稳定系统输出电压。市电电压变动时，市电和系统输出间的电压差由d e l t a 变 换器补偿。它向用户提供的电源是由普通市电电源和d e l t a 逆变器所产生电源叠加而 形成的交流稳压电源。当市电电压超出正常范围时，系统转入蓄电池供电方式，为负 载提供真j 下的“l ? s 逆变器j 下弦波电源”。 1 。 _ - 。，。_ _ 。 _ _ 一_ 。，。 。 _ j _ _ _ 。_ 。 市电 输入 o e t t a ，艇器, _ 斗电抗器 转换 。1。1。一 一 o 一 ，口 mj 一 图l 一4d e l t a 变换u p s 系统结构简图 d e l t a 逆变器：高频双向脉宽调制逆变器控制输入电流，是个高阻正弦波电流 源。其作用是控制电流充电、补偿输入电压、控制调整输入功率因数。 这种u p s 系统的优点是主变换器始终连接在系统输出端，从市电到蓄电池的切 换不会产生供电中断；市电正常时，d e l t a 变换器只需补偿与市电电压和系统输出电 压差有关的功率，故损耗小，效率高：功率裕量大，过载能力强。 缺点主要表现在电网电压波动较大时工作方式频繁切换。而双变换在线式可以拥 有较宽的市电电压工作范围。 随着技术的发展，除了u p s 的种类增加外，商洼能、高效率、小型轻量化和智能 监控也越来越成为各类不停电电源追求的目标。为了满足这些目标，目前u p s 技术的 发展方向主要有： ( 1 ) 采用高频软歼关技术，软开关技术减小器件j 立力和发热，提高了工作效率： 器件开关频率的提高使动态响应、谐波失真、可闻噪音等指标大幅度提高的同时也使 得装置的体积和重量大大减小。 ( 2 ) 采用p f c 功率因数校正技术，将u p s 输入功率因数提高到相当理想的程度， 6 华中科技大学硕士学位论文 加强抗电磁干扰能力，降低辐射干扰，从而引出了绿色无污染u p s 的新概念。 ( 3 ) 电源系统统设计的模块化，可大大提高系统的灵活性，并使电源系统的体 积、重量大为降低。各个模块处于均流运行时，其功率开关器件的电应力也可减小， 且系统可方便的采用冗余设计，从而提高了系统的可靠性。由于系统可由标准化的模 块组合而成，因而电源产品的种类也可减少，便于规范化，这样一方面可降低不同容 量电源的设计成本和重复投资，另一方面还可减少生产和维护费用。所以，模块化电 源为实现大功率、高可靠度的电源系统提供了可能。 ( 4 ) 采用蓄电池保护技术和完善的网络管理系统通讯等，通过网络及时向管理 员报告各种消息，便于及时修理维护【2 3 1 ，【2 4 1 t 【”l 。 ( 5 ) 采用高档微处理器和数字信号处理器的数字化控制。数字控制系统集成度 高，且具有很强的数据、逻辑运算能力，可以实现一些复杂的先进算法和智能算法， 这些在模拟系统中甚至是不敢企及的。d s p 技术的优势还在于具有良好的自我诊断功 能，能迅速地排除故障；大幅度地减少零件的数量。从而大大降低因元器件而造成的 系统故障，提高其可靠性。 1 3 逆变电源并联技术的现状与发展“8 2 7 3 传统的供电系统有着其固有的缺陷：单台电源供电时，一旦发生故障则可能导致 系统瘫痪，并导致不可估量的损失，逆变电源并联技术是提高逆变电源运行的可靠性 和扩大供电容量的重要技术手段。当前大容量的逆变电源的发展趋势是采用新型全控 高频开关器件构成逆变电源模块单元，再通过多个模块并联进行扩容。这样可以充分 利用新型全控高频开关器件的优势，减少系统的体积，降低噪音，提高动态响应速度： 同时利用并联技术，采用模块化设计，可以提高逆变电源变换器的通用性和灵活性， 使系统设计、安装、组合更加方便可靠性进一步提高啪= = 9 岫1 。 