（电路与系统专业论文）矢量网络分析仪扩频技术研究.pdf

摘要 摘要 随着毫米波技术的迅速发展和应用，对测量仪器的频率要求越来越高。矢量 网络分析仪( 叮a ) 是微波毫米波技术中最重要的仪器之一，实现其在毫米波段 的精确测量，对毫米波技术的发展和应用有着重要意义。 本论文研究了基于安捷伦8 7 2 0 e t2 0 g h z 矢量网络分析仪的2 6 5 - 4 0 g h z 扩频 技术中的一些关键问题。该技术采用一种新的下变频方式，既达到了毫米波段的 宽带要求，又避免使用宽带谐波混频器，大大降低了整体成本。扩频模块直接连 接在v n a 的测量端口，实现k a 波段标准波导接口的测量，而不要求仪器本身具 有毫米波测量功能，具有较好的通用性。扩频模块中的倍频和变频器件采用商业 m m i c 芯片，信号分离器件采用自行设计的宽带高方向性波导定向耦合器。测量 操作时本振信号源和v n a 的同步扫频由p c 机上的程序控制，该程序使用v i s u a l b a s i c 按照v i s a 标准编写，通过u s b g p m 连接线与v n a 通信，具有较高的可 移植性。还编写了单端口校准和简化的t r l 校准算法，并制作了t r l 校准波导标 准件，用于扩频后测量系统的校准。 实验中将安捷伦8 7 2 0 e t 矢量网络分析仪扩频为k a 波段单端口测量系统原型， 其端口最大输出功率为1 5 d b m ，最大输入功率为3 1 d b m ，在2 6 5 - 4 0 g h z 系统校准 后有效测量范围达到3 0 d b 以上。 关键词：矢量网络分析仪( 呵a ) ，毫米波，扩频，校准，虚拟仪器软件架构( v i s a ) a b s t r a c t t h ed e v e l o p m e n to fm i l l i m e t e rw a v et e c h n o l o g yi n c r e a s e st h ed e m a n do f m e a s u r e m e n tc a p a b i l i t ya tt h i sf r e q u e n c yr a n g e t h u s ，v e c t o rn e t w o r ka n a l y z e r s ( v n a ) o p e r a t i n ga tm i l l i m e t e rw a v ef r e q u e n c i e sh a sg r e a ts i g n i f i c a n c ei nr e s e a r c h i n ga n d e n g i n e e r i n g a2 6 5 - 4 0 g h zb r o a d b a n df r e q u e n c ye x t e n s i o nt e c h n i q u eb a s e do na g i l e n t8 7 2 0 e t 2 0 g h zv n ai sp r e s e n t e da n ds o m ec r i t i c a lp r o b l e m sa r ed i s c u s s e d t h et e c h n i q u e l o w e r st h ec o s ta n dm a i n t a i n st h eb r o a d b a n dc h a r a c t e r i s t i cb ye m p l o y i n gan e ww a yo f 台e q 【u i 。n c yd o w n - c o n v e r s i o nw i t h o u tu s i n ge x p a n s i v eb r o a d b a n dh a r m o n i cm i x e r s t h e f r e q u e n c ye x t e n s i o nm o d u l e sa l ec o n n e c t e dd i r e c t l yt ot h et e s tp o r t so fv n aw h o s e m i l l i m e t e rw a v em e a s u r e m e n tc a p a b i l i t yi sn o tr e q u i r e d ，t h u st h em o d u l e sc a nb ew i d e l y u s e d t h ef r e q u e n c ym u l t i p l i e r sa n d m i x e r sa r ec o m m 蒯m m i c s ，t h es i g n a l s e p a r a t o ri s ab r o a d b a n dh i g hd i r e c t i v i t yw a v e g u i d ed i r e c t i o n a l c o u p l e r d u r i n g m s t 】懒n 铋t ，t h es y n c h r o n i z a t i o nb e t w e e