（电路与系统专业论文）无线局域网接收机射频前端集成电路设计[电路与系统专业优秀论文].pdf

摘要 摘要 近年来，随着个人数据通信的发展，功能强大的便携式数据终端和多媒体终端得到了广泛的应 用。为了实现用户在任何时间、任何地点均能实现数据通信的目标，要求传统的计算机网络由有线 向无线、由固定向移动、由单一业务向多媒体发展，这一要求促进了无线局域网技术的发展。在互 联网高速发展的今天，可以认为无线局域网将成为未来的发展趋势。 本课题采用t s m co 1 8 岬c m o s 工艺实现用于i e e e8 0 2 1 l a 协议的5 g h z 无线局域网接收机 射频前端集成电路一包括低噪声放大器( l o w - n o i s ea m p l i f i e r , l n a ) 和下变频器电路 ( d o w n c o n v e r t e r ) 。低噪声放大器是射频接收机前端的主要部分，其作用是在尽可能少引入噪声的 条件下对天线接收到的微弱信号进行放大。下变频器是接收机的重要组成部分，它将低噪声放大器 的输出射频信号与本振信号进行混频，产生中频信号。 论文对射频前端集成电路的原理进行了分析，比较了不同电路结构的性能。给出了射频前端集 成电路的电路设计、版图设计、仿真结果和测试方案，仿真结果表明，此次设计的射频前端集成电 路具有低噪声、低功耗的特点，其它性能也完全满足设计指标要求。 【关键词l 无线局域网( w l a n ) ，射频接收机( r fr e c e i v e r ) ，低噪声放大器( l n a ) 下变频器( d o w n c o n v e r t e r ) ，c m o s 工艺，噪声系数( n f ) a b s 廿a c t a b s t r a c t w i t ht h ed e v e l o p m e n to ft h ep e r s o n a ld a t ac o m m u n i c a t i o n ，t h ep o w e r f l l lr e m o t ea n dm u l t i - m e d i ad a t a t e r m i n a l sa r ew i d e l yu s e d t h ee v e r - i n c r e a s i n gd e m a n df o rb o t hi n f o r m a t i o na n dm o b i l i t yc a l l sf o rt h e c o m b i n a t i o no fc o m p u t e rn e t w o r k sa n dt h ew i r e l e s sc a p a b i l i t y , w h i c hg r e a t l ya c c e l e r a t et h ed e v e l o p m e n to f t h ew i r e l e s sn e t w o r k i ti sc o n s i d e r e dt h a tt h ew i r e l e s sl a ns y s t e mi st l et r e n do f t h ef u t u r en e t w o r k i nt h i sp a p e r , t h ed e s i g nc o n s i d e r a t i o n sa n dr e a l i z a t i o n so f t h er ff r o n t e n df o ri e e e8 0 2 1 l aw l a n r e c e i v e r , w h i c hi n c l u d e sal n a a n dad o w n c o n v e r t e r , a r ed i s c u s s e d l n ai st h ef i r s ts t a g eo ft h er e c e i v e r a n di t sf u n c t i o ni st oa m p l i f yt h ew e a ks i g n a lf r o ma n t e n n aw h i l ei n t r o d u c i n ga sl e s sn o i s ea sp o s s i b l e t h e d o w n c o n v e r t e rm i x e st h eo u t p u ts i g n a l so ft h el n aw i t ht h el o c a lo s c i l l a t o r ( l o ) a n dp r o d u c e s i n t e r m e d i a t ef r e q u e n c y ( 硪) s i g n a l b a s e do nt h ea n a l y s i so ft h ef r o n te n dp r i n c i p l e ，d i f f e r e n tc i r c u i ts t r u c t u r e sa r ec o