（电路与系统专业论文）绿色模式原边反馈pwm控制芯片xd5173的设计.pdf

摘要 本论文设计了一款采用绿色模式技术和原边反馈技术的p w m 控制器芯片 x d 5 1 7 3 。其中绿色模式技术是一种线性降频技术，解决了传统开关电源在轻载时 输出电压升高的问题和功耗较大的问题；原边反馈技术是一种通过辅助绕组采样 系统输出电压的反馈技术，省略了传统次级侧反馈系统中的t l 4 3 l 和光耦合器两 个芯片，降低了外围电路成本。 论文首先对开关电源的基础知识进行了概述，重点介绍了原边反馈机制，在 此基础上完成了x d 5 1 7 3 的系统设计及仿真、子模块设计及仿真。同时针对原边 反馈的需求，创新地设计了一种新颖的原边反馈电压采样电路。该芯片工作于 d c m ( d i s c o n t i n u o u sc o n d u c t i o nm o d e ，非连续导通模式) ，具有恒压恒流调节功能， 采用p w m 调制模式。芯片的重载工作频率为4 2 k h z ，其工作频率在绿色模式中 随负载变轻而线性降低，最低频率为5 5 0 h z 。芯片启动电流只有1 8 u a ，满载工 作电流为3 3 m a ，深绿色模式下工作电流为1 3 m a ，满足低功耗要求。 整个芯片基于某0 4 u r nb c d 工艺设计，利用h s p i c e 对芯片关键子模块、芯 片整体功能以及性能均进行了仿真验证。仿真结果表明，芯片x d 5 1 7 3 的功能和 性能指标均达到设计要求。 关键词：原边反馈绿色模式非连续导通模式 电压采样反激拓扑 a b s t r a c t i nt h i s p a p e r , ag r e e np s r ( p r i m a r y s i d e - r e g u l a t i o n ) p w mc o n t r o l l e ri c x d 517 3i s d e s i g n e d g r e e nm o d et e c h n o l o g yi sal i n e a r 丘e q u e n c yr e d u c t i o n t e c h n o l o g y , w h i c hc a l ls o l v et h eo u t p u tv o l t a g er i s i n gp r o b l e ma n dt h eh i g hp o w e r c o n s u m p t i o np r o b l e ma tl i g h tl o a d so fc o n v e n t i o n a ls w i t c h i n gp o w e rs u p p l y p s r t e c h n o l o g y c a ne l i m i n a t e o p t o c o u p l e r i ca n dt l 4 31i nc o n v e n t i o n a ls s r ( s e c o n d a r y s i d e - r e g u l a t i o n ) s y s t e m ，w h i c hc a nr e d u c et h es y s t e mc o s tg r e a t l y f i r s t l y , t h es i g n i f i c a n c ea n dt r e n d so fs w i t c h i n gp o w e rs u p p l yt e c h n o l o g ya r e p r o p o s e di nt h i sp a p e r s e c o n d l 5t h eb a s i ct o p o l o g i e so fs w i t c h i n gp o w e rs u p p l ya r e d e s c r i b e d ，a sw e l la sc o n t r o lm e t h o d sa n dm o d u l a t em o d e s b a s e do nt h ea n a l y s i s a b o v e ，t h es y s t e md e s i g n ，c i r c u i td e s i g na n ds i m u l a t i o no fx d 5 17 3a r eg i v e n a c c o r d i n gt h ed e m a n do fp s c r e a t i v ed e s i g no fan o v e lv o l t a g es a m p l i n gc i r c u i tf o r p s rs y s t e mi sp r o p o s e d x d 517 3a d o p t sp w mm o d u l a t i o nt e c h n o l o g y , o p e r a t e sa t d c m ( d i s c o n t i n u o