nl os o u l c a n dv n ai sc o n t r o l l e db ya p r o g r a mr u n n i n go nap c t h ep r o g r a mi sw r i t t e ni nv i s u a lb a s i cu n d e rv i s as t a n d a r d a n dc o m m u n i c a t 毁w i t hw av i au s b g p i bi n t e r f a c e o n e - p o r ta n ds i m p l i f i e dt r l c a l i b r a t i o n sa r ea s l oi m p l e m e n t e di n t h ep r o g r a m ，t r lw a v e g u i d es t a n d a r d sw e r em a d e f o ru s ew h i l ec a l i b r a t i n gt h et w o p o r tm e a s u r e m e n ts y s t e m ak ab a n dr e f l e c t o m e t e rp r o t o t y p ew a sb u i l t 、加也f r e q u e n c ye x t e n s i o nm o d u l e s c o n n e c t e dt oa g i l e n t8 7 2 0 e t t e s tp o r tm a x i m u mo u t p u tp o w e rw a s15 d b m ，m a x i m u m m p u tp o w e rw a s31d b m a t2 6 5 - 4 0 g h z , c a l i b r a t e ds y s t e mm e a s u r e m e n tr a n g ew a su p t o3 0 d b k e y w o r d s ：v e c t o rn e t w o r ka n a l y z c t ( v n a ) ，m i l l i m e t e rw a v e , 台e q 啪c ye x t e n s i o n , c a l i b r a t i o n , v i r t u a li n s t r u m e n ts o f t w a r ea r c h i t e c t u r e ( v i s a ) i i 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工 作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地 方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含 为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。 与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明 确的说明并表示谢意。 签名： 列志易 日期：加哞6 月尹日 论文使用授权 本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文 的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁 盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文 的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或 扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后应遵守此规定) 签名：塑：壶：塑导师签名： 日期：力d 加年月7 日 第一章引言 第一章引言 毫米波是指波长在1 到1 0 毫米范围内，即频率在3 0 到3 0 0 g h z 之间的电磁 波。毫米波的宽带特性，大大缓解了频谱的拥挤；大气衰减特性，增加了其频率 复用能力；较短的波长使得天线和电路的尺寸更小，更容易实现设备的小型化。 近年来，毫米波的基础理论和工程应用都取得了重大进展，无论是在军用、民用 还是科研领域，毫米波技术的产品不断涌现。例如毫米波卫星、宽带无线局域网、 汽车防撞雷达、无线探测技术以及医疗设备等。 我国的毫米波技术研究一直在不断进行。但是由于元器件以及工艺方面的差 距，整体还比较落后。国外已经大量采用m m i c 技术，并且频率也越来越高，开 始进入亚毫米波段。而国内的工作还处在波导立体电路和混合集成电路阶段，这 对国防和国民经济的发展都有较大的影响。 毫米波技术的研究和应用对测量仪器提出了更高的要求。例如在1 1 0 g h z 频 率下，千分之一英寸的距离就相当于百分之一波长，或4 度的相移。即使是这样 微小的偏差，都会使四分之一波长短路传输线，从开路变为对电路有极大影响的 电感或电容。