m p a r e d t h ec i r c u i t d e s i g n ，l a y o u td e s i g n ，s i m u l a t i o nr e s u l t sa n dt e s ts o l u t i o n sa r ei n t r o d u c e d t h es i m u l a t i o nr e s u l t ss h o wt h a t t h el o w - n o i s el o w - p o w e rr ff r o n te n dm a t c h e st h ed e s i g nt a r g e t 【k e y w o r d s l w l a n ，r fr e c e i v e r , l n a ，d o w n c o n v e r t e r , c m o sp r o c e s s ，n o i s ef i g u r e ( n f ) i i 东南大学学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成 果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表 或撰写过的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而使用过 的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并 表示了谢意。 研究生签名： 盔区 日 期：拯垂：主：丝 东南大学学位论文使用授权声明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的 复印件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内 容和纸质论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可 以公布( 包括刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包括刊登) 授权东南大学研 究生院办理。 研究生签名：盈奁导师签名： 扭日期：丛缒翌 第一章无线局域嘲技术概述 第一章无线局域网技术概述 1 1 研究背景及意义 近年来，随着个人数据通信的发展，功能强大的便携式数据终端以及多媒体终端得到了广泛的 应用。为了实现使用户能够在任何时间、任何地点均能实现数据通信的目标，要求传统的计算机网 络由有线向无线、由固定向移动发展，这些要求促进了无线局域网技术的发展。在互联网高速发展 的今天，可以认为无线局域网将成为未来的发展趋势，必将最终代替传统的有线网络。 无线局域网，也被称为w l a n ( w i r e l e s sl a n ) ，一般用于宽带家庭，写字楼以及酒店、机场等 公共场所，典型覆盖距离为几十米至几百米，目前采用的标准主要有8 0 2 1 l a b g 系列。w l a n 利用 无线技术在空中传输数据、话音和视频信号，它的出现使原来有线网络所遇到的问题迎刃而解，它 可以使用户任意对有线网络进行扩展和延伸，在不进行传统布线的同时，提供有线局域网的所有功 能，并能够随着用户的需要随意的更改扩展网络，实现移动应用。 由此可见，应用于无线局域网物理层中的无线通信集成电路( 由低噪声放大器、变频器、频率 综合器等模块构成) 具有巨大的前景。但是这些系统的核心收发模块集成电路目前几乎全部从国外 购买，因此，开发具有自主知识产权无线通信集成电路，对我国信扈、技术的发展，信息高速公路的 建设具有重大意义。在本次设计中，将采用台积电( t s m c ) o 1 8 邮1c m o s 工艺实现一种应用于 w l a n8 0 2 1 l a 协议接收机的射频前端集成电路一包括低噪声放大器( l n a ，l o w n o i s e a m p l i f i e r ) 和下变频器( d o w n c o n v e r t e r ) 。 1 2 无线局域网的应用 无线局域网把个人从办公桌边解放了出来，使他们可以随时随地获取信息，提高了员工的办公 效率。一般而言，对比于传统的有线网络，无线局域网的应用价值体现在： 可移动性：由于没有线缆的限制，用户可以在不同的地方移动工作，网络用户不管在任何地 方都可以实时地接收信息。 安装简便：由于不需要布线，消除了穿墙或过天花板布线的繁琐工作，因此安装容易，建网 时间可大大缩短。 组网灵活：无线局域网可以组成多种拓扑结构，可以十分容易地从少数用户的点对点模式扩 展到上千用户的基础架构网络。 成本优势：这种优势体现在用户网络需要租用大量的电信专线进行通信的时候，自行组建的 w l a n 会为用户节约大量费用。在需要频繁移动和变化的环境中，无线局域网的投资更有回 报。 兰= 兰至垡曼塑堕垫查塑垄 另外无线网络通信范围不受环境条件的限制，室外可以传输几十公里、室内可以传输数十米 到几百米。在网络数据传输方面也有与有线网络等效的安全加密措施。 