u sc o n d u c t i o nm o d e ) 淅t hc c c v ( c o n s tc u r r e n t c o n s tv o l t a g e ) r e g u l a t i o nf u n c t i o n t h eo p e r a t i n gf r e q u e n c yo fx d 5 17 3a th e a v yl o a di s4 2 k h z , w h i c hr e d u c e sl i n e a r l yw i t ht h el i g h t e rl o a da tg r e e nm o d eu n t i lt h em i n i m u mv a l u eo f 5 5 0 h z x d 5 1 7 3o n l yc o n s u m p t sc u r r e n to f1 8 u aa ts t a r t u ps t a g e ，3 3 m aa tn o r m a l o p e r a t i n ga n d1 3 m aa td e e pg r e e nm o d e ，w h i c hs a t i c f i e sr e q u i r e m e n to fl o wp o w e r c o n s u m p t i o n t h ed e s i g no fx d 517 3i sb a s e do n0 4 u mb c d p r o c e s s ，a n ds i m u l a t e db yh s p i c e a c c o r d i n gt ot h es i m u l a t i o nr e s u l t s ，t h ef u n c t i o na n dp e r f o r m a n c eo fx d 5 17 3h a sm e t t h er e q u i r e m e n t s k e y w o r d s ：p s r g r e e nm o d ed c m v o l t a g es a m p l ef l y b a e k 第一章绪论 第一章绪论 本章先简要介绍了开关电源的基本概念，然后介绍了开关电源的发展趋势以 及开关电源控制i c 的发展现状，最后介绍了本论文主要完成的设计工作。 1 1 开关电源概述 目前电网输电广泛采用交流输电，但我们使用的用电设备，如计算机、手机、 l e d 照明设备等，大多数都使用直流供电，而且一般要求电压稳定。直流电可直 接由电池提供，也可以由有源直流电源提供。最初的电源形式为线性电源，它具 有简单的电路结构和较好的可靠性，但同时具有效率低、体积大等缺点。之后出 现了相控电源，然而，传统的相控电源工作于工频，它所使用的变压器和滤波电 容都具有较大的体积重量，而后来出现的开关电源由于其工作频率较高，避免了 相控电源较笨重的缺点，也克服了线性电源功率低的缺点【1 】f 2 】。开关电源拓扑丰 富、小型轻便、效率高等优点已经使其成为目前直流电源市场的主流。从线性电 源到开关电源是电源发展史上的一个质的飞跃【3 】。 目前开关电源控制电路已经由早期的分立元件发展为由高集成度的i c 组成 m 】。采用高性能控制i c 的开关电源往往有更高的效率和可靠性，同时提供多种保 护功能和省电机制。目前，应用于开关电源的高性能控制i c 市场多被国外芯片供 应商所占据，国内迫切需要具有自主知识产权的高性能控制i c 产品，以减少整个 产业链对国外技术的依赖。本课题的研究工作正是基于以上背景展开的。 1 2 开关电源的发展趋势 1 2 1 开关电源的发展趋势 由于市场应用需求和成本控制需求的强大推动力，开关电源的发展趋势主要 体现在以下四个方面1 5 i t 6 1 ： ( 1 ) 小型化、轻便化 提高开关频率是使开关电源小型轻便的主要措施。更高的开关频使功率密度 提高，这意味着功率电路中储能元件的体积和重量都会变小。理论研究和实践经 验表明：当我们把开关频率从工频5 0 h z 提高几百倍甚至几千倍时，电路中的变 压器、电感和滤波电容的体积重量都会大大降低。 ( 2 ) 高效率 开关电源相对于线性电源的最大优势就是效率高，但随着开关频率的不断升 高，传统开关电源的开关损耗和噪声提高，效率降低，达不到预期的高效率。因 2 绿色模式原边反馈p w m 控制芯片x d 5 1 7 3 的设计 此，目前已经出现零电压开关( z v s ) 、零电流开关( z c s ) 等软开关技术以减小开关 损耗。 ( 3 ) 数字化 早期的开关电源主要使用模拟技术，而在目前数字电子技术的不断发展下， 数字技术在开关电源产品中的应用也越来越多，而且显露出更多的优势，如方便 计算机处理和控制、抗干扰能力较强、可避免模拟信号的畸变失真、方便遥感遥 控、方便自诊断技术的植入等。 ( 4 ) 绿色化 开关电源的绿色化有两层含义：一、系统功耗低，节省电能。