（电路与系统专业论文）buck型dcdc变换器的设计及稳定性分析.pdf

一嘲则 摘要 l v v 进入2 1 世纪，伴随着电力电子技术的迅猛发展，电源管理类芯片已广泛应用 于通信网络、计算机以及汽车电子等诸多产品领域。以西安电子科技大学电路设 计研究所的重点科研项目“数模混合系列集成电路关键技术理论研究与设计”为 背景，本文对降压型d c d c 变换器的设计和相关理论进行了研究，并在此基础上 设计实现了一款适用于便携系统的高效双路b u c k 型d c d c 变换器- x d l 9 8 3 。目 前作者利用c a d e n c e 、h s p i c e 等e d a 软件已经完成芯片的前、后仿真验证及c m o s 版图设计，已于国外某0 5 9 m 工艺线上投片完成，正在测试阶段。 x d l 9 8 3 具有双路输出，且具有频率外同步功能，同时采用双控制模式、同步 整流、低漏电压等技术使其效率最高可达9 6 。文中对x d l 9 8 3 的设计过程作了 详细说明，并对其环路稳定性进行了分析。为了消除电流坏路的不稳定性，本文 设计了一种分段线性斜坡补偿结构，并利用新颖的复合比较器消除了斜坡补偿对 芯片带载能力的影响。本文还从零极点的角度对电压坏路的频率补偿结构进行了 分析，并利用内部补偿实现了稳定性设计。结合市场需求，为了缩短芯片测试周 期，提高产品利润，文中还采用管脚复用技术设计了芯片内建测试电路，完成了 可测性设计。 关键词：降压型d c d c斜坡补偿频率补偿稳定性可测性设计 a b s t r a c t 一 a b s t r a c t w i t ht h er a p i dd e v e l o p m e n to fe l e c t r o n i ct e c h n o l o g y i n21s tc e n t u r y , p o w e r m a n a g e m e n ti c s h a v e b e e nw i d e l yu s e di nt h ea r e ao fc o m m u n i c a t i o n n e t w o r k c o m p u t e ra n da u t o m o b i l ee l e c t r o n i c s s u p p o r t e db yt h er e s e a r c hi t e mo fi n s t i t u t eo f e l e c t r o n i cc a d “t h e o r e t i c a lr e s e a r c ha n dd e s i g no fk e yt e c h n i q u e sf o rm i x e ds i g n a l i c ”，t h i sp a p e ra n a l y z e st h ed e s i g na n dr e l a t e dt h e o r yo fb u c kd c - d cc o n v e r t e r i n d e t a i l a n dad u a l ，h i g he f f i c i e n c yb u c kd c - d cf o rp o r t a b l ea p p l i c a t i o n s x d 19 8 3i s d e s i g n e d t h ec i r c u i td e s i g n ，s i m u l a t i o na n dl a y o u ti m p l e m e n t a t i o no ft h ec h i p h a v e b e e nc o m p l e t e du s i n gc a d e n c ea n dh s p i c e t h ec h i ph a sb e e nt a p e do u ta b r o a do na 0 5 i - t mc m o sp r o c e s sa n dn o w i t su n d e rt e s t x d 19 8 3p r o v i d e sd u a lo u t p u t sa n df r e q u e n c y s y n c h r o n i z a t i o n b ya d o p t i n gt h e t e c h n 0 i o g i e so fs y n c h r o n o u sr e c t i f i c a t i o n ，d o u b l eo p e r a t i o n m o d ea n dl o wd m p o u t o p e r a l t i o n ，t h ee f f i c i e n c yo ft h ec h i pi su pt