u p s 的并联运行主要有以下三个好处：第一，可以灵活的扩大电源系统的容量： 第二，可以组成并联冗余系统以提高运行的可靠性；第三，具有极高的系统可维修陛 能，在单台u p s 出现故障时，可以很方便的进行热插拨更换或维修。因而，这样的并 联运行系统在各种应用领域得到了广泛的推广和应用。 由于大功率负载的需求以及模块化电源系统的发展，为了实现完全稳定可靠的全 冗余电源系统，模块化电源的并联技术则显得尤为重要。实现模块化电源的并联，可 采取的并联控制方式有：集中控制、主从控制、分敖逻辑控制和无互连线独立控制。 集中控制方式中，并联控制单元检测市电频率和相位，给每个逆变电源发出同步脉冲， 没有市电时，同步脉冲可由晶振产生或d s p 发出，各个逆变电源的锁相环电路用来傈 7 华中科技大学硕士学位论文 证其输出电压频率和相位与同步信号同步。这种控制方式直接把电流偏差作为电压指 令的补偿量加到各逆变电源单元中，用以消除电流的不平衡。集中控制方式认为各逆 变单元的相位已经致，且环流是由于电压幅值差异引起的，这对于控制环流的精度 是有影响的。另外，集中控制方式还存在单点故障，可靠性并不是很高。主从控制方 式在工作时选择其中一台作为并联控制单元，负责完成并联控制功能，其他逆变电源 做从机。主从工作方式当主逆变电源的并联控制单元有故障时，只要其他仍能部分正 常工作，可切换为另一台逆变电源做主机来完成并联控制功能。主从控制方式较常规 的集中控制方式的并联系统的可靠性有所提高，在系统中任何一个模块失效的情况下 仍能维持继续运行。但这种并联系统仍存在着一些固有的缺陷，如同步基准信号仍为 公共集中同步信号，一旦主机有故障，则在切换过程中会有一段时间所有的模块失去 同步而可能出现更大范围的模块失效，同时各模块的控制逻辑判断电路的复杂性及可 靠性也会不可避免影响整个系统的工作性能指标。分散逻辑并联控制能独立地检测和 控制本模块在系统中的工作状态而实现模块间的输出功率合理分配，并能很好地抑制 模块间的环流。它采用了在各逆变电源中把每个电源模块中的电流及频率信号进行综 合，得出各自频率及电压的补偿信号的控制策略，可实现真正的n + i 并联运行，有一 个模块故障退出时，并不影响其他模块的并联运行。但是分散逻辑并联控制方式控制 复杂，实现起来困难，且各逆变电源之间互联线较多，大容量设备并联时互联线距离 较远，干扰较严重。因而，要实现较完善的并联系统中逆变电源独立控制，并且在不 同容量、不同结构的电压型逆变电源之间或逆变电源与公共电网之间实现并联运行控 制及负载均分控制，则取消逆变电源模块间的均流互联线应为最理想的选择，即采用 “无互联线的并联控制”技术。这种无互联线的逆变电源并联控制系统的同步及均流 控制只依赖于各模块内的系统控制策略， 系完全隔离，系统安装或维修更加简便、 加容易和方便”：”。 可使各逆变电源模块之间的控制系统电气联 快速，并联运行更加可靠，容量的扩展也更 目前，世界上许多国家( 如美国、日本、德国、荷兰、意大利等) 的u p s 公司在 u p s 的并联控制技术方面已经做了大量的工作，并有一系列的产品投入市场。从收集 的资料来看，只有一些国际知名品牌的u p s 公司如梅兰日兰、e x i d e 、v i c t r o n 、西力、 三菱、东芝、a p c 等已经把具有并联控制功能的u p s 推向了市场。从并联控制的方 式来看，大多数公司以主i 凡控制或分散逻辑控制为主，只有e x i d e 公司实现了无互联 线独立并联控制方式。而在国内，并联控制技术的研究起步较晚，而且还没有形成国 产化的系列产品，因而在并联控制的研究方面还需要做大量的工作。 8 华中科技大学硕士学位论文 1 4 分散逻辑并联控制方式”6 1 分散逻辑并联控制在各逆变电源中把每个电源模块中的电流及频率信号进行综 合，得出各自频率及电压的补偿信号，实现模块间的输出功率合理分配，并能很好地 抑制模块间的环流。