对于开关电源 控制i c 来说，主要手段是通过加入待机省电模式，降低系统的待机功耗，或者在 轻载或空载时采用降频模式或间歇工作模式，降低轻载或空载的功耗；二、由于 交流谐波的存在，功率电子设备会向电网注入高次谐波电流，对电网造成污染， 使总功率因数下降，造成电网异常和事故( 例如电度计量不准、电容器组不能正常 运转，甚至烧毁电机等) ，使电网电压出现毛刺尖峰和畸变。目前，针对这个问题 的有源滤波器和有源功率因数校正( p f c ) 的方案已经趋于成熟，带有p f c 功能的 开关电源的功率因数可达到0 9 5 以上。 1 2 2 开关电源控制芯片的发展现状 随着芯片技术和半导体工艺的发展，目前用作开关电源控制系统的专用集成 电路( a p p l i c a t i o ns p e c i f i ci n t e g r a t e dc i r c u i t ，a s i c ) 已经可以完成多项功能，包括 变频调节、自动保护、智能管理等。由于b c d 高压工艺的日趋成熟，已经可以 将高压功率电路和低压逻辑电路集成在一起，使得系统的元件更少、耗电更低、 可靠性更高，并且更加小型化、智能化、绿色化7 】【8 1 。 七十年代，p w m ( p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ，脉宽调制) 控制器i c 研制成功，美 国m o t o r o l a 公司、s i l i c o ng e n e r a l 公司和u n i t r o d e 公司等芯片供应商相继推出一 批p w m 芯片，典型产品有m c 3 5 2 0 、s g 3 5 2 4 、u c 3 8 4 2 等。9 0 年代以来，又出 现了开关频率达1 m h z 的高速p w m 、p f m ( p u l s ef r e q u e n c ym o d u l a t i o n ，脉冲频 率调制) 芯片，典型产品有u c l 8 6 4 等。目前，电源管理控制芯片可大致归为以下 几类：电流型控制器ic 、电压型控制器ic 、功率因数校正器p f ci c 、谐振型控 制器ic 、m o s f e t 驱动器ic 、线性调节器i c 、交流电机控制及荧光灯驱动i c 、 直流电机控制和电池充电保护管理ic 、接1 2 1 电路i c 等 9 1 。目前，考虑到系统稳 定性、电磁兼容性以及量产良率等实际问题，芯片设计公司已不再盲目追求芯片 的高频化，而是在低功耗、高电磁兼容性、高稳定性等方面投入更多的资金和精 力。 第一章绪论 3 1 3 论文主要工作和章节安排 本论文将在简单介绍开关电源原理和拓扑的基础上，着重介绍原边反馈 ( p r i m a r y s i d e r e g u l a t i o n ，p s r ) 反激式开关电源的拓扑和工作原理，简单介绍了开 关电源的建模方法；基于反激式拓扑设计了一款带有绿色模式功能的p s rp w m 控制器芯片，给出了关键指标并完成了芯片的系统框架和内部关键功能模块的电 路设计及仿真；论文详细介绍了片内供电电路、欠压保护电路、基准电压源、误 差放大器电路、振荡器、绿色模式控制电路、原边反馈电压采样电路以及p w m 比较器等子模块的电路设计和仿真。最后完成了芯片的整体仿真，给出了部分仿 真波形图以及电气特性数据。 本文所设计的芯片采用c a d e n c ec o m p o s e r 作为开发环境，使用h s p i c e 作为 仿真环境，工艺采用某公司0 4 u r nb c d 工艺。 4 绿色模式原边反馈p w m 控制芯片x d 5 1 7 3 的设计 第二章开关电源设计的理论基础 5 第二章开关电源设计的理论基础 本章首先以开关电源的b u c k b o o s t 拓扑为例介绍了开关电源的基本拓扑和 工作原理，并介绍了开关电源的调制方式以及目前主流的控制方式，接着详细分 析了原边反馈反激式p w m 开关电源的工作原理，最后简要介绍了开关电源的模 型。 2 1 p w m 变换器的基本拓扑结构 2 1 1 开关电源的基本拓扑 开关电源的种类繁多，但基本拓扑只有b u c k 、b o o s t 、b u c k b o o s t 三种，其 他拓扑均是由这三种基本拓扑衍生出来削拥1 10 1 。本文以b u c k b o o s t 拓扑为例介绍 开关电源的工作原理【1 1 1 【1 2 1 ，其拓扑如图2 1 所示。 v m 图2 1b u c k b o o s t 拓扑 b u c k b o o s t 拓扑的输出电压与输入反相，因此又叫倒相拓扑。开关器件与二 极管连接的节点是电感电流的换流节点，该节点称为开关节点，电感电流流入该 节点，根据开关状态的不同在开关和二极管之间切换通路，因此，二极管必须在 开关导通时加反向电压而在开关关断时加正向电压，开关节点电压会来回震荡( 其 波形为方波，见图2 2 中v d 的波形) ，该节点的变化与电感电压的波形相似，不 同的是电感电压会出现负电压，而该节点只在正电压范围变化，变化范围由拓扑 结构决定，所有拓扑都存在该节点1 2 】。 