所有这些无线局域网的特点使其可以广泛使用在以下的领域： 移动办公的环境：大型企业、医院等移动工作的人员应用的环境； 难以布线的环境：历史建筑、校园、工厂车间、城市建筑群、大型的仓库等不能布线或者难 以布线的环境； 频繁变化的环境：活动的办公室、零售商店、售票点、医院、以及野外勘测、试验、军事、 公安和银行金融等，以及流动办公、网络结构经常变化或者临时组建的局域网： 公共场所：航空公司、机场、货运公司、码头、展览和交易会等； 小型网络用户：办公室、家庭办公室( s o h o ) 用户。 1 3 无线局域网的标准 随着无线通信技术的发展和对无线局域网通信速率要求上的不断提高，无线局域网的标准也在 不断发展，总的趋势是数据速率越来越高、安全性越来越好、服务质量越来越有保证。 而从无线局域网标准的支持者及被采用的地域范围来看，无线局域网可以分为三个阵营：i e e e 的8 0 2 1 1 系列标准、欧洲的h i p e r l a n l h i p e r l a n 2 和日本的m m a c 系列标准。 8 0 2 1 1 系列标准 在8 0 21 1 系列标准中，涉及物理层的有4 个标准：8 0 2 1 l 、8 0 2 ，1 l b 、8 0 21 l a 、8 0 2 1 l g 。根据 不同的物理层标准，无线局域网设备通常被归为不同的类别，如常说的8 0 2 1 l b 无线局域网设备、 8 0 21l a 无线局域网设备等。 8 0 2 1 1 标准是i e e e 于1 9 9 7 年推出的，它工作于2 4 g h z 频段，物理层采用红外、d s s s ( 直接 序列扩频) 或f s s s ( 跳频扩频) 技术，共享数据速率最高可达2 m b p s 。它主要用于解决办公室局域 网和校园网中用户终端的无线接入问题。 8 0 21 1 的数据速率不能满足日益发展的业务需要，于是i e e e 在1 9 9 9 年相继推出了8 0 21 l b 、 8 0 2 ，1 l a 两个标准。并且在2 0 0 1 年年底又通过8 0 2 1 l g 试用混合方案，该方案可在24 g h z 频带上实 现5 4 m b p s 的数据速率，并与8 0 2 1 l b 标准兼容。 8 0 2 1 l b 工作于2 4 g h z i s m ( 工业、科技、医疗) 频带，采用直接系列扩频和补码键控，能够 支持5 5 m b p s 和1 1 m b p s 两种速率，可以与速率为1 m b p s 和2 m b p s 的8 0 2 1 1d s s s ( 直接序列扩频) 系统交互操作，但不能与1 m b p s 和2 m b p s 的8 0 2 1 lf i - i s s ( 跳频扩频) 系统交互操作。 8 0 2l l a 工作于5 g h z 频带( 在美国为u - n i i 频段：51 5 52 5 g h z 、5 2 5 5 3 5 g h z 、5 7 2 5 5 8 2 5 g h z ) ， 它采用o f d m ( 正交频分复用) 技术。8 0 21 l a 支持的数据速率最高可达5 4 m b p s 。 8 0 2 1 9 与已经得到广泛使用的8 0 2 1 1 b 是兼容的，这是8 0 2 1 l g 相比于8 0 2 1 l a 的优势所在。 8 0 2 1 1 9 是对8 0 2 1 1 b 的一种高速物理层扩展，同8 0 21 l b 一样，8 0 2 1 1 9 工作于2 ，4 g h zi s m 频带， 2 第一章无线局域网技术概述 但采用了o f d m 技术，可以实现最高5 4 m b p s 的数据速率，与8 0 2 1 l a 相当：并且较好地解决了w l a n 与蓝牙的干扰问题。 h i p e r l a n l h i p e r l a n 2 标准 在i e e e 制订8 0 21 1 系列w l a n 标准的同时，欧洲e t s i ( 欧洲通信标准学会) 则在大力推广 h i p e r l a n l h i p e r l a n 2 标准。 h i p e r l a n l 发布于1 9 9 6 年，它工作于5 g h z 频带，采用的调制方式为高斯滤波最小移频键控 ( g m s k ) 。h i p e r l a n l 提供的数据速率最高可达2 5 m b p s 。整体上h i p e r l a n l 与8 0 2 1l b 是相当的。 h i p e r l a n 2 是h i p e r l a n l 的第二代版本于2 0 0 0 年底通过e t s i 批准成为标准。它对应于i e e e 的8 0 21 1 a ，工作在5 g h z 频带，采用o f d m 技术，并且具备动态频率选择( d f s ) 、发送功率控制 ( t p c ) 功能，支持最高数据速率为5 4 m b p s 。在m a c 层，h i p e r l a n 2 采用预留t d m a 多址方式 动态t d d 双工方式。并且能够在高吞吐率下支持q o s ，从而为视频流、话音等实时应用提供支持。 