而由于电缆不够精密，毫米波要通过波导传输。这些都需要高精度 的机械加工工艺才能保证。因此，毫米波测量仪器通常都很复杂而且价格昂贵。 矢量网络分析仪( 呵a ) 作为微波毫米波技术中最重要的测量仪器之一，其 测量的频率范围和精度，直接影响了微波毫米波技术的研发能力。没有毫米波 叮a ，就无法对器件的设计和建模进行验证，无法评估毫米波器件和设备的性能， 毫米波技术就不能真正应用。 1 1 毫米波矢量网络分析仪的发展和现状 国外对商业毫米波v n a 的研究始于上世纪八十年代。随着计算机技术的发 展，那时已经有了商业高精度自动微波v n a ，例如惠普公司的h p8 5 1 0 网络分析 仪。这些仪器可以自动测量器件散射参数的幅度和相位、群时延、端口阻抗以及 时域分析等等，并且具有精确的校准和实时误差修j 下功能，以及直角坐标、极坐 标和s m i t h 圆图等多种显示方式。在此之前，毫米波网络测量仍然相当困难也很 耗时，并且精度也不够高。 电子科技大学硕士学位论文 j c a u 伍e l d 和d p o l l a r d 在1 9 8 4 年的文章中介绍了一套基于惠普公司h p 8 5 1 0 a 网络分析仪的毫米波测量系统【l 】。该系统使用惠普公司的商业产品器件搭 建，可以工作于k a ( r ) 、q 和u 波段，具有高动态范围和高精度的特点，并且 保留了船8 5 1 0 a 的大部分软件功能。1 9 8 8 年，r gd i l d i n e 和j d g r a c e 介绍了 惠普公司的毫米波测量套件h p1 1 6 4 3 a 和h p8 5 1 0 b 组成的毫米波v n a 2 1 。该系 统覆盖了2 6 5 1 0 0 g h z 的波导波段，配合l i p1 1 6 4 4 a 毫米波校准套件，其测量速 度、精度和动态范围均达到较高的水准，标志着商业毫米波v n a 已经成熟。 近年来，毫米波v n a 的研究主要集中在向更高的测量频率发展，尤其是在 热门的集成电路领域中。1 9 9 5 年，报道了基于惠普8 5 1 0 c 的8 0 - 3 6 0 g h z 超宽带 毫米波扩频技术【3 1 。该技术中使用了新的谐波混频器和有源倍频器，使得系统在 2 8 0 g h z 以下时传输动态范围达到6 0 d b ，反射动态范围达到5 0 d b 。1 9 9 9 年，出 现了2 2 0 g h z 的晶圆测量套件【4 j 。至2 0 0 5 年，测量套件达到了3 2 5 g h z 的测量频 率i s 。2 0 0 8 年，最新的双端口v n a 测量套件的测量频率已经达到3 2 5 5 0 8 g - 厶 6 1 。 该测量套件经过u 也校准后，传输动态范围达到3 5 d b 以上，反射动态范围达到 2 0 d b 以上。 探索新的扩频方案也是毫米波v n a 的一个研究方向，其主要目的是为了降 低仪器升级成本。1 9 9 7 年，报道了一种结构非常简单的毫米波扩频模块 7 1 。该结 构基于商业微波v n a ，通过在8 9 - 1 0 0 g h z 测量证明可以获得较好的系统性能。 随着计算机技术的发展，六端口技术也得到了一定应用。例如美国的国家计量标 准部门使用六端口矢量网络分析仪，因其与商业产品不同的系统结构，以校验商 业产品的测量精确度等性能指标。 国外各个大型测量仪器公司均已推出了完善的毫米波q a 解决方案，测量 频率高达5 0 0 g h z 。例如，美国安捷伦公司的p n a 系列毫米波网络分析仪，德国 罗德与施瓦茨公司的r & sz v a - z 系列转换器，日本安立公司的l i g h m i n g 系列毫 米波矢量网络分析仪。虽然高精度l m m 同轴传输线可以直接实现1 1 0 g h z 的测量 频率，但是对于较老的仪器以及更高的测量频率，仍然采用j c a u f f i e l d 和r d p o l l a r d 的扩频方式来实现，如图1 1 所示。因为这种方式既能够利用已有的测量 仪器资源，且具有一定的通用性，又可以按照不同的波导波段选择所需的部件， 因而有效降低了升级成本。o m l 和f a r r a n 等中小公司推出了各种高性能的毫米 波扩频模块。这些扩频模块，可以与商业微波v n a 和信号源配合使用，使得毫 米波测量仪器有了更多低成本的选择。 2 第一章引言 冒d 卜蛰 图1 - 1 商业毫米被矢量隔络分析仪 国内在毫米波v n a 领域的研究还有些落后，相关的研究文献也很少。1 9 9 8 年，航天技术与民品报道了航天总公司二院2 0 3 所在l i p8 5 1 0 1 3 网络分析仪上 三毫米扩频成功，系统动态范围达到8 0 d b 以上。2 0 0 8 年，唐敬双和郭敏在文章 中介绍了4 1 所研制的3 m m 扩频技术吵并且有五套系统供用户使用，打破了西 方国家对我国的技术封锁和仪器的禁运。 1 2 本论文的研究内容 本论文中对v n a 扩频技术中的关键问题进行了尝试性的研究。主要目的是 设计基于安捷伦8 7 2 0 e t 微波v n a 的扩频测量系统，实现k a 波段( 2 65 - 4 0 g h z ) 的部分测量能力。