该拓扑根据电感电流i l 在每个周期是否回零，可分为连续导通模式( c c m ) 和 不连续导通模式( d c m ) 两种工作状态，其工作波形分别如图2 2 ( a ) 和2 2 ( b ) 所示。 其中v g s 是开关器件栅源电压；v d 是二极管电压，也就是开关节点电压；v l 和 i l 分别是电感电压和电感电流；i s 和i d 分别是开关电流和二极管电流。 b u c k b o o s t 电路的工作过程可简单概括为：开关导通时，电感l 励磁并储存 6绿色模式原边反馈p w m 控制芯片x d 5 1 7 3 的设计 能量；开关断开时，电感l 反向电动势并通过二极管将能量传递给负载。 v o s w v l v g s w v l 卜- 十+ _ * 卜 一 d t s 。( 1 - d ) t s d i d 2 t s 。 ( a ) c c m 工作波形( b ) d c m 工作波形 图2 2b u c k - b o o s t 电路工作波形 下面推导该拓扑在c c m 下的稳态输出v o t r r 。 由伏秒法则2 】可得： t o s = r 卿 ( 2 - 1 ) v o n 和v o f f 分别是开关导通和开关关断时电感两端的电压， = 一( o ) = g o 沂+ ( o ) 其值分别为： ( 2 2 ) ( 2 3 ) 由此可得b u c k - b o o s t 电路在c c m 状态下的稳态占空比为： 。= 0 嚣= i 瓦v o i w + 瓦v d ( o n ) ( 2 - 4 ) 这里可以忽略二极管和开关管的导通压降v d ( o n ) 和v d s ( o n ) ，则有： d 丝鲤 ( 2 5 ) + w 对于d c m 模式，设开关周期为t s ，开关导通时间和二极管导通时间分别为 第二章开关电源设计的理论基础 7 d 1 t s 和d 2 t s 。电感电流如图2 2 ( b ) 中的i l 波形所示，此时，根据伏秒法则有： 嘛一( 删) ) o , r s = 忆w + ( 叫) ) d 2 r s ( 2 6 ) 忽略v d ( o n ) 和v d s ( o n ) ，可得： 爰等 p 7 ， 及形， 、 其中d 2 与电路参数有关： 2 2 = 丽2 l ( 2 - 8 ) 其中r l 为负载阻抗，由此可得开关占空比为： q 等 ( 2 - 9 ) b u c k b o o s t 拓扑具有如下特点：一、输出电压与输入电压反相，其值可大于、 小于或等于输入电压的值；二、开关导通时，能量储存在电感而不是输出给负载， 而开关关断时，输出端的能量只由电感提供，输入电源此时不参与供能，即从输 入传递到输出的能量必须先存储在电感中，这是b u c k b o o s t 拓扑最重要的特点， b u c k b o o s t 电路是唯一的“反激式”拓扑，由此衍生的拓扑均具有此特点；三、 输入电流是脉动的，因此，输入端一般需要加入滤波器，因此电路相对较复杂。 2 1 2 开关电源的调制模式 开关电源的调制模式1 1 3 】由图2 1 中的反馈控制电路来实现，开关电源为实现 输出电压或输出电流的稳定，都会有反馈控制电路。调制模式主要有：脉冲宽度 调f 1 l j ( p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ，p w m ) 、脉冲频率调律j l j ( p u l s ef r e q u e n c ym o d u l a t i o n ， p f m ) 和脉冲跨周期调锌j l j ( p u l s e c y c l es k i pm o d u l a t i o n ，p s m ) 。下面分别进行介绍。 1 脉冲宽度调制( p w m ) 1 1 4 】f 1 5 1 图2 3p w m 模式控制电路及工作波形 8 绿色模式原边反馈p w m 控制芯片x d 5 1 7 3 的设计 在该模式下，系统输出的反馈量与一个固定频率的锯齿波进行比较，然后输 出脉宽变化的矩形波控制开关管，从而稳定系统输出。其电路框图和工作波形如 图2 3 所示。 p w m 的优点是：在重载情况下效率很高，动态响应较好。p w m 的主要缺点 是在轻载时效率较低。 2 脉冲频率调制( p f m ) 1 6 l 在该模式下，系统输出的反馈量与基准电压进行比较而产生误差放大信号， 该信号可调节开关频率而不改变脉宽，相当于调节开关占空比，从而稳定系统输 出。其电路框图及工作波形如图2 4 所示。 p f m 的优点有：轻载效率高，频率特性好，调节范围宽等。其缺点为：频谱 分布呈随机性，产生的噪声加大了系统的去噪电路设计难度。 基准电压 输出反馈 图2 4p f m 模式控制电路及工作波形 3 脉冲跨周期调制( p s m ) p s m 是一种比较新颖的调制模式，其脉宽和频率均恒定，通过选择性跳过部 分周期来实现对电能传输的控制【l 。p s m 信号在满载时满周期输出；在轻载时会 跨过数个周期( 此时输出低电平关断开关) 。在该模式下，系统效率与负载无关。 p s m 的优点为：轻载效率比p w m 高，负载动态响应快，且开关次数少，小 功率应用时开关损耗小。