o 9 6 t h ed e s i g np r o c e s sa n ds t a b i l i t y a n a l y s i sa r ep r e s e n t e d i no r d e rt oa v o i dt h ec u r r e n tl o o pi n s t a b i l i t y , an e w p i e c e w l s e l i n e a rs l o p ec o m p e n s a t i o nc i r c u i ti sd e s i g n e d an o v e lm u l t i p l e x d i f f e r e n t i a lc o m p a r a t o r i su s e dt oc a n c e lt h es l o p ec o m p e n s a t i o ne f f e c to nc u r r e n tl i m i t u s i n gs y s t e mz e r o e s a n dp o l e sa p p r o a c h a n a l y s i so fv o l t a g el o o pf r e q u e n c yc o m p e n s a t m n i sa l s op r e s e n t e d s t a b i l i t yi sr e a l i z e dt h r o u g hi n t e r n a lc o m p e n s a t i o n f i n a l l y , t h ec i r c u i t s f o rt e s t a b i l i t y a l ed e s i g n e dt os h o r t e nt h et e s tt i m ea n dg e tm o r ep r o f i t k e y w o r d ：b u c k d c d c s l o p ec o m p e n s a t i o n f r e q u e n c yc o m p e n s a t i o n s t a b i l i t y t e s t a b i l i t y 绪论 绪论 微电子技术和集成电路是二十世纪的产物，是人类智慧的结晶和文明进步的 体现。作为信息社会的产物，集成电路近年来得到了迅速发展，它广泛的应用于 家庭生活、国民经济乃至国防建设的各个方面，它彻底改变了人类社会生产和尘 活方式，甚至影响着世乔经济和政治格局。其产业规模和科学技术已经成为衡量 一个国家综合实力的标志之一，谁掌握了它，谁就掌握了未来。这在科学技术史 上是空前的。 作为集成电路产业的一个重要组成部分，电源管理技术在现代科技的飞速发 展过程中不断与现代控制理论、材料科学、电机工程、微电子技术等许多新理论 新技术密切结合，正逐步发展成为- - f 7 多学科互相渗透的综合性技术学科。随着 电力电子技术的迅猛发展，电源管理类芯片已经广泛应用于计算机、邮电通信、 电力系统和航空航天等领域。进入2 1 世纪以后，伴随着近几年通信与网络、计算 机、消费电子以及汽车电子等诸多产品领域的迅速发展，便携式系统得到了广泛 应用，这些将电源技术又推向了一个新的高峰。电源，如今已成为非常重要的基 础科技和产业，从同常生活到尖端科技，都离不丌电源技术的参与和支持，电源 技术的发展正是在这种环境中一步一步成熟起来的。目前，国外有许多大型公司 致力于电源管理类芯片的设计与研发，如l i n e a r 、m a x i m 、i n t e r s i l 、t e x a si n s t r u m e n t s 、 n a t i o n a ls e m i c o n d u c t o r 等；而我国则相对落后，设计水平有限。 本论文根据丌关电源的应用特点和当今市场需求，对降压型d c d c 变换器的 设计进行了详细的理论分析，并在此基础上设计了一款适用于便携式系统，效率 可达9 6 ，可以外同步的双路b u c k 型d c d c 变换器。该变换器采用同步整流技 术，并通过外部引脚选择工作模式，最大带载6 0 0 m a ，非常适合对p d a 、数码相 机等便携式设备供电。 论文共分为六章，第一章简要介绍了丌关电源的概念、结构及发展趋势：第 二章对b u c k 型d c d c 的工作原理和设计考虑进行介绍；根据市场定位第三章对 x d l 9 8 3 进行了系统级设计：第四章从系统环路的角度对x d l 9 8 3 进行稳定性分析： 第血章对几个关键模块的具体电路设计进行了详细分析；第六章则给出了系统后 仿真的结果：最后是结束语。 2 b u c k 型d c d c 变换器的设计及稳定性分析 第一章开关电源概述 1 1 开关电源简介 近年来，随着电子技术、通信和计算机产品技术的不断进步，电源技术也得 到了飞速发展。