由于仪器自身功能上的一些限制，需要找到最佳的系统结构， 既要有较低的成本，又要有较好的通用性。 研究的主要内容为： i ) 研究和设计毫米波扩频系统的整体结构。通过对比研究文献中已有的扩 颓方案，设计并验证适用于安捷伦8 7 2 0 e t 的方案。对于单端口扩频系统， 校准后的等效方向性要达到3 0 d b 以上。 2 1 详细研究模块中的关键技术和器件的实现。包括毫米波器件，如倍频器、 混频器、微带波导过渡，宽带波导定向耦台器的设计和制作。其中微带 一波导过渡在工作频带内，插入损耗要低于3 d b ，反射系数小于1 0 d b 。定 向耦合器耦台度为2 0 d b ，工作频带内波动2 d b 以内，方向性大于2 0 d b 。 3 1 频率控制软件的设计，包括仪器连接和设置、校准和误差修正、射频和 本振频率的同步，以及测量数据的显示譬功能。 4 ) 测量制作的器件和扩频系统。分析实验中遇到的问题的原因，并找到有 糕霞蕊 电子科技大学硕士学位论文 效的解决办法。 5 ) 分析整个系统在软件硬件等各方面的不足，提出进一步改善系统性能的 建议，以期提高扩频测量系统的实用价值。 4 第二章微波网络分析 第二章微波网络分析 在低频电路中，由于电路的物理尺寸远小于电路所传输的信号的波长，因此 在电路中任意两点之间信号的相位差可以忽略，传输线上任意点的电压和电流可 以视为是相同的。而且由两根或多根导线传输的电磁波可以认为是横电磁( t e m ) 波。这些条件可以得出麦克斯韦方程的准静态解，即电路理论中的基尔霍夫电压 和电流定律，以及阻抗的概念。然而，这套集总参数的理论不能直接应用于微波 电路。因为随着频率的升高，信号的波长与电路的物理尺寸相差不大，电路中各 处信号的相位差不能再忽略，集总参数理论的必要条件不再成立。 低频电路和网络的理论仍然需要加以推广，以便对微波电路进行分析和设计。 这样做有很多原因：使用麦克斯韦方程组直接求解微波电路问题非常困难，即使 是使用运算能力强大的计算机进行计算，也会耗费较长的时间，而电路和网络理 论的求解则相对简单迅速得多。麦克斯韦方程组求得的解的信息远远超过了一般 的需求，它给出了空间所有点的电场和磁场，而通常感兴趣的只是某些端口上的 电压或电流，或者器件的功率等概括性的量。对于多个器件组成的系统，电路和 网络理论可以直接求出系统的响应，而不需要对邻近器件之间的影响进行不必要 的计算。当然，由于电路和网络理论的简化和近似，结果可能会有无法接受的误 差，这时还是必须使用麦克斯韦方程组进行全场分析。下面几节介绍了微波网络 特性的矩阵表示形式【明。 2 1 等效电压电流和阻抗 在微波频率下，电压和电流的测量非常困难，甚至不可能。对于t e m 传输 线( 如微带线或同轴线) ，存在可以表征电压和电流的一对端点o ，而对于非t e m 传输线( 如波导) ，则不存在这样的一对端点。 假设任意截面形状的双导体t e m 传输线，其电力线和磁力线如图2 1 所示。 + 导线与一导线之间的电压矿可求出为 矿= le de ( 2 1 ) 其中，积分路径始于+ 导线，终于一导线。由于两导线间的横向场具有静态电场 5 电子科技大学硕士学位论文 性质，因而式( 2 1 ) 中定义的电压是唯一的，而与积分路径无关。 定律，在+ 导线中的总电流j 为 ，= ( ih dz 同样，应用安培 其中，积分环路为围绕+ 导线( 但不包含一导线) 的任意闭合曲线。 的特征阻抗z 。可定义为 z 0 - - 手 ( 2 2 ) 因此，行波 ( 2 3 ) 定义并确定了电压、电流和特征阻抗后，就可以应用传输线电路理论，将该 t e m 传输线表征为电路单元。 图2 - 1 任意双导线t e m 传输线的电力线和磁力线 对于波导，情况更复杂一些。假设如图2 2 中的矩形波导，对于基模t e i o ， 其横向电场为 e y ( 石，y ，z ) = 丝4 咖! e - 膪= a e ，( 石，y ) p 一胆 刀a 。 日，( 五y ，z ) ：丝彳s i n 竺p 肚：a h 工( 工，y 弦一肚 万口 将式( 2 4 a ) 中的电场代x n 式( 2 1 ) ，可得 6 ( 2 - 4 a ) ( 2 舶) 第二章微波网络分析 矿= 型坐4 s i n ! g 一他f d y ( 2 5 ) 7 ra 哕 可以看到，该电压与x 的位置以及延y 方向的积分路径的长度有关。例如，在 x = a 2 时从y = o 到b 积分得到的电压，- 与x = o 时从夕= o 至ub 积分得到的电压完 全不同。因此，非t e m 传输线( 例如波导) 中不存在“正确的 电压。对于电 流和阻抗，也存在同样的问题。 图2 - 2 矩形波导的1 e l o 模的电场 假设一个如图2 3 所示的任意一端口网络。可以推导出其阻抗特性，以及存 储在网络中的电磁能量，和消耗在网络中的功率三者之间的一般关系式。传递到 网络中的复功率为 户= 去妒厅。d i = 最+ 2 弘( 既一形) ( 2 - 6 ) 二v 其中最为实数，表示消耗在网络中的平均功率，而既和形分别代表网络中的磁 场储能和电场储能。需要注意，图2 3 中的单位法向矢量指向体积的内部。 图2 3 任意一端e l 网络 若定义实数的横向模场为虿和石，则有 s 磐乃z ? ! 