其并联控制框图如图卜5 所示。 来自只 嚣篓 的有 工j 】； 哥 只 来自口t 簇篓8 的无 功信 号 已 l 二t ；负 c 一- r - 载 上 图l 一5 分散逻辑并联控制框图 对于多模块并联运行的系统，理想情况应该是输出的有功和无功功率都均分，但 是由于元器件参数的分散性，各逆变单元输出的电压相位和幅值会有些差异，再加上 逆变滤波参数的不一致，直接并联肯定会有较大的环流产生。因此，必须采用闭环控 制，时时捡测本模块单元的输出功率并与平均功率比较，从而调节输出电压的相位和 幅值。当本模块输出有功大了，则表示输出电压的相位超前了，须减小输出电压的频 率，从而使相位滞后。当本模块输出无功大了，则表示输出电压的幅值大了，须减小 本模块输出电压的幅值。反之，则向相反的方向调节。 1 5 选题依据和研究内容 逆变电源的模块化及其最优化并联控制技术研究，是交流电源系统从传统的集中 式供电向分布式供电乃至全功能电源系统供电模式发展过程中必须解决的一个重大 课题。逆变电源的模块化和并联化运行，可大大提高系统的灵活性，打破了逆变电源 在功率等级上的局限，用户可根据需要任意组合系统的功率，同时可方便的采用冗余 设计，因而具有高可靠性、易大功率化的优点。 高频双变换在线式u p s 解决了篾统式双变换结构体积大、效率低和造价贵的问 题，而且供电质量好，无论任阿时候供给负载的都是真正纯净的正弦波：市电到电池 华中科技大学硕士学位论文 的零切换时间。输入p f c 整流技术，真正将u p s 输入功率因数提高到理想的程度， 实现绿色无污染u p s 。 本文研究设计了一种3 k v a 的高频双变换在线式u p s 。输入市电正负半波分别 p f c 整流，得到直流母线电压4 0 0 v 。p f c 电压外环采用d s p 数字控制，即采样输 出的母线电压，并与给定比较作调节，调节器的输出作为电流环的给定。电流环采用 滞环控制，控制电路简单适用。采用半桥逆变，l c 滤波，输出5 0 h z 2 2 0 v 的交流， 无输出工频隔离变压器，进一步减小电源的体积和重量。在设计好单个模块电源的基 础上，实现多模块的热插拔冗余并联。并联控制采用分散逻辑控制方式，满足电源系 统对大功率化和高可靠性两方面的要求。 i o 华中科技大学硕士学位论文 2 功率因数校正技术 2 1 功率因数校正( p f c ) “6 ”1 对于线性电路，电压电流均为正弦，功率因数 - j 惯用c o s 庐表示，其中痧为正弦电 压与正弦电流的相角。对于非线性电路，尽管输入电压为正弦，输入电流却可能是非 正弦。此时定义功率因数为有功功率与视在功率之比，即 p f ：! ：型! ! ! ! ! ! ! 壁：y c o s 西 ( 2 一1 ) s u 。im jj 其中基波因数y = ，。i c o s 矿是基波电压、电流间的位移因数，p 为有功功率， s 为视在功率。由此可见，功率因数又可定义为基波因数y 和基波电压、电流位移因 数c o s 西的乘积。可知，不良功率因数主要来自两个方面：一是输入电流基波与输入电 压的相位差；二是输入电流波形的畸变。如果c o s 低，则表示无功电流大，会使交流 电源设备利用率降低，导线、变压器绕组损耗增大。若y 低，则表示谐波分量大。它 除了使损耗增加外，还将造成电压波形的畸变，对电网造成污染。功率因数的高低反 映出u p s 利用电网能量的有效程度，同时隐含u p s 电源对市电电网的污染程度。 对二极管不控开关整流设备而言，其不良的功率因数主要来源于电流波形的畸 变。其a c d c 前端通常由桥式整流器和大容量滤波器组成，属于峰值整流。这种电 路只有当线路峰值电压超过滤波电容器的电压时，才会有电流从线路流出。