目前电源技术已逐步发展成为- - i 1 多学科互相渗透的综合性技术 学科，它为现代通讯、电子仪器、计算机、工业自动化、电力工程、国防及某些 高新技术提供高质量、高效率、高可靠性的电源。电源的形式多种多样，现代电 源发展的两个主要方面是丌关电源和线性电源。开关电源以功耗小、效率高、体 积小、重量轻的优势几乎席卷了整个电子界。 现代开关电源分为直流丌关电源和交流丌关电源两类，前者输出质量较高的 直流电，后者输出质量较高的交流电。丌关电源的核心是电力电子变换器。电力 电子变换器是应用电力电子器件将一种电能转变为另一种或多种形式电能的装 置，按转换电能的种类，可分为四种类型：直流一直流( d c d c ) 变换器，它是 将一种直流电能转换成另一种或多种直流电能的变换器，是直流开关电源的主要 部件：逆变器，是将直流电转化为交流电的电能变换器，是交流开关电源和不 问断电源u p s 的主要部件；整流器，是将交流电转换为直流电的电能变换器； 交交变频器，是将一种频率的交流电直接转换为另一种恒定频率或可变频率的 交流电，或是将变频交流电直接转换为恒频交流电的电能变换器。这四类变换器 可以是单向变换的，也可以是双向变换的1 2 l 。随着便携式设备的广泛应用，作为丌 关电源的主要研究对象之一的d c d c 变换器近年来逐渐成为研究的热点话题。 1 2d c d c 变换器回路元件及分类 一、d c d c 变换器主回路使用的元件及特性 l 、丌关 无论哪一种d c d c 变换器，主回路使用的元件只是电子丌关、电感和电容。 电子丌关只有快速导通、快速关断这两种状念，并且快速的进行转换。只有快速， 状态转换引起的损耗才小。目前使用的电子丌关多是双极型晶体管、功率场效应 管，逐步普及的有绝缘栅双极晶体管( i g b t ) 管，还有各种特性较好的大功率丌关 元件。当然，电子丌关既可以在芯片外部，也可以集成在芯片内部，视需要而定。 2 、电感 第一章开关电源概述 3 电感是开关电源中常用的元件，由于它的电流、电压相位不同，因此理论损 耗为零。电感作为储能元件，也常与电容共用在输入滤波器和输出滤波器上，用 于平滑电流，也称它为扼流圈。其特点是流过其上的电流有“很大的惯性”。换句 话说，由于“磁通连续性”，电感上的电流必须是连续的，否则将会产生很大的电 压尖峰波。电感值的不同对纹波电流有显著影响。 3 、电容 电容是丌关电源中常用的元件，它与电感一样，也是储存电能和传递电能的 元件。应用上，主要是吸收纹波，具有平滑电压波形的作用。实际的电容并不是 理想元件。电容器由于有介质、接点与引出线，形成一个等效串联电阻( e s r ) 。这 种等效串联电阻对丌关电源中小信号反馈控制，以及输出纹波的抑制都有着不可 忽略的影响。另外电容等效电路上有一个串联的电感，有时在分析电容器的滤波 效果时也是要考虑的。电容器的选择，除了考虑有效值以外还要考虑纹波电压、 耐压以及温度特性的要求。 二、d c d c 变换器的手段及分类1 2 1 在进行降压时，把直流电压变换为另一数值的直流电压最简单的办法是串联 一个电阻，这样不涉及变频的问题，显得很简单，但是效率太低。用一个半导体 功率器件作为丌关，使带有滤波器( l 和或c ) 的负载线路与直流电压一会儿接 通，一会儿断丌，在负载上也得到另一个直流电压，这就是d c d c 的基本手段， 类似于“斩波”( c h o p ) 作用。 d c d c 从控制手段上来说，可以分为p w m 式、谐振式和它们的结合式。每 一种方式中从输入与输出之问是否有变压器隔离，又可以分为有隔离、无隔离两 类。每一类中又有六种拓扑结构：b u c k 、b o o s t 、b u c k b o o s t 、c u k 、s e p i c 和z e a t 。 由此可见，d c d c 的基本电路就不胜其数了。以上是从电路拓扑结构来分类，还 有从其他角度、特征来分类的。例如，若按激励形式不同，可分为自激式和他激 式两种。借助于变换器本身的正反馈信号实现丌关管自持周期性丌关的变换器叫 做自激式变换器：他激式变换器中丌关器件控制信号由专门的控制电路产生。自 激式包括单管式变换器和推挽式变换器两种。他激式包括调频、调宽、调幅、谐 振等几种。目前应用较广的是脉冲调制型( p w m ) ，它包括币激式、反激式、半桥 式和全桥式。谐振式中有串联谐振、并联谐振、串并联谐振等线路：按谐振式的 开关什么时候接通来分，又可分为零电流丌关和零电压丌关等。 1 3 开关电源技术发展方向 进入2 l 世纪，为了满足不断发展的电子产品的需要，并且随着半导体工艺水 4 b u c k 型d c d c 变换器的设计及稳定性分析 平的不断提高，开关电源技术将有更大的发展i l l i 引。 