叫( z 如：( 2 - 7 ) 且( 工，y ，z ) = i ( z ) h ( x ，y ) e 一胆 7 电子科技大学硕士学位论文 按式 p 石心= 1 ( 2 - 8 ) 进行归一化，则式( 2 6 ) 可用端电压和端电流表示为 p = 三p 钒砒珏1 2 w(2-9) 因而，输入阻抗为 弘肌弘= 等2 斧寺2 学 p 柳 由此可以看出，输入阻抗的实部尺与网络的耗散功率有关，而虚部z 则与网络中 的净储能有关。若网络是无耗的，则只= o 并且r = 0 。而z 抽是纯虚数，其电抗 为 彳：型鉴；丝2 盯 ( 2 - 1 1 ) 对于电感性负载( 呢 e ) ，它是正的；对于电容性负载( 睨 既) ，它是负的。 2 2 阻抗和导纳矩阵 确定了网络中不同点的电压和电流，就可以利用电路理论中的阻抗和导纳矩 阵，将这些端点或端口相互联系起来。这种形式的表示方法，可以进行任意网络 的等效电路的开发。在设计无源器件如耦合器和滤波器时，这种等效电路的表述 非常有用。 假设一个如图2 4 所示的任意端口微波网络，其端口可以是某种形式的传 输线，或单一波导传播模式的等效传输线。在第刀个端口上的某个指定点处，定 义了一个端平面t 。，为电压和电流相量提供相位参考面。并定义了等效的入射波 电压和电流( 曙，c ) 以及反射波电压和电流( 巧，) 。现在，可以给出第一 个端平面上的总电压和电流 k2 曙+ 巧 ( 2 1 2 ) i n = l ：一l ： 8 第二章微波网络分析 图2 4 任意端口微波网络 微波网络的阻抗矩阵【z 】将这些电压和电流联系起来 类似地，导纳矩阵p 】定义为 j i 1 2 ： ln 显然，【z 】矩阵和【y 】矩阵互逆 互iz 1 2 z 2 lz 2 2 z n l z n 2 k 。k 2 匕。 k 。2 【y 】- - z 1 ( 2 - 1 3 ) ( 2 1 4 ) ( 2 - 1 5 ) 由式 ( 2 1 3 ) 可知，z 驴为 互；矿=笔i。， c 2 - t6 ， 换- - a z ，式( 2 1 6 ) 说明z 是在端口j 有激励电流，_ ，而所有其他端1 ：3 丌路( 即 t ；0 p。l1j w 拊； 删 z z z _ 圪； vooooooo皿 w； 电子科技大学硕士学位论文 t = 0 ，k _ ，) 时，测量端口i 的开路电压得出。因此，当所有其他端口开路时，z 甜 是从端口i 向内看的输入阻抗，z ，是端口i 和之间的转移阻抗。 类似地，由式( 2 一1 4 ) 可知，为 ?li 匕2 爿i ( 2 - 1 7 ) 这说明，当所有其他端口短路( 即珞= o ，k j ) 时，毛可通过在端口_ ，有激励电 压匕，测出端口f 的短路电流来确定。 2 3 散射矩阵 前面提到了非t e m 传输线定义电压和电流的困难性。除此之外，当测量微 波频率下的电压和电流时，通常会涉及到给定方向的行波或驻波的幅值和相位的 问题。在分析高频网络时，这样的等效电压和电流，以及相关的阻抗和导纳概念， 变得十分抽象。而由散射矩阵的入射波、反射波和透射波的概念，则与直接测量 更为相符。 与端口网络的阻抗和导纳矩阵相同，散射矩阵在网络端口上提供了它的完 整描述。阻抗和导纳矩阵是把端口上的电压和电流联系起来，而散射矩阵是把端 口上的入射波和反射波或透射波联系起来。对于某些网络，可以利用网络分析技 术把散射矩阵计算出来，也可以直接使用矢量网络分析仪测量出散射参量。 仍然考虑图2 - 4 中的端口网络，其中盱是入射到玎端口的电压波振幅，巧 是从刀端1 2 反射的电压波振幅。散射矩阵或i s l 矩阵由这些入射电压波和反射电压 波之间的关系确定 p 】矩阵元可确定为 v i v j y ； s l l s 1 2 s 2 is 2 2 s ，ls 2 岛= 剖 ，i v ；- o t i 1 0 ( 2 - 1 8 ) ( 2 1 9 ) 吁吁； =ooooioo皿 w趴； 第二章微波网络分析 换言之，通过在_ ，端口激励入射波电压，并测量从f 端口出来的反射波电压形一， 可按上式得出s 扩同时要求除_ ，端口外的所有其他端口上的入射波为零，即所有 端口应端接匹配负载，以避免出现反射。这样，& 就是当所有其他端1 2 i 接匹配负 载时，向f 端口看去的反射系数，岛是当所有其他端口接匹配负载时从_ ，端口到f 端口的传输系数。 2 4 散射矩阵与阻抗( 或导纳) 矩阵的转换 p 】矩阵可以和【z 】( 或陟】) 矩阵之间进行转换。首先，必须假定所有端口的 特征阻抗z 弧是相等的。为了方便，设z 妇= 1 。端1 2 1 刀的总电压和电流可写为 ：i 三臻曙一吁 仁2 。， i 。号l ：一l 二= v ：一y ： 利用上式和式( 2 1 3 ) 的【z 】矩阵定义式，得到 z 】 用= 【z 】 矿+ 卜【z y 一】= 矿】= v + 】+ 【y 一】 该式可写为 ( 【z 】+ u 】) 矿- 】= ( 【z 卜【u 】) 矿+ 】 ( 2 - 2 1 ) 其中 u 】是单位矩阵。比较式( 2 - 2 1 ) 和式( 2 一1 8 ) ，有 【s 】= ( 【z 】+ u 】) 。( 【z 卜【u 】)( 2 - 2 2 ) 它给出了用阻抗矩阵表示的散射矩阵。