由于电流 的升降速度比线电压的升降速度快，加上电流的不连续性，因而就产生了一系列明显 的奇次谐波，致使功率因数降低。所以，改善其功率因数的措施，也必须从改善电流 波形的畸变入手。 目前，通常采用有源功率因数校正( a p f c ) 技术来改善开关整流设备的功率因数 ( 尤其是单相开关整流设备) 。经过a p f c 后，开关整流设备的功率因数可接近l ( 大于 0 9 9 ) ，在输入电压波形失真度较小时，输入电流波形失真度可小于3 。有源功率因 数校正电路拓扑主要有升压型、降压型、回归型三种形式。目前在单相功率因数校正 电路中使用最广的是升压型电路。 升压型a p f c 电路具有以下优点：输入电路中的电感l 适于电流型控制，防止电 网对主电路高频瞬态冲击，且可减少对输入滤波器的要求：电容器c 贮能大、体积小： 由于预调整器在电容器上保持高压维持时间长；全输入电压范围内能保持最高的功率 因数：输入电流连续，而且在输入开关瞬间最小，易于e m i 滤波：输入电感l 能阻 1 l 华中科技大学硕士学位论文 止快速的线路瞬变，提高了工作可靠性：开关电压低于输出电压。因为这些优点，基 于b o o s t 架构的p f c 电路广泛地应用在整流电源、u p s 等中的a c d c 变换器中。 2 2 基于双b o o s t 的p f c 电路及工作原理 图2 - 1 所示为一种广泛应用于中等容量u p s 的有源功率因数校正和半桥逆变的 主电路拓扑图。 图2 - 1 基于双b o o s t 的p f c 和逆变主电路 图2 - 1 中开关k 1 、k 2 同时动作，当市电正常时，k 1 接市电，k 2 断开；当市电 不正常时，k l 接电池，同时k 2 合上。功率开关管q 1 和l 3 、d 3 、d 5 、c 1 组成上桥 臂p f c 电路，在c 1 上产生3 9 5 v 的+ b u s 直流电压。功率开关管0 2 和l 4 、d 4 、d 6 、 d 7 、d 8 、c 2 组成下桥臂p f c 电路，在c 2 上产生3 9 5 v 的b u s 直流电压。q 3 、q 4 和c 1 和c 2 构成半桥逆变电路，输出2 2 0 v 5 0 h z 的正弦波。 2 2 1 市电模式工作原理“1 在市电的正半周，二极管1 3 4 、d 6 承受反压截止，下p f c 桥臂的开关管q 2 一直 关断，电感l 4 上流过的电流为0 ，即下p f c 电路停止工作。采用p w i v l 信号控制上 桥臂的开关管q l 时开时断，利用电感l 3 的储能就可以在电容c 1 上产生直流高压。 当负载较大、电感电流连续时，上桥臂p f c 变换器有两种工作状态。 ( t ) 开关管q l 导通，电源电压加到升压电感l 3 上，电感电流屯线性增长。 1 2 华中科技大学硕士学位论文 厶吼成= ( 2 2 ) 当t = t o = d t s 时，i l 达到最大值，。在q 1 导通期间，i l 的增量a i “为： 哦+ 2 等伽 ，t c z - s ， 在开关状态( 1 ) ，二极管d f i 截止，负载由滤波电容c 1 供电。 ( 2 ) 开关管q 1 阻断，d 5 导通，f 通过二极管d 5 向输出侧流动，电源功率和电感 l 3 的储能向负载和电容c t 转移，给c 1 充电。此时加在l 3 上的电压为一v o l ，因为 v o l ，故屯线性减小： l 3 d i l d t = 一圪i ( 2 4 ) 经历= 巧一瓦。时期后，i l 达到最小值，l 。在q l 截止期间，i l 的减小量 屯一为： a i l _ = v o f - v , 一( t r o 。) ：v o l 了- k 一( 1 一d ) t ( 2 5 ) 工。