m m a c 标准 日本的多媒体移动接八通信促进委员会( m u l t i m e d i am o b i l ea c c e s sc o m m u n i c a t i o np r o m o t i o n c o u n c i l ) 一直致力于w l a n 技术研究和标准制订工作。相继制订了h i s w a n a 和h i s w a n b 标准。 其中h i s w a n a 工作于5 g i - i z 频段，h i s w a n b 工作于2 5 2 7 g h z 频段，支持数据速率为 6 m b p s 5 4 m b p s ，采用o f d m 调制、t d m a 多址方式、t d d 双工方式。 在无线局域阿技术的进一步发展上，目前的研究呈现出这样的特点：一是研究方向向更高数据 速率( 1 0 0 m b p s ) 、更高频带发展；二是积极研究无线局域网与3 g 乃至4 g 蜂窝移动通信网络的 互通与融台。 8 0 2 1 l b 工作的2 4 g h z i s m 频段为国际上通用的免许可证频段。在我国，2 0 0 1 年信息产业部 颁布了通知，明确了在2 4 0 0 m h z 2 4 8 3 5 m h z 这8 3 5 m h z 频段内，室内w l a n 可以无需审批地使 用。 8 0 2 i i a 工作的5 g h z 频段在美国为u - n i l 频段，也是免许可证频段。在我国情况有所不同。2 0 0 2 年7 月信息产业部颁布通知，明确在5 7 2 5 m h p 5 8 5 0 m h z 这1 2 5 m h z 频段内，高速无线局域网与点 对点或点对多点扩频通信系统、宽带无线接八系统、蓝牙技术设备及车辆无线自动识别系统等无线 电台站共用这一频段。设置使用5 8 g h z 频段无线电发射台站，必须报所在省、自治区、直辖市无线 电管理机构批准。室外设置的无线局域网须领取电台执照。同时5 7 2 5 m h z 5 8 5 0 m h z 这一频段原则 上用于公众网无线接入通信，运营企业须取得相应的基础电信业务经营许可。 比较2 4 g h z 频段与5 8 g h z 频段在我国的这些政策，2 4 g h z 频段以其免许可性将在今后很长时 间内被企业、家庭等用户广泛使用。而5 8 g h z 频段，随着8 0 2 1 1 a 设备的成熟和市场规模的扩大， 相信在今后一两年内基础电信运营商将会启动这一频段上8 0 2 1l a 无线局域网的建设。 1 4 论文组织 论文第一章介绍无线局域网的应用和标准。 第章 无线局域网技术概述 第二章介绍射频接收机的基本结构及性能参数。 第三章介绍低噪声放大器的性能指标及输入阻抗匹配的结构。本次设计采用源极电感负反馈结 构。通过噪声优化确定各个器件的参数，并给出电路的仿真结果。 第四章首先介绍变频器的基本原理和几种不同的电路结构，重点研究差分平衡g i l b e r t 混频器结 构。通过对变频器噪声机理的分析，在原有的结构上增加了电流注入电路。最后给出了电路的仿真 结果。 第五军介绍将低噪声放大器和下变频器级联组成射频前端集成电路的些设计考虑，包括级闻 匹配和共模抑制。最后给出了射频前端集成电路的仿真结果、版图设计和测试方案。 4 第二章射频设计的基本概念及射频接收机结构 第二章射频设计的基本概念及射频接收机结构 2 1 射频设计的基本概念 评价一个射频系统的性能优劣时，两个很重要的指标是噪声系数与非线性失真。 噪声是一种随机变量，它来源于射频系统中的各元器件。一个线性系统，小信号工作时，许多 性能指标都与噪声有关，如信噪比、误码率以及解调器的最低可解调门限等。当信号增大时，由于 有源器件的非线性特性，会产生增益压缩、交调和互调等一系列非线性失真。因此，接收机所能接 收的最低信号电平即接收机灵敏度受到射频部分固有噪声的限制，而其所能接收的最高电平则受到 非线性失真的限制，最高接收电平与最低接收电平决定了接收机的动态范围。 2 。1 1 噪声 通信系统的灵敏度是受噪声限制的。噪声最广泛的定义为“期望信号阻外的所有信号”。因此， 为了获得系统的最佳性能，我们必须降低外部噪声的影响，并且使系统内部产生的噪声最小。 热噪声功率可用下式表示”】： 只= k t b ( 2 1 ) 其中，只表示噪声功率：k 为波尔兹曼常数( 1 3 7 4 1 0 _ 2 3 j k ) ；t 为电阻物理温度；b 为噪声 带宽。 对于t = 2 9 0 k ，噪声功率为4 1 0 1 8 w 或者为1 7 4 d b m ( b = i h z ) 。如果噪声系数和带宽已知， 最低噪声可用下面方程表示： n o i s e f l o o r = 一1 7 4 d b m + n f + 1 0 l o g b( 2 2 ) 其中n f ( n o i s ef i g u r e ) 为噪声系数，b 为噪声带宽。n f 为噪声因子( n o i s ef a c t o r ，f ) 的对数值。 噪声因子f 的定义为： f ：丝掣业 n i 其中，。表示信源的噪声功率，。m d 表示网络所贡献的折合到信源端的噪声功率。 