对于一端口网络，式( 2 2 2 ) 简化为 晶2 籍 ( 2 - 2 3 ) 该结果与向负载看去的反射系数( 其归一化阻抗为z l t ) 一致。 同样，可以将式( 2 2 1 ) 改写为用 s 表示的 z 】 z 】= ( u 】+ 【s 】) ( 【u 卜【s 】) q( 2 - 2 4 ) 电子科技大学硕士学位论文 第三章矢量网络分析仪原理 矢量网络分析仪( v n a ) 是测量网络散射参数的幅度和相位的仪器。上世纪 6 0 年代末期，惠普公司推出了第一台真正意义上的全自动微波v n a8 4 1 0 。7 0 、 8 0 以及9 0 年代期间，一些关键性的技术进展，使v n a 又达到了更高的水平。包 括更小的高精度同轴连接器( 3 5 m m 至l m m 的连接器，使得测量带宽更宽) 、高 精度的校准和验证套件、可靠的校准技术( t r l 、u 也等) 以及美国国家测量标 准实验室用来以独立的方式验证商业v n a 的六端口v n a 。在8 0 年代末期和9 0 年代初期，美国国家测量标准实验室制造了带有高精度平面电路的标准晶圆，以 提供v n a 在晶圆上测量的参考标准【i o 】。现代v n a 可以测量器件散射参数的幅度、 相位，群时延，端口阻抗，以及时域分析。安捷伦和罗德与旖瓦茨公司的商业高 精度v n a 的测量频率已经高达3 2 5 g h z ，自动化程度也非常高，对微波毫米波技 术的发展起到了巨大的推动作用。 3 1 矢量网络分析仪的结构 矢量网络分析仪是用来测量有源和无源网络散射参数的仪器，它接收来自网 络的透射波和反射波的幅度和相位，并计算出其散射参数。为了测量被测件 ( d u t ) 散射参数的幅度、相位以及群时延等特性，v n a 必须有一个用于激励的 信号源、信号分离器件、用于信号检测的接收机以及测量结果的处理和显示。v n a 的简化系统结构框图如图3 1 所示。在双向双端口v n a 中，还有用于切换激励信 号的输入端口的开关，以实现全部网络参数的自动测量。 图3 1 矢量网络分析仪的简化系统结构框图 1 2 第三章矢量网络分析仪原理 3 1 1 信号源 v n a 中的激励信号源，将y i g 振荡器锁相到合成压控振荡器( v c o ) 上， 产生稳定的输出信号。信号源的整个输出频率范围是通过谐波混频进行分段扫频 实现的。信号源部分的简化框图如图3 2 所示。 参考源 v c x o锁相源 v c o o u t r 采样器 6 m 2 4 0 n 珏j 眨 图3 2 矢量网络分析仪信号源简化框图 扫频的步骤如下【l l 】： 1 ) y i g 源被预置在一个较低频率( 2 4 g i - - i z 左右) ，源输出信号到参考( r ) 采样器。 2 ) 在n 分频合成源中产生一个信号( v c oo u t ) 。其中的v c o 扫频范围为 6 0 2 4 0 z 。 3 ) 脉冲发生器中由阶跃恢复二极管产生合成源信号的梳状谐波，作为第一 本振。 4 ) 合成源信号的谐波( 第一本振) 与y i g 源的输出信号在参考采样器中混 频，其差频为第一中频信号( 1 0 m h z ) 。 5 ) 第一中频信号从参考采样器部分反馈到鉴相器，并与参考源进行比较， 产生调节电流。 6 ) 调节电流调整y i g 源的输出频率，使其更接近需要的频率。 7 ) 至此完成锁相。 当y i g 源在初始频率与合成源完成锁相后，合成源开始扫频。锁相环迫使 y i g 源跟踪合成源，以维持1 0 m h z 的第一中频。完整的扫频，是通过一系列的 分段扫频，将y i g 源锁相到合成源的高次谐波上实现的。在分段扫频的切换瞬间， 是失锁的，y i g 源保持在这个频率不变。分段扫频频率与合成源和y i g 源的频率 之间的关系如表3 1 所示。y i g 源最终的信号，经过自动增益控制( a l c ) 电路， 1 3 电子科技大学硕士学位论文 调整到需要的输出功率，激励在被测件上。 表3 - 1 分段扫频频率 频段合成源频率( m h z )谐波次数y i g 源频率( m h z ) 6 0 1 2 015 0 1 l o 1 2 0 2 4 011 1 0 2 3 0 1 2 0 2 4 022 3 0 4 7 0 低频段1 6 0 2 3 634 7 0 6 9 8 1 4 1 6 2 3 6 5 6 9 8 1 1 7 0 1 4 7 5 2 3 6 8 1 1 7 0 1 8 7 8 1 5 7 3 - 2 1 3 3 1 21 8 7 8 2 5 5 0 1 2 8 2 3 62 02 5 5 0 4 7 1 0 1 3 1 1 2 2 9 63 64 7 1 0 8 2 5 6 中高频段 1 4 2 5 2 3 45 88 2 5 6 - 1 3 5 6 2 1 5 9 7 2 3 5 48 51 3 5 6 2 2 0 0 0 0 1 7 8 7 2 2 3 31 1 22 0 0 0 0 2 5 0 0 0 高频段 1 4 8 9 2 3 8 21 6 82 5 0 0 0 4 0 0 0 0 3 1 2 信号分离器件 信号分离器件用于在被测件的输入端口分离入射波( 正向) 和反射波( 反向) ， 并对这些信号的取样进行比值计算。