其缺点为：输出纹波大，线性调整率较差等。 2 1 3 开关电源的控制方式 开关电源控制方式决定了开关电源的动态响应等主要性能，一般分为电压控 制和电流控制两种基本方式。在下文的说明中，调制模式采用p w m 。 1 电压控制方式【1 8 1 【9 l 该方式的电路框图如图2 3 所示，主要包括p w m 比较器、误差放大器和锯 第二章开关电源设计的理论基础 9 齿波发生器，一般还包括采样电路和驱动电路。其工作原理为：系统输出的反馈 量v r a 与基准电压v r e f 比较放大，得到误差信号v e ，v e 对锯齿波v s l o p e 进行调 制，产生p w m 信号控制开关管。整个系统通过单环负反馈来使输出稳定。 电压控制方式的优点有：占空比范围可达o 1 0 0 、抗噪声性能好、易于调 试、负载响应特性好等。电压模式控制同时也有一些缺点：对输入电压的动态响 应速度较慢、补偿网络设计难度大、环路增益受输入电压影响等。 i 卜j 开关器件 r 1 误菱放；k s 图2 5 电压控制p w m 模式电路 改善电压控制方式的动态响应主要有两种方法：一个方法是增加环路带宽以 处理高频成分，但这样环路就容易受到高频开关噪声的影响；另一个方法是采用 电压前馈技术，用输入电压对电容充电产生的具有可变化上升斜率的锯齿波取代 传统电压模式控制电路中的固定斜率锯齿波，这样输入电压的变化就能快速调节 输出脉宽，但增加前馈电路将不得不增加系统成本或者增加芯片引脚。 2 电流控制方式 采用该方式的系统包括电流控制内环路和电压控制外环路，属于双闭环系统。 内环路逐周期工作，对负载和电感电流的变化都有较快的响应。这样，电感电流 不再是独立变量，从而系统成为一阶系统。电流控制方式又可分为峰值电流模式 ( p e a kc u r r e n t m o d e ) 和平均电流模式( a v e r a g ec u r r e n t m o d e ) 。 ( 1 ) 峰值电流模式 峰值电流模式【2 0 】1 2 1 】是一种固定时钟开启、在电流峰值关断的控制方法。峰值 电感电流可以用较简单的电路进行采样( 常见的做法是在电感支路串联一个小电 阻，通过采样电阻两端的电压来代表电感电流) ，而且与平均电感电流有相同的变 化趋势。峰值电流模式的电路框图如图2 6 所示，在此电路中，误差放大器放大 的输出v e 送至p w m 比较器后，并不是对固定锯齿波进行调制，而是对一个上 升斜率变化的、其峰值为电感电流峰值的周期斜坡信号进行调制，最后输出p w m 控制信号。因此峰值电流模式是种用电感峰值电流间接控制脉宽的技术。 峰值电流模式的优点有：动态响应快、本身就具有逐周期限流特性、消除了 电感电流所带来的极点。其缺点为：存在亚谐波振荡的危险、对噪声敏感、占空 比范围存在限制等。 上述缺点可通过采用最小导通时间限制电路、斜坡补偿电路以及合理的参数 1 0 绿色模式原边反馈p w m 控制芯片x d 5 17 3 的设计 设计来改善。 j 开关謇件 h 图2 6 峰值电流模式控制电路 ( 2 ) 平均电流模式 平均电感电流是决定系统输出的唯一因素，使用平均电流误差信号作为调制 信号的控制方法称为平均电流模式【2 2 1 ，其原理图如图2 7 所示。在此控制方式中， 误差电压信号v c 进一步和电感电流信号v f c 经电流误差放大器处理后生成平均 电流误差信号v e ，由v e 调制固定锯齿波以得到p w m 控制信号。 j 开关嚣件 h 图2 7 平均电流模式控制电路 平均电流模式有如下优点：没有亚谐波震荡问题、抗噪声性能优越、易于实 现均流等。其缺点为：电流误差放大器在开关频率处的增益受限、增益和带宽等 参数的设计调试较复杂。 2 2 原边反馈反激式变换器的工作原理 2 2 1 反激式变换器的基本原理 反激式变换器【2 】【2 3 1 是由b u c k - b o o s t 拓扑衍生出来的一种离线式变换器，其拓 扑如图2 8 所示。该拓扑其实是用变压器代替b u c k b o o s t 中的单绕组电感，该变 压器不仅仅起拓扑中储能电感的作用，而且提供电网隔离，提高了安全性。除此 之外，变压器的另一个重要作用就是由变压器匝比决定的恒比降压转换功能，该 作用的重要性是由于在高达2 2 0 v 的交流电经桥式整流电路整流后，会有3 1 0 v 左 右的直流电压加在其后的开关电源上，但相应的输出却可能很低，于是对于已给 定最小导通时间的开关电源，特别是开关频率比较高时，所需的转换比率就很难 达到要求的那么小。因此，在反激变换器中，可以认为变压器可直接把输入电压 第二章开关电源设计的理论基础 定比近似地降到一个较小的适当值，然后开关变换器在此基础上完成其余的工作 ( 降压、升压、调节控制等) 。 拓扑中变压器原边连接的电容、电阻以及二极管构成了典型的r c d 吸收电 路，该电路的功能是：开关管关断时，变压器原边漏感能量储存在电容上，最终 在电阻上以热量形式耗散。该电路使变换效率降低，但有效改善了开关管电压应 力，从而保护开关管，目前大多数反激拓扑的应用都须具有r c d 吸收电路或类 似功能的电路。 