n f ( n o i s ef i g u r e ) = 101 0 9f ( d b ) ( 2 4 ) 也可以用输入信噪比( i n p u ts n r ) 与输出信噪比( o u t p u ts n r ) 来定义噪声系数： n f = 1 0 1 0 9 耠 亿s ， 理想无噪声网络的噪声系数为o d b ，实际的有噪声网络其噪声系数恒为正且大于o d b ，而对于 有损耗的无源网络噪声系数就是它的插入损耗。 第二章 射频设计的基本概念及劓频接收机结构 2 1 2 非线性 非线性是针对线性而言的。当一个系统的输出量可以表示为输入量的线性叠加时 为线性系统。例如，对于输入_ ( f ) 和x 2 ( t ) ， 五( ，) 斗y 。( r ) ，x ：( f ) 斗儿( r ) 其中，表示系统的作用。当对于所有的常数a 和b ，有 a x t ( f ) + b x 2 ( r ) _ a y l ( ，) + 觋( ，) 则，这个系统为线性系统。 就可以称之 ( 26 ) ( 2 7 ) 与之对应，非线性系统的输出与输入可以用式2 8 表示。 y ( t ) = a ，x ( f ) + 口：x 2 ( t ) + o j 3 x 3 ( f ) + ( 2 8 ) 大多数的模拟和射频电路在输入为小信号时，因为高阶项可以忽略，因此可以用线性模型来近似表 示，当输入信号增大时，高阶项的作用开始变得明显，模拟和射频电路开始表现出非线性特性。 谐波”1 当一个非线性系统的输入为一个正弦波时，输出的频率分量将是输入频率分量的整数倍。 在式2 8 中，如果x ( f ) = ac o s ( o t ，则 y ( ，) = q 爿c o s 耐+ 哆一2c o s 2 研+ 码c 0 5 3 g o t = 等+ h + 竿 c o s o , + 等c o s _ 了o 3 a 3 c o s s ， 。 其中，与输入频率相同的称为基波，高阶项则被称为谐波。 从式2 8 中我们可以看出，偶数阶谐波分量来自口，j 为偶数，当系统为奇对称，如全差分结构， 那么此系统的输出将不含偶数阶谐波分量，而实际上，失配破坏了对称性，从而系统输出含有偶数 阶谐波分量；n 次谐波的幅度与“成正比。 增益压缩1 1 i 电路的小信号增益通常是忽略谐波分量阻后得到的。如在式2 , 8 中，如果n ，4 显著大于其它项， 则该电路的小信号增益近似等于“l 。 然而，当输入信号幅度逐渐增大时，电路的增益将发生变化。绝大多数电路的输出对输入都是“压 缩”和“饱和”的，在足够高的输入功率条件下，增益将会接近零。例如在式2 9 中，当a ， 0 时，增益 将是一的递减函数。 在射频电路中，这一现象用l - d b 压缩点来衡量。它定义为使得电路增益与小信号增益相比下降 i d b 时的输入信号电平。如图2 - 1 所示。 6 一 兰三兰 盟塑堡盐堕董查塑垒墨壁塑垫!墨塑塑一 可得 曼 l 图2 - 1l d b 增益压缩点示意图 对于式2 9 ，当电路增益下降l d b 时， z 0 1 0 9 卜三吗锥a = 2 0 l o g i 。 4 一d b = ( 2 1 0 ) ( 2 1 1 ) 大信号阻塞 当电路的输入信号为一个微弱的有用信号和一个强的干扰信号时由于强的干扰信号会降低电 路的增益，那么对于有用信号而言，电路增益的降低会使得灵敏度下降( d e s e n s i t i z a t i o n ) 。例如， 假设输入信号为x ( t ) = 4c o s c 0 1 t + 4 2c o s o ) 2 t ，则输出为 y ( r ) = ( 口，4 + 昙彳+ 詈口，4 4 ； c 。s q ，+ c z - t z ， 当4 4 时，上式可以化简为 y ( r ) = k + 鬈 4 c 嗍”- ，) 所以，对于有用信号4 ，电路增益为口1 + 3 鸭爿；2 ，当 篮 f _ - l o _ _ _ - 3 图2 1 3 正交变频抑制镜频干扰的原理图 在二次混频方案中，可以将第二次混频和滤波数字化。如图2 1 4 所示”。第一次混频后的信号 经放大后直接进行a ，d 变换，然后采用两个正交的数字正弦信号做本振，采用数字相乘和滤波后得 到基带信号。 m u i t t i p l i e rl p f 图2 1 4 数字中频方案 采用数字混频的优点是，数字处理方法可以避免i q 两路不一致，数字中频方案的难点在于对 a d 变换器的要求较高，主要体现在以下几个方面： 第二章射频设计的基本概念及射频接收机结构 由于第一中频比较高，因此要求a d 变换器的速度也很高。 第一中频的信号虽然经过了放大，但幅度仍较小，这就要求a d 变换器有较高的分辨率和较 小的噪声。 要求a d 变换器有较大的动态范围，这是因为接收到的有用信号电平可能会由于传输路径的 衰落和多径效应而变化。 2 2 6 接收机前端模块设计 d e m o d u l a t o r d e m o d u l a t o r q 图2 ，1 5 射频接收机的前端模块 由图2 1 5 可知，射频前端集成电路主要由低噪声放大器、变频器和解调器构成。根据级联系统 的噪声系数和输入三阶截点公式可知，低噪声放大器处于系统的最前端，其噪声系数决定了摧个系 统的噪声系数，而解调器的线性度决定了射频前端的线性度。 