勺 由此可见，电感电流连续时b o o s t 变换器的工作分为两个阶段，q l 导通时为电感 3 储能阶段，此时电源不向负载提供能量，负载靠储于电容c l 的能量维持工作。q l 阻断时，电源和电感共同向负载供电，同时还给电容c 1 充电。图2 2 为q 1 开关时， 电感l 3 上的电压( v 。) 、电流( ) 和q 1 的驱动( ) 波形图。 矿g o l c 丁。 丁， 一一 r ，m a x 、 一 1 ：r ，l n = 1 2f 面。 1 lr a i a ， r i 。_ 丁。 r 啊 r 。 图2 - 2 电感电流连续时的电压、电流波形图 1 3 华中科技大学硕士学位论文 在稳态时，电感电流屯的增量f “等于减小量f 一，即舰+ = f ，一，把式( 2 3 ) 和式( 2 5 ) 代入可得稳态时输入电压、输出电压和占空比d 的关系： 2 南( 2 - 6 ) 电源的输入电流就是电感l 3 的电流，其平均值，。= ，= ( i l 。+ i l m i n ) 2 。开关 管q l 和二极管d 5 轮流工作，q l 导通时，电感电流t 流过q 1 ；q l 截止、d 5 导通时电 感电流f 流过d 5 。稳态工作时电容c 充电量等于放电量，通过电容的平均电流为零， 故通过二极管d 5 的电流平均值就是负载电流，。所以，在电感电流连续时，输入电 流的平均值 ， l n 刮l 2 高( 2 - 7 ) 在市电的负半周，二极管d 3 、d 5 承受反压截止，上p f c 桥臂的开关管0 1 一直 关断，上p f c 电路停止工作。同理采用p w m 信号控制上桥臂的开关管0 2 时开时断， 利用电感l 4 的储能就可以在电容c 2 上产生直流高压。 总之，l 3 、q l 、c 1 、d 3 、d 5 组成上桥臂p f c 电路在市电的正半周工作，l 4 、 q 2 、c 2 、d 4 、d 6 组成下桥臂p f c 电路在市电的负半周工作，检测输入电流和正b u s 电压反馈来控制q 1 的开通关断，检测输入电流和负b u s 电压反馈来控制q 2 的开通 关断就可以实现功率因数校正。 2 2 2 电池模式工作原理 电池模式下，开关k l 接电池，k 2 吸合，l 3 、q l 、c 1 、d 3 、d 5 组成上桥臂升 压电路。l 4 、q 2 、c 2 、d 6 、d 8 组成下桥臂升压电路。 上桥臂为b o o s t 电路，工作原理跟市电模式下相同，依靠电感l 3 的储能把能 量从输入传递到输出端。不同的只是工作时不间断，即不存在正负半周之分。 下桥臂为b u c k - b o o s t 电路。同样，当负载较大、电感电流连续时，变换器有 两种工作状态。 ( 1 ) 开关管q 2 导通，电池电压p 0 加到电感l 4 上，电感电流t 线性增长。当 f = l 。= d 瓦时，i l 达到最大值，。在q 2 导通期间，i l 的增量a i + 为： 1，t， f “= 芋= 等d t 五 ( 2 8 ) l 4l 4 ( 2 ) 开关管q 2 阻断，d 6 、d 8 导通，屯通过二极管d 6 、d 8 向输出侧流动，电感 l 4 的锗能向负载和电容c 2 转移，给c 2 充电。此时加在l 4 上的电压为一2 ，f 线 性减小： 1 4 华中科技大学硕士学位论文 三4 d 肚= 一 ( 2 9 ) 经历= 珞一乙时期后，i l 达到最小值，m 。在q 2 截止期间，i l 的减小量 a i 一为： t 一：_ v 0 2 伍一瓦。) ：_ v 0 2 ( 1 一d ) t ( 2 - 1 0 ) l 4l 4 在稳态时，电感电流i l 的增量a i “等于减小量a i l 一，即f 。= 8 i 。一 稳态时输入电池电压、输出正负b u s 电压和占空比d 的关系： 协高 由此可算得 ( 2 1 1 ) 2 3 控制系统及其参数设计。