常见的信号分离器件有功分器( 阻性、宽带， 插入损耗高) 、定向耦合器( 损耗低，但是带宽有限) 以及方向性电桥( 在测量宽 带反射信号时比较有用，损耗比较高) 。其中最常用的是定向耦合器，在后文中对 其原理和设计有详细的介绍。 信号的流动方向如图3 1 所示。信号源输出的测量信号一部分直接送到接收 机，作为参考信号；另一部分送到定向耦合器的直通端口并输入到被测件。在被 测件上，一部分信号被反射回来，通过耦合器的反向耦合端口，送到接收机，作 为反射信号；另一部分信号通过被测件，进入耦合器的正向耦合端口，并送到接 收机，作为传输信号。这样，正向的两个散射参数就可以通过三个信号之间的比 值得出。同理，反向的两个散射参数可以通过将激励信号加在被测件的另一端口 测得。定向耦合器的耦合系数通常为1 4 d b ( 8 4 0 m h z 到4 0 0 5 g h z ) 和4 0 d b ( 5 0 m h z ) 。 1 4 第三章矢量网络分析仪原理 3 1 3 接收机 所有的v n a 都依赖于调谐接收机实现高灵敏度和高动态范围( 1 0 0 d b 以上) 。 由于调谐接收机极窄的中频带宽，可以大大减少带外噪声的干扰，从而提高了灵 敏度和动态范围。 第一中频 ( i m 峨z ) 第一本振 r a b 参考源( 9 9 9 6 m i - i z ) 图3 - 3 接收机简化框图 接收机的简化框图如图3 3 所示。所有的输入信号( 参考信号r 、反射信号 a 和传输信号b ) 经过采样器和第二变频器后，下变频为4 k h z 的固定第二中频。 采样器中的第一本振是由脉冲发生器生成的合成源信号的梳状谐波( 见3 1 1 ) 。 来自于信号分离器件的信号在采样器中与第一本振混频，其中某次谐波比激励信 号高1 0 m h z 。混频产物经过滤波，只留下1 0 m h z 的差频信号，即第一中频。其 计算如下： 昂= n x 一层( 其中v 为谐波次数) ( 3 - 1 ) 来自r 采样器的部分中频信号返回到锁相部件以形成源的锁相环( 见3 1 1 ) 。然 后第一中频信号分别进入到第二变频器。第二本振是由参考源锁相合成的 9 9 9 6 m h z 信号。第一中频与第二本振混频，得到了4 k h z 的第二中频，其中包含 1 5 电子科技大学硕士学位论文 了测量信号的幅度和相位信息。第二中频信号经过放大，进行模数转换。之后的 数据经过数字处理和格式化，显示给用户【l i 】。 3 2 矢量网络分析仪的校准 任何测量仪器都不是完美的，实际测量结果都会与理想结果之间存在一定的 误差。v n a 的校准是指，通过测量一些特性已知的标准件，确定硬件系统误差， 以便对测量结果进行修正，尽量消除误差对测量结果造成的影响。因此，这种校 准通常也称为误差修正。v n a 的测量精度，不仅与硬件相关，也与误差模型、误 差的计算方法以及标准件的定义有关。经过校准的v n a ，其动态范围和测量精度 只与系统噪声和稳定性、接头的可重复性以及标准件已知特性的精度有关。下面 首先介绍了测量误差的种类，以及各种误差的产生和对测量结果的影响。然后介 绍了v n a 常见的几种校准方法，以了解误差消除的原理和过程。 3 - 2 1 误差的产生及其分类 所有的测量系统，包括v n a ，都会受到三种误差的干扰，即系统误差、随机 误差和漂移误差。 系统误差是由测量仪器的非理想性造成的。这种误差不会随时间改变，因而 可以通过校准来确定，并在测量过程中用数学方法消除。网络测量中的系统误差 与信号泄露、信号反射以及频率响应有关。 随机误差随时间不同而不断变化。这种误差是无法预测的，因而不能通过校 准消除。随机误差的主要来源是仪器噪声( 例如采样器噪声，中频基底噪声) ，开 关和接头的可重复性。在使用v n a 时，噪声误差可以通过提高源功率、减小中 频带宽或者多次扫描取平均值等方法来降低。 漂移误差通常是指测量仪器校准之后，性能发生改变。这种误差通常是由温 度变化造成的，可以通过再次校准而消除。通过将仪器置于温度稳定的环境中， 可以减少漂移误差发生的几率，从而提高测量精度【1 2 1 。 在v n a 中，系统误差主要有方向性误差、源和负载匹配误差、隔离度误差 以及频率响应误差。这些误差可以在校准过程中计算出来，保存在v n a 中，以 便在测量结果中消除。 方向性误差 通常用于分离激励和反射信号的定向耦合器，并不会完全像理想的那样只有 1 6 第三章矢量网络分析仪原理 反射信号在耦合端口输出，如图3 - 4 所示。 耦合输出 激励信号 图3 4 非理想定向耦合器 由于信号泄露，一部分激励信号会进入定向耦合器的耦合输出端。耦合臂端接负 载的不完全匹配也会形成反射。而且，耦合输出端的接头也会存在一定的反射。 所有这些形成了被测件反射波的不确定性，因为接收机是无法区分出这些信号的。 衡量定向耦合器分离正向和反向信号的能力的标准是方向性。方向性越高，分离 信号的能力越强。系统的方向性是出现在接收机输入端的所有泄露信号的向量和。 方向性误差与被测件的特性无关，在测量低反射器件时，方向性误差会有比较显 著的影响。 源匹配误差 源匹配是指由于从被测件向源方向的阻抗失配，而出现在接收机输入端的所 有信号的向量和，其中包括适配器和线缆的失配及损耗。