所以，整个射频前端设计的要求为【4 】- 【6 ：降低低噪声放大器的噪声系数：低噪声放大器提供适 当的增益，以降低后续电路的噪声对整个模块的噪声影响；提高各级电路线性度的同时控制各级增 益，以提高射频前端的线性度。 根据以上的分析，作为接收机模块最前端的两个电路，本文所述低噪声放大器和下变频器的总 指标要求如下： 低噪声，n f 不高于6 d b 。 高线性度，1 1 p 3 大于一3 0 d b m 。 适当的增益，g a i n 大约2 5 d b 。 输入阻抗匹配到5 0 欧姆。 低功耗，静态电流低于3 0 m a 。 第三章低噪声放大器设计 第三章低噪声放大器设计 3 , 1 低噪声放大器结构选择 本文的第二章已经提到低噪声放大器的几个基本的设计要求：较低的噪声、适当的增益、较高 的线性度。除此之外，低噪声放大器的输入端要与滤波器相连，需要实现5 0 欧姆的输入阻抗匹配。 低噪声放大器输入阻抗匹配结构主要有四种m ：共栅型( c o ) 、并联电阻式、并联反馈式和源极电 感反馈式，如图3 1 所示。 本章将从对比这几种结构入手，确定低噪声放大器的基本结构。 3 1 1 共栅型 r f 辛rv 。 l 叫f 摹蔓 v 。r o - 卅1 一 z 。厂+ 辜 ； v c c ( b ) 并联电阻式 v c c v 。 r s l g 。w 肛珈h z 。厂+ ( c ) 并联反馈式( d ) 源级电感反馈式 图3 - 1 低噪声放大器输入阻抗匹配结构 图3 1 ( a ) 为共栅结构，忽略衬底效应，其输入阻抗可表示为 z 。：1 g 。 其中g 。为跨导，由m o s 管的静态电流和几何尺寸决定。 第三章低噪声放大器设计 这种结构通过选择适当的偏置电流和m o s 管几何尺寸，使输入阻抗等于5 0 欧姆，就可以实现 匹配，不需要任何外部元件。但噪声较大，在低频条件下，且忽略栅电流噪声，氏沟道器件的最小 噪声系数达到2 2 d b ，短沟道器件则高达4 8 d b ，如果工作在高频条件下，且考虑栅电流噪声，噪声 系数会大到系统无法接受”。 3 1 2 并联电阻式 图3 1 ( b ) 所示为并联电阻式，即将一个5 0 欧姆的电阻直接并联在共源m o s 管的栅极输入端。 显然，这种结构直接引入了一个与源电阻r 。一样太的热噪声，使电路的噪声系数很高。 3 1 3 并联反馈式 另一种采用电阻匹配的方式，如图3 - i ( c ) ，是将电阻跨接在输出端与输入端之间，形成并联反 馈结构。这种结构的噪声较并联电阻式降低很多，但反馈电阻同样会给电路引入热噪声。并且这种 电阻实现的宽带匹配，会增加电路的功耗，不适用于功耗要求低的窄带无线系统。 3 1 4 源极电感反馈式 上述几种结构之所以会产生较高的噪声，主要是在信号传输的通道上出现了热噪声电阻( 在共 栅结构中，这种热噪声电阻为沟道热电阻) 。如果能够在信号的传输通道上避免这种热噪声电阻，就 可以大大降低电路的噪声。如图3 - 1 ( d ) 所示，在m o s 管的栅极和源极分别接电感来实现匹配。 对此结构进行交流等效电路( 如图3 - 2 所示) 分析，可以推导其输入阻抗为 乙= 正s + 此，+ 乏j + 芒丘s l g + 正s + 主i + 一s 2 图3 - 2 源极电感反馈式交流等效电路 选择适当的源极电感上。，使输入阻抗z h 的实部等于5 0 欧姆，栅极电感上；的作用是用来抵消 信号通路中的残余电容，从而使输入阻抗在某一频率上呈现5 0 欧姆的纯电阻。显然这是一种窄带匹 第三章低噪声放大器设计 菘i i 两，禾过对于大多数无线系统而言，窄带技术不仅可行，而且有益。最重要的是，这种结构在 信号的通道上避免了噪声电阻，大大降低了噪声系数。 3 2 源极电感反馈式结构的基本参数 根据图3 - 2 所示的源极电感反馈式的交流等效电路f 8 】，可甑推导出与低噪声放大器性能有关的j l 个基本参数的表达式： 工作频率( o ) ： 2 司丽1 33 输入阻抗( 月。) ，在工作频率上，输入阻抗为纯电阻： 民= 孕工；“曲r 三， ( 3 4 ) 乙舒 选择合适的源极电感l 。，可以使输入的纯电阻等于源电阻。 输出电流对信号源的跨导( g 。) ： ( 3 5 ) ( 36 ) 2 去( 糯肛酣 ( 3 7 低噪声放大器的增益由g 。和负载电阻共同决定，g 。大小直接决定了增益的大小。 从式3 2 3 5 不难看出，在谐振且匹配的情况下，g 。只与m o s 管的截止频率( 国，) 有关，截 止频率越高，低噪声放大器的增益相应也就越高。截止频率通常和m o s 管的偏置成正比，和栅长的 平方成反比( 3 8 ) 。 叩芑“盟警= 掣产w l l 芦 三c ： 厶 3 3 低噪声放大器的噪声分析和优化 ( 3 8 ) 要降低低噪声放大器的噪声，需要了解噪声与静态电流、工作频率、m o s 管偏置和几何尺寸等 参量之间的关系。了解短沟道m o s 管的噪声来源和模型是低噪声放大器噪声分析1 1 9 1 1 1 1 1 1 。 2 l 第三章低噪声放大器设计 3 3 1 短沟道m o s 管噪声来源和模型 短沟道m o s 管的噪声分三种：漏噪声电流、栅噪声电流和多晶硅栅电阻。图3 - 3 为m o s 管小 信号噪声模型”。下面分别介绍这三种噪声的来源和模型。 