引。6 1 随着pfc 技术的发展，已出现了多种pfc 控制芯片和相关电路设计方案，尽 管各公司的产品各有不同，但pfc 的控制机理都基本相同。随着高性能d s p 控制芯 片( t i s 3 2 0 f 2 4 0 ) 的出现，全数字化双环控制的p f c 方案以其优越的性能得到广泛地 应用。但是全数字化双环控制需要瞬时检测电感电流，占用d s p 的资源较多，考虑到 该d s p 除了要控制p f c 外，还要进行逆变和并联的控制，我们最后选择采用图2 3 所 示d s p 控制电压外环、滞环控制电流内环的双环控制方法。 图2 - 3p f c 双环控制框图 图2 3 中，为输出电压给定，g ，o ) 为电压环控制器，i 吖为电流给定，k 盯、 i k 。，分别为电压、电流的反馈增益，k 2 为电压调节器输出与输入电流有效值对应的 比例系数。 2 3 1 电压外环控制器参数的设计”1 3 7 3 在设计电压外环控制器时，总是认为输入电流是完全跟踪给定的，将输入电流作 为电流源。当有市电时，p f c 电路的输入为交流，d s p 锁相，电流给定为一频率相位 1 5 华中科技大学硕士学位论文 一= = = a = ；= = = = i = = = = ；= ；= = = = = = = = = ； 与输入交流电压相同，幅值受电压环输出量控制的交流电流源。这里定义输入交流电 压为v i n = 弘s i n 甜，g - o = 2 矿，f = 5 0 h z ，则输入电流。跟踪给定有： k = = 压吃也& s i n c o t ( 2 1 2 ) 电压电流二者同相，则输入功率有 p 。= v m l l n = 2 巧。k k 2 巧+ s i n 2 耐 ( 2 一1 3 ) 输入功率的基波是二次工频，则输入平均功率 昂= l 厶= _ k 。k 2 k 圹 ( 2 1 4 ) 由于电容c 很大，当电路进入稳态时，可以认为输出电压v 。中的脉动部分相对 于直流成分是很小的，如果近似认为v 。z ，忽略效率因素，则得到： 1 o 。= 匕= + i o 。，= i k 2 k 圹 ( 2 1 5 ) 从上式可看出，输出功率与电压环的输出成正比，实际上是电压外环的输出控制 了输入电流从而控制输出功率。 变换器工作时，输入输出功率的差异直接影响输出直流电压，从能量守恒的角度 可得出，时间内输出直流母线电压跟能量差的变化情况： 以一) + a t = 去c ( + ) 2 - c z t = c 吃+ ( ) 2 ( 2 1 6 ) 略去二次项，在很短的时间内可近似认为变化很小为一常值y 矗，则有： 巴一只。= c 屹a t ( 2 - 1 7 ) 令e 。= 只一只。，则有： e c ( j ) = c s ( s ) ( 2 - 1 8 ) 由式( 2 - 1 7 ) ( 2 - 1 8 ) 则可得输出电压传函的控制结构图，如图2 - 4 所示。从控 制图可看出，电压外环是一个积分环节。这里只。表示负载所消耗的能量，视为干扰， 则开环传函为： 叭) = 笔笋洲( 2 - 1 9 ) 如果采用p i 调节器控制则 g v g ) ：墅堡 ( 2 2 0 ) 华中科技大学硕士学位论文 图2 - 4p f c 电压外环控制框图 2 3 2 电流内环的设计3 9 1 4 0 1 电流内环采用滞环控制。滞环控制时开关频率的变化范围是被控制量与它的给定 值在给定的范围内比较以确定电力变换器开关元件的开关时序，其控制的结果是使被 控制量围绕其给定值作锯齿波形态变化。滞环控制具有反应速度快，控制精度较高，容 易实现和不需要了解负载的性质等优点在各种电力变换器的控制中得到了广泛地应 用。 图2 - 5 电流滞环跟踪控制