i 悭 c m 歹 图2 8 反激式变换器拓扑 ， 反激式变换器以变压器耦合绕组的总磁通而不是电感电流来区分c c m 和 d c m 两种状态，其工作波形如图2 9 所示。 v g s v n p v o u t x n p n s h 幡i 。d t s 。( 1 d ) t s v o s v n p v o t r r n d n s 茜。t 斗sd ： 图2 9 反激变换器工作波形 d c m 状态下次级电流峰值较大，约为c c m 状态下的2 , - - - , 3 倍，且在开关关 断瞬间产生较大的输出电压尖峰，产生高频噪声。但d c m 由于其变压器电感较 小，响应较快等优点，广泛应用于小功率变换器，而c c m 则多应用于大功率变 1 2 绿色模式原边反馈p w m 控制芯片x d 51 7 3 的设计 换器。 由于本论文所设计的芯片在正常工作时处于d c m 状态，下面将结合图2 8 和图2 9 介绍d c m 反激变换器的一个周期的工作过程【1 1 1 2 4 1 ：一、励磁阶段。开关 管导通时，原边绕组电感l p 上的电压为v i n ，其极性为上正下负，则副边绕组电 压极性为上负下正，续流二极管d o 截止，此时由输出电容c o 对负载供电。此 阶段的原边电流i n p 线性增大，其上升斜率为v i n l l , ，磁通量也线性增大。二、 退磁阶段。开关管s 关断时，原边绕组电流k 已经达到其峰值并迅速降低，副 边绕组产生反向感应电动势，使d o 导通，此时l p 通过副边绕组将能量输出给电 容c o 和负载。此阶段副边电流以一( v o u 什v d ) l s 的斜率线性下降到0 ，其中v d 是续流二极管d o 的导通电压，l s 为副边绕组的电感量。此阶段总磁通也线性下 降。三、不连续导通阶段。此时原边绕组的能量已经完全转移到输出端，总磁通 和电感电流均为0 ，开关管和d o 均截止，直到下一个周期开关管导通。 根据2 1 1 节所介绍的推导方法，可以推出d c m 状态的反激式开关电源的输 出电压为： t 厂2 n2 叼= 争字丁 ( 2 - 1 0 ) 上一pjsl o 为方便推导，式( 2 1 0 ) d e 假设变压器匝比为1 ：l 。由此可见，在d c m 状态下， 系统输出会受到负载影响。 2 2 2 原边反馈基本原理 r 1 r 2 图2 1 0 峰值电流模式原边反馈控制电路的原理框图 原边反馈方式是最近1 0 年间发展起来的新型反馈方式，主要应用与反激式变 换器，与传统次级侧反馈机制相比，其最大优势在于省去了光耦合器件和t l 4 3 1 两个芯片及其配合器件，减小了系统体积，降低了系统成本，在锂电池充电器和 小功率l e d 驱动等领域有巨大优势。使用原边反馈的电源系统为了实现高精 第二章开关电源设计的理论基础 1 3 度的恒流恒压( c c c v ) 特性，必须要采用新的技术来监控负载、电源的动态变化， 这就涉及到原边反馈( p r i m a r ys i d er e g u l a t i o n ，p s r ) 技术【2 6 1 1 2 7 。 p s r 技术的原理是在反激变换器的变压器上增加一个辅助绕组，通过采样辅 助绕组上的电压变化来检测系统输出变化的信息。采用p s r 技术的峰值电流模式 反激变换器原理图如图2 1 0 所示。图中n a 为辅助绕组匝数，辅助绕组上的电压 可以完全反映原边绕组电压。d c m 状态的原边反馈机制一个开关周期内辅助绕 组电压的波形如图2 1 l 所示。 l 一 图2 1 1d c m 模式原边反馈机制的工作波形 原边反馈的关键技术就在于辅助绕组电压的采样时刻的确定。在前面章节中 说明反激变换器的工作原理时，并未考虑开关关断瞬间原边绕组上由于漏感引起 的振铃，但在设计原边反馈电路的采样保持电路时，必须考虑开关关断瞬间的漏 感振铃的影响。如图2 1 1 所示，原边反馈最理想的采样点是t 3 时刻，这时采样到 得电压值正好是系统输出电压v o u t 的某个固定比例的值，可完全反映系统输出 状态，但以目前的技术，正好在该点采样非常困难，可能需要极复杂的电路，大 大增加了设计成本。因此目前市场上的使用原边反馈技术的芯片主要有如下几种 采样机制： ( 1 ) 固定延时采样。即在开关关断时，采样电路经过一个固定延迟时间后再对 辅助绕组的电压进行采样，从而避开漏感振铃。目前大部分厂家都采用该机制进 行采样，例如p i 的l n k 6 1 6 系列芯片是在高压开关关断2 5 “s 后进行采样。这 种思路的缺点是：要求振铃时间要小，否则会出现判断错误，导致系统输出发生 1 4 绿色模式原边反馈p w m 控制芯片x d 51 7 3 的设计 震荡。 ( 2 ) 检测斜率变化的转折点。主要是采用高频脉冲对辅助绕组电压v n a 进行采 样，并比较前一个采样电压和后一个采样电压的差值，当差值突然变大时，说明 已经采样到t 3 时刻后v n a 变化斜率较大的阶段的电压，此时舍弃最后一个采样值， 而取倒数第二个采样值作为最终的采样值。采样脉冲的频率越高，采样结果就越 精确。这种思路的缺点是需要产生高频的采样脉冲( 是开关频率的几倍) ，这样使 电路较复杂，而且高频脉冲也会引入高频噪声。 