图3 - 3m o s 管小信号噪声模型 漏噪声电流f ；： 漏噪声是睦沟道m o s 管的主要噪声源，它来源于沟道的热电子效应。通常用一个并联在漏源之 间的电流源艺来表示： 了 吾。4 七t y g d 。 ，” 其中，g d 。是m o s 管零偏置时的漏电导。y 是沟道的热噪声系数，与偏嚣有关，对于长沟道器件y 在2 3 1 之间，饱和状态下y 为2 3 ，对于短沟道，饱和状态下y 约在2 3 之间。 栅噪声电流芒： 由于沟道电荷的波动，通过栅极电容的耦合会在m o s 管的栅极出现感应的噪声电流i ：。长沟 道器件中通常会忽略栅电流噪声，但对于短沟道，该噪声通常不可忽略。 在高频条件下，由于分布参数的影响，栅阻抗不再呈现低频时的纯容性，而是发生了一定的相 移，这可以等效为引入一个无噪声的实电导岛。该电导既不同于栅极的多晶硅电阻，也不同于栅漏 电容c 和跨导g ，相互作用产生的实阻抗。其噪声模型如图3 - 4 ( a ) 所示a ( a ) 图3 - 4 栅噪声模型 ( b ) c 一= ：一一垩三茎墨壁至整查矍垄望： 一一 栅噪声电流f ；与g 。之间的数学表达式为： 舌- 4 豫g ( 3 1 0 ) 譬。：盟( 3 p = - l1 1 ) 6 。 5 9 d o 式3 1 0 和3 1 1 均在饱和状态下成立，式中占是栅噪声的系数，对于长沟道器件为4 3 。由于g 。 与频率的平方成正比，而非常数，因此栅噪声并非白噪声。 将噪声电流转化为噪声电压v ：，如图3 - 4 ( b ) 所示，噪声模型转化为电压形式： 古。4 觋 。- 1 2 1 。2 5 9 d o ( 3 1 3 ) 转化后的噪声电压是自噪声，这个转换关系的成立条件是 。 亟：堕 c p 口 ( 3 1 4 ) 式中口= 皇卫，对于长沟道m o s 管口= 1 ，短沟道m o s 管口1 。 g d o 通常在低噪声放大器噪声分析中，将栅噪声分为与漏噪声相关和不相关的两个部分： 导= i + i = 4 脚。盯+ 4 尼赡；( 1 一 ) ( 3l s ) 其中c 为相关系数，对于长沟道而言czo 3 9 5 j 。 多晶硅栅电阻r 。： 另一个噪声源是栅极分布的多晶硅电阻r 。，通常该热电阻可以表示为： r ；= 西r s 忑q w ( 3 1 6 ) 其中r 。是多晶硅的方块电阻，w 和三分别是m o s 管的栅宽和栅长，n 是椰指数，系数1 1 2 表示 栅极多晶硅的两端都连接。因此要降低多晶硅电阻，主要是提高栅指数n 。 3 3 2 低噪声放大器噪声优化公式 我们将根据式3 1 7 来计算低噪声放大器的噪声系数”。 p f = 二 只。 2 3 ( 3 1 7 ) 第三章 低噪声放大器设计 式中，只。是输入信号源电阻矗。的热噪声和放大器本身噪声共同在放大器输出端产生的噪声功 率，只，。是输入信号源电阻r ，的热噪声在放大器输出端产生的噪声功率。 根据上述对m o s 管的噪声分析，我们可以分别计算各噪声源对低噪声放大器输出端的贡献。利 用3 2 节提到的输出电流对输入信号源的整体跨导g 。公式( 式36 ) ，噪声功率谱的计算将大大简化。 首先输入信号源电阻在放大器输出端的噪声功率谱可以表示为： s d c ( 。) = 4 t z r 5 g：，盯。：殍4ktco； ( 3 18 ) 同理，栅极多晶硅电阻r ；和栅极电感的寄生电阻r ，在放大器输出端的噪声功率谱可以表示为 ar ，、4 k t ( r , + k 2k i x j t a g ) a ) 、z 2 & 姚劬j 2 弭 二矗i i + 2 + 由式3 9 ，可得沟道热噪声在放大器输出端的噪声功率谱表达式 s o ( 甜o ) = 笪：! ! 丝业 o + 警) 2 ( h 警，2 ( 3 1 9 ) ( 3 2 0 ) 栅噪声功率谱的计算较为复杂，我们将它分为两个部分进行计算，与漏噪声相关的栅噪声的功 ，( 啪瑁删) 。巧4 k t y h g d o ( 3 2 1 ) 一等h2 + h 陵 幺= 鹄? = 衰 当占一0 时，r 寸1 ，式3 ，2 1 与3 2 0 相等。 与漏噪声不相关的另一部分栅噪声功率谱可以表示为 暇和护器警 。 ( 3 2 2 ) ( 3 2 3 ) ( 3 2 4 ) 廖 第三章低噪声放大器设计 善= 等( 1 一惭i 1 埘) 巾沪剐3 丐4 k t y z g d o z = 芷+ f = 1 + 2 c i q l ( 3 2 5 ) ( 3 2 6 ) + 鐾( 1 + q i ) ( 3 2 7 ) 3 y 根据上述获得的各噪声源对放大器输出端的贡献，我们可以计算低噪声放大器噪声系数： ，：生：1 + 旦+ 生+ 上互( 堕) ( 3 2 8 ) 只mr 。r 。gq c 、r 上式最后一项的分子和分母都出现了q c 因子，因此存在特定的q 使得低噪声放大器的噪声系 数最低，根据q 与m o s 管栅宽的对应关系( 式3 2 3 ) ，可以计算使低噪声放大器噪声系数最低的 m o s 管栅宽。 3 3 3 低噪声放大器的噪声优化 l = 岷v 。若艺 z 其中 = 一 ( 3 3 0 ) c 。是m o s 管单位面积的栅电容，v 。是饱和速度，s 。