在测量反射参数时，从 被测件反射回来的信号又被失配的激励源反射回去，然后重新从被测件反射回来， 源匹配误差就是因此造成的，如图3 5 所示。在测量传输参数时，源匹配误差是 被源重新反射过来的信号通过被测件造成的。 耦合输出 激励信号 图3 5 源匹配 源匹配误差与被测件的实际输入阻抗以及激励源的等效匹配有关，在反射和 传输参数的测量中均会出现。尤其在测量阻抗失配比较严重，反射比较大的器件 1 7 电子科技大学硕士学位论文 ( 例如滤波器的阻带) 时，会有比较显著的影响。 负载匹配误差 负载匹配误差是被测件输出端口与2 端口的非完全匹配造成的。通过被测件 的部分信号从2 端口反射回来进入被测件，如图3 - 6 所示。这部分信号又有一部 分被反射回2 端口，另有一部分信号通过被测件出现在l 端口。如果被测件的插 入损耗比较小，则从2 端口和激励源重新反射回来的信号会造成较大的误差，因 为反射过程中信号没有被有效衰减。 藕合输出 激励信号 图3 - 6 负载匹配 负载匹配误差与被测件的实际输出阻抗以及v n a 2 端口的等效匹配有关。在 传输参数以及二端口网络的反射参数测量中均会出现。当被测件的插入损耗大于 6 d b 时，源匹配误差和负载匹配误差的相互作用会变得较小。 隔离度( 串扰) 误差 与反射参数测量时的方向性类似，在传输参数测量时，v n a 信号通路间的能 量泄漏也会造成误差。隔离度是指由于参考信号与测量信号通路之间的串扰，出 现在采样器处的信号的向量和。其中包括测试装置( t e s ts e t ) 中以及接收机的射 频和中频部件中的信号泄漏。 隔离度误差与被测件的特性有关，在高损耗器件的传输参数测量时，会比较 明显。但是，对于绝大多数测量，v n a 的隔离度已经足够高，有时甚至不需要修 正隔离度误差。 频率响应误差 频率响应误差是指整个测量装置中，幅度和相位随频率的变化。包括信号分 离部件、线缆、适配器以及参考和测量信号通路。该误差对传输和反射参数的测 量均有影响。 1 8 第三章矢量网络分析仪原理 3 2 2 单端口校准 在测量单端口器件或者器件的反射系数时，测量结果的误差主要来自于三种 误差方向性误差、源匹配误差和频率响应误差。测量反射参数时的信号流图， 即单端口误差模型如图3 7 所示。 e 聍 $ n a 图3 7 单端口误差模型 其中，e d ，为方向性误差，e 铲为源匹配误差，e 盯为反射频率响应误差，s 。脚为 v n a 测得反射系数值，s 。为被测件的真实反射系数值。从误差模型可以得出， 这些量之间的关系为 = e 卵+ 丽s i i a e , 舻 ( 3 2 ) 从上式可以看出，在三个误差项和被测件测量值已知的情况下，便可以计算出被 测件的真实值，即 乳= i 瓦s i i j m - - 丽e d f ( 3 - 3 ) 这些误差项可以通过校准来获得，即在测量参考平面测量三个不同的已知负 载，得到三个不同的方程。求解线性方程，便可以得到三个误差项。一般选择短 路、开路和匹配负载三种负载作为标准件。假设标准件为理想的，当测量匹配负 载标准件时，s - 0 ，由式( 3 2 ) 可知，测得的s 肼即为方向性误差。同理，测量 短路标准件时，s ，。= 一l ，测量开路标准件时，墨，。= l ，这两个方程可以求解出 两外两个误差项i i 引。 但需要注意的是，由于标准件的加工工艺和物理特性，它们的阻抗并不是理 想的，会与理想值之间存在微小的偏差。在短路和开路标准件的短路或开路面， 会存在寄生电感和电容效应。某些种类传输线的短路或开路标准件，无法实现有 1 9 电子科技大学硕士学位论文 效的短路或开路面，只能用四分之一波长偏移开路或短路面来代替，而偏移距离 是与频率相关的。完美的匹配负载也是不存在的，在整个测量频率范围内，信号 会有极小的反射。另外，一般标准件的参考平面并不处在v n a 的测量端口参考 平面，这段偏移距离的延迟作用，也是在校准过程中需要考虑的。因此，如果把 标准件当作理想情况进行计算，校准时还会存在一定残留误差。一般商用的校准 标准件都附有各个标准件的特性数据，将这些数据保存在v n a 中，才能保证校 准结果的准确性【川。 单端口校准的v n a 也可以用于测量双端口被测件的反射参数，但是被测件 的输出端口必须接有良好的匹配负载，或者被测件的反向隔离比较好，这样仍然 可以获得比较准确的测量结果。在测量放大器时就可以采用这种方式，因为放大 器的反向隔离比较高，负载匹配对输入匹配影响比较小。如果被测件的输出端口 接在v n a 的另一端口，而被测件的反向隔离比较低，测量结果就会有比较大的 误差。这种情况下，比较适合使用经过双端口校准的v n a 进行测量。 3 2 3 双端口s o l t 校准 在测量双端口器件的全部网络参数时，可能的误差来源有方向性误差、频率 响应误差、源和负载匹配误差以及隔离度误差，而且在正向和反向参数的测量时， 误差是不同的。s o l t 校准是最精确的，因为考虑了所有的系统误差。v n a 中的 信号流图，即全二端口( 1 2 项) 误差模型如图3 8 所示。 正向 射频输入 $ t m 反向 s 1 2 1 1 i e x f - l s 2 l b -rr一 $ n a e 朋1 e s r