在本文所设计的芯片中，使用了一种可以线性预测退磁结束时刻的电路，该 电路使采样时刻在【t 2 ，t 3 】阶段，此时v n a 变化较平缓，所产生的采样值相对v o u t 的实际值误差很低。第四章中会详细介绍该电路的实现。 2 3 开关电源模型简介 开关电源系统在稳态时，其功率级具有非线性和时变性，对其建模是开关电 源设计中的一个难点。目前针对功率级的常见模型有状态空间模型、小信号模型 和电路平均模型等。 m i d d i l e b r o o kr d 等于1 9 7 6 年提出了著名状态空间平均模型2 引。其思想是列 出功率拓扑在一个周期内各阶段的状态方程，其方程组即为状态空间模型，对其 进行时间加权平均化就可得到平均模型。1 9 8 9 年，r d m i d d i l e b r o o k 又提出了能 应用于指导峰值电流模p w m 开关电源设计的状态空间模型，可将电流模的双闭 环系统转换成单环系统进行分析【2 9 1 ，该模型使用简单，大大方便了开关电源的参 数设计和数值仿真。 通过对状态空间平均模型加入小信号扰动，即可得到小信号模型。 电路平均法是一种利用时间平均方法对拓扑进行分析的建模方法。使用该方 法建立的模型需要大量的受控源，使得在电路元件较多时计算量大大增加，且目 前仅适用于c c m 状态的p w m 开关电源。 由于本论文所设计芯片主要工作于d c m ，且应用于反激式拓扑，而该拓扑 在分析时可以等效为b u c k b o o s t 拓扑，下面将简要介绍b u c k b o o s t 拓扑在d c m 状态下的状态空间模型【3 0 l1 3 1 】。 印r 唧r ( a ) ( c ) ( a ) 励磁阶段等效电路( b ) 去磁阶段等效电路( c ) 电流断续阶段等效电路 图2 1 2b u c k - b o o s t 电路在一个开关周期内不同状态的等效电路 第二章开关电源设计的理论基础 1 5 取c a 感电流i l 和输出电容电压v c 为变量，b u c k b o o s t 拓扑一个周期内各阶段 的等效电路如图2 1 2 所示。根据k c l 和k v l 定律，可得各阶段状态方程。 励磁阶段的等效电路如图2 1 2 ( a ) 所示，此阶段状态方程为： l 三掣： c 盘：二一v c ( t ) p ic 地：一一 卜一 退磁阶段的等效电路如图2 1 2 ( b ) 所示，其状态方程为： 不连续导通阶段的等效电路如图2 1 2 ( c ) 所示，此时状态方程为： i ( f ) = 0 1 c a v e , ) ：一巡( 2 - 1 3 ) l讲r 综合以上状态方程，可得d c m 状态的b u c k - b o o s t 电路在稳态时的状态空间毋 模型为： d i a o d t 峨o ) d t 噍o ) 斑 d y e ( t ) 以 ，、 1 u 一 11 cr c嘲+ d ( ，) t ( ，) 0 = 兰二丽1 端 ，。，= o ，幺。，= 。 ( 2 1 4 ) ) 1 、1 巡r 比 一 学掣 争 业 c 1 6 绿色模式原边反馈p w m 控制芯片x d 5 1 7 3 的设计 第三章x d 5 1 7 3 的系统设计 1 7 第三章x d 5 1 7 3 的系统设计 在本章中，首先介绍了x d 5 1 7 3 的功能、引脚定义和系统框图，并结合应用 电路介绍了x d 5 1 7 3 的工作原理，然后详细介绍了x d 5 1 7 3 的控制模式的选择， 最后对系统的控制环路稳定性进行了理论推导和研究。 3 1x d 5 1 7 3 的功能定义 3 1 1x d 5 1 7 3 的整体功能概述 x d 5 1 7 3 是一款高度集成的原边反馈型( p s r ) p w m 控制芯片，主要应用于 手机、p d a 、数码相机等小功率电子设备的充电器以及小功率l e d 驱动电路。它 大大简化了具有恒压( c o n s tv o l t a g e ，c v ) 和恒流( c o n s tc u r r e n t ，c c ) 调节功能的电 路的应用和设计。x d 5 1 7 3 通过采集变压器原边的信息，来精确地控制输出电压 和输出电流，不仅消除了输出电流检测损耗，而且避免了所有次级反馈回路。具 有低启动电流0 0 u a ) 和轻载时线性降频的绿色模式功能可以使轻载时的效率达到 最大，从而满足严格的低待机功耗的要求。与传统的次级侧调节方法相比，使用 p s r 技术和绿色模式功能的x d 5 1 7 3 降低了整体功耗，减少了器件数目，同时提 高了效率，增强了系统的稳定性。 图3 1 恒流恒压( c c c v ) 充电模式曲线 x d 5 1 7 3 的工作模式由充电器应用来确定。目前为了尽可能延长电池使用 寿命，市场上的锂电池充电器均使用恒流。l 亘压, , ( c c c v ) 模式进行充电。在该模 式中，电池先以恒流模式使用大电流充电至8 5 左右，然后以恒压模式充至 满电。恒流恒压模式即快速，又有效防止了过充，保护了锂电池。