是速度饱和场强，因此m o s 管的跨导可 以表示为： 舻老嘞c 。暑 矧 c s ， 其中 口：堕( 3 3 2 ， 上s j d f 由式3 3 l 和3 3 2 可得 a ：显：l 生磐l ( 3 3 3 ) g d ol ( 1 + p ) 2j 号 第三章低噪声放大器设计 将式3 8 ，3 1 6 ，3 2 3 ，3 2 7 ，3 ，2 9 ，33 2 ，3 3 3 代入式332 1 2 ，得到噪声系数f 为m o s 管栅 宽形的函数，对于短沟道y 在2 - 3 之间，不妨选择2 5 ，6 在长沟道时为y 的两倍，在短沟道中也可 以认为是y 的两倍，因此取值5 。 仿真工作频率上不同栅宽对应的噪声系数，可以得到在一定直流功耗条件下的最佳栅宽。本次 设计采用t s m c0 1 8 9 i nc m o s 工艺，使用t s m c 提供的m o s 管模型，选择栅宽为9 0 9 i n ，叉指数 为3 0 时，最小噪声系数为0 5 2 ，直流电流为3 1 m a 。 互 e l 步7 _ 3 二蕾i ，7 4夕7 ”fi m l i j f r e q g h z 图3 5 单管最小噪声系数 单管的最小噪声系数仿真结果如图3 - 5 所示。需要注意的是，t s m c 提供的m o s 管噪声模型中 并不包含1 矿噪声源，因此在较低频段仿真德到的噪声系数会比实际值低很多。 3 4 低噪声放大器的实现 在前面的几章讨论了c m o s 工艺低噪声放大器的结构、基本参数和噪声优化，下面我们将采用 源极负反馈c a s c o d e 结构，采用t s m c0 1 8 p mc m o s 工艺来设计低噪声放大器。 3 4 1 低噪声放大器电路 对于高频窄带的无线系统，放大器的输出负载可采用电感实现并通过电容调谐提高输出增益。 图3 - 6 所示是低噪声放大器的电路原理图。 电路采用c a s c o d e 结构，m 2 不仅可以降低m 1 的漏极电容c 日所产生的密勒效应，而且可以提 高输出和输入之间的隔离度。m 2 输出的节点电容与电感岛谐振，提高了输出信号的增益，同时有 效的抑制了其它干扰信号，此外e 也是低噪声放大器和下级电路之间的隔直流电容。m 3 和m 4 为 分压偏置电路。电阻r b 尽量大，以降低偏置电路引入的噪声电流源。工。和k 分别是源极和栅极电 感，实现输入阻抗匹配。 电路采用差分结构，这是因为在单端情况下源极电感与地线之间会引入不确定的寄生电感从而 破坏电路的输入匹配，差分结构完全避免了这种现象，并且有效的抑制了直流偏移。 第三章低噪声放大器设计 i n p u t + 一 i n p u t - 一一 3 4 2 电路仿真和优化 蓉乙b 图3 - 6 低噪声放大器原理图 采用a g i l e n t a d s 软件对图3 - 6 所示的电路进行了模拟和优化，图3 7 为s 参数嗌线图，在工作 频率( 5 2 5 g h z ) 上，输入反射系数( $ 1 1 ) 为4 6 6 d b ，输出反射系数( s 2 2 ) 1 6 9 d b ，输出增益( $ 2 1 ) 达到1 5 6 d b ，噪声系数( n f ) 接近1 0 d b 。 图3 7 低噪声放大器s 参数仿真结果 对仿真得到的低噪声放大器的s 参数进行计算可以得到低噪声放大器的稳定因子和k 。 2 7 ( 3 3 4 ) ( 33 5 ) 一 盘一 泌川一 笺三童 堡堡主垫查墨堡型： _ _ _ - _ _ _ _ _ - _ - - _ - _ _ _ _ _ _ _ - - _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ - h _ _ - _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ 和k 的曲线如图3 - 8 所示。由图可见，l | 1 ，所以电路是绝对稳定的。 i 喜 e f r e qg h z 图3 - 8 低噪声放大器稳定性仿真 电路的非线性仿真结果如图3 - 9 图3 - 1 0 所示。 从图3 - 9 所示电路实际输出功率与线性输出功率的差值可以得出，该低噪声放大器的i d b 压缩 点对应输入功率为1 2 4 d b m 。 图3 9 输出功率 从低噪声放大器的增益压缩曲线可以得到相同的结果。 r f m r 图3 1 0 增益压缩曲线 图3 1 1 所示为低噪声放大器的输入为一个双音信号时，输出信号中的基波分量和三次谐波分量 与输入功率的关系曲线。将小信号输入时两条曲线的线性部分延长，得到的交点为低噪声放大器的 三阶截点，其对应的输入功率为一2 d b m 。 第三章低噪声放大器设计 3 4 3 版图设计 吾1 1 1 m 1， 一；：一 一一一 一 i m ；l f ，e l z l 35 7 0 l 芦 。 r f w r 图3 1 1 三阶截点曲线 版图设计中将输入、输出信号分别安排在芯片两侧。对于高频信号，采用八角形焊盘，并且采 用一层顶层金属，这样可以减少寄生电容，减少耦合引起的损耗，对于赢流信号，焊盘采用多层金 属，可以保证一定的电流量。在芯片内部，用多层金属布局电源线和地线，以保证