因此，x d 5 1 7 3 的基本模式是恒压调节模式和恒流调节模式，且两种调节模式应能根据负载 的轻重状况自动切换。 1 8 绿色模式原边反馈p w m 控制芯片x d 5 1 7 3 的设计 充电完成后，电流将降为一个比较低的值，由于电池即该开关电源系统输出 负载，当负载电流减小时，系统进入轻载状态( 极端情况是电池被取走时，负载电 流为零，系统处于空载状态) ，此时为了在轻载及空载状态提高系统效率，应使系 统降低频率，并关断一部分功能，以降低功耗。因此，x d 5 1 7 3 设定了绿色模式： 在恒压阶段，随着负载变轻，开关频率线性降低，以降低功耗，当达到深绿色模 式时，芯片会关断一部分功能，以降低空载功耗。 3 1 2x d 517 3 的控制方式及调制模式的选择 根据2 1 节对常见反馈控制方式及调制模式优缺点的介绍，在设计x d 5 17 3 的反馈控制电路时，我们从以下几方面进行了考虑： ( 1 ) 本论文所设计的芯片x d 5 1 7 3 由于应用于小功率电源适配器或充电器，因 此设定为工作在d c m 模式，因此不存在亚谐波振荡问题；而且在芯片工作于恒 流调节模式时，芯片需要采样电流信号，因此如果选择峰值电流模式进行反馈控 制，芯片并不需要额外增加新的引脚，也无需斜坡补偿。尽管峰值电流模式存在 一些缺陷，但它快速的瞬态响应和简单的环路设计，使系统设计周期和成本大大 降低，具有明显的优势，因此x d 5 1 7 3 的恒压环路采用峰值电流模式。 ( 2 ) 对于恒流调节模式，由于恒流环路的采样环节已经求取了平均输出电流作 为反馈输入变量，因此环路本身已经能精确跟踪电感平均电流。 ( 3 ) x d 5 1 7 3 在应用于充电器电路时，由图3 1 可见，整个充电过程是一个从 重载到轻载的过程，p w m 的轻载特性虽然不如p f m ，但是在稳定性、抗噪性等 方面具有很大优势，而且p w m 的重载特性优越。因此x d 5 1 7 3 采用p w m 调制 模式。 ( 4 ) 在实际的工程设计中，对技术的掌握程度、相关技术资料的完备性以及设 计周期等因素限制我们无法采用最新的反馈控制技术和调制模式。 综合考虑以上因素，本论文所设计芯片x d 517 3 恒压环路采用峰值电流模 p w m 调制模式，并通过简单的片外补偿电路来保证系统的稳定性，恒流环路的 功能需求决定了其结构的特性与平均电流控制方式相同。 3 1 3x d 5 1 7 3 的引脚定义 基于以上芯片功能定义、反馈控制方式和调制模式的选择，定义芯片x d 5 1 7 3 的引脚功能于表3 1 中。 表3 1 芯片各引脚功能描述 引脚名称功能描述 c s 初级侧电流采样引脚 n c 无功能引脚，悬空 第三章x d 5 1 7 3 的系统设计 1 9 表3 1 ( 续) 芯片各弓脚功能描述 引脚名称 功能描述 c o m i恒流环路补偿设置引脚 c o m v 恒压环路补偿设置引脚 v s电压采样引脚 g n d芯片地 v d d芯片的供电引脚 g a t e p w m 信号输出引脚 对于v d d 、g n d 、g a t e 、v s 以及c s 引脚，均为峰值电流模p w m 控制芯 片的必要引脚，是芯片基本功能对外围器件的接口，其中c s 引脚连接于功率开 关管源极串联的采样电阻，为恒流调节电路和采用峰值电流模的恒压调节电路提 供初级侧瞬态电流信息；一般为了消除电源输入端带来的噪声，v d d 引脚须并接 一个1 0 u f 的旁路电容。而对于c o m i 引脚和c o m v 引脚，分别为恒流环路和恒 压环路的片外补偿设置引脚，设置这两个引脚的原因是反馈环路的补偿网络一般皤 是较大的电容和电阻，这两个器件做在芯片内会使芯片面积大大增加，因此为了 降低芯片成本，并使板级系统设计人员可以根据芯片的应用电路来合理设计环路 补偿网络，x d 5 1 7 3 设置了c o m i 和c o m v 两个引脚用于外接补偿网络。 毒 3 1 4x d 5 1 7 3 电气性能指标 葺： 表3 2 定义了x d 5 1 7 3 的关键电气特性指标，并给出了相应的设计要求以及 指标测试条件。若无特别说明，表中指标适用温度均为t a = 2 5 。c ，系统输入电压 v n q = 3 1 0 v ，g n d 引脚接地。 表3 2x d 5 17 3 电气性能指标设计要求 符号参数条件最小典型最大单位 v d d - o n 芯片开启阈值 1 41 51 6v v d d - o f f 芯片关断闽值 5 56 06 5v i d d - o p芯片t 作电流 v d d = 2 0 v 3 55 0m a i d d s t芯片启动电流 o 成) ，则 此时电路的正反馈系数较大，在电压传输特性中将出现迟滞，不仅可以使比较器 具有一定的抗噪声能力，同时提高比较器动态响应速度【4 5 1 。下面对电路作具体分 析1 4 6 l ： 当v m 远小于v i n 时，m 1 截止、m 2 导通。此时作为尾电流源的m l l 上的 电流i i l 全部流经m 2 和m 6 ，比较器输出低电平。此时m 3 处于深线性区，但可 认为m 3 可提供的电流为： 厶= 丽( i v 瓦l )