l 、高性能碳化硅功率半导体器件 可以预见，碳化硅将是2 l 世纪最可能成功应用的新型功率半导体器件材料， 碳化硅的优点是：禁带宽，工作温度高，通念电阻小，导热性能好，漏电流极小， p n 结耐压高等等。 2 、高频磁技术 ( 1 ) 随着丌关电源的高频化，在低频下可以忽略的某些寄生参数，在高频下将对某 些电路性能( 如丌关尖峰能量、噪声水平等) 产生重要影响。尤其是磁元件的涡 流、漏电感、绕组交流电阻和分布电容等，在低频和高频下的表现有很大不同。 ( 2 ) 对高频磁性材料有如下要求：损耗小，散热性能好，磁性能优越。适用于兆赫 级频率的磁性材料为人们所关注。 3 、高频丌关电源的电磁兼容研究 高频开关电源的电磁兼容问题有特殊性。丌关电源内部的控制电路必须能承 受主电路及工业应用现场电磁噪声的干扰。出于其特殊性，专门针对丌关电源的 电磁兼容研究工作目前还处于起始阶段。在电磁兼容领域，存在着许多交叉学科 的前沿课题有待人们研究。如：传导干扰与辐射干扰建模：丌关电源电磁兼容性 ( e m c ) 优化设计；大功率丌关电源e m c 测量方法等。 4 、低电压、大电流的开关电源丌发 数据处理系统的速度和效率同益提高，新一代微处理器的逻辑电压低达 1 1 1 8 v ，而电流达5 0 1 0 0 a 。这类设备对d c d c 变换器模块提出的要求是：输 出电压很低以提供微处理器的低逻辑电压；输出电流大以驱动其他设备；电流变 化率高；响应快等等。 5 、高效率、低功耗、小体积的丌关电源丌发 近年来，笔记本电脑、手机、数码相机、m p 3 、m p 4 、p d a 等便携式设备快 速发展，已经逐渐成为人们生活中所必须的一部分。电源是这类设备最容易出问 题的部分。新型便携式消费电子设备的功能越来越多，但同时用户又希望它的工 作时间越来越长，如何提高d c d c 芯片的效率，降低系统功耗，延长电池寿命是 目前最热门的课题之一。同时，这类设备的尺寸体积不断减小，发展小型化轻型 电源也是尤为重要。 6 、开关电源的仿真、测试技术 随着丌关电源设计的不断复杂化，对其进行精确仿真变得越来越困难。为仿 真丌关电源，首先要进行仿真建模。仿真模型中应包括电力电子器件、变换器电 路，磁元件和磁场分布模型，电路分布参数模型，还要考虑丌关管的热模型、可 靠性模型和e m c 模型。各种模型差别很大，因此建模并不容易。此外，开关电源 的热测试、可靠性测试等技术的开发研究也是应大力发展的。 第二章b u c k 型d c d c 变换器的设计 5 第二章b u c k 型d c d c 变换器的设计 如前所述，我们可以从不同的角度对变换器进行分类。最基本的结构有b u c k 、 b o o s t 、b u c k b o o s t 三种。结构相对简单，目前应用最广的d c d c 就是降压型( b u c k ) d c d c 变换器。本章对b u c k 型d c d c 变换器的工作原理、系统设计考虑以及性 能指标进行了详细的分析和描述。 2 1b u c k 型d c d c 变换器的工作原理 b u c k 型d c d c 又称降压型变换器、串连丌关稳压电源。因其输出电压小于 输入电压且极性相同并未与输入电压隔离而得名。图2 1 所示为b u c k 型d c d c 变换器的典型拓扑结构，它由开关 管q l 、续流二极管d l 、驱动电路、 储能电感l 、输出滤波电容c 和输 v 出负载电阻r 组成。图中，r l 为电 感l 的等效直流电阻，r c 为输出电 容c 的等效串联电阻( e s r ) 。 灌 虬r l - l l di霸 图2 1b u c k 型d c d c 拓扑结构 r 根据正常工作时电感中电流是 否连续，即从周期丌始时电感电流是否从零丌始，我们可将其工作模式分为连续 导通模式( c c m ，c o n t i n u o u sc o n d u c t i o nm o d e ) 和不连续导通模式( d c m ， d i s c o m i n u o u sc o n d u c t i o nm o d e ) ，下面我们对b u c k 型d c d c 变换器的这两种工 作模式的工作过程和稳念特性分别进行详细分析和说明【1 1 【2 】1 9 1 。为分析稳态特性， 简化推导公式的过程，特作如下几点假设： ( 1 ) 丌关管q l 和续流二极管d l 可以快速的“导通”和“截止”，而且截止时漏电 流为零。 ( 2 ) 输出电压中的纹波电压与输出电压的比值小到允许忽略。 ( 3 ) 不考虑线路阻抗。 一、连续导通工作模式 首先我们分析c c m 模式下b u c k 型d c d c 的工作过程。 如图2 2 所示，它可以分为两个工作阶段：q l 导通，d l 截止为丌关管的导通 阶段，即充电阶段：q l 截止，d l 导通为开关管的关断阶段，即续流阶段。当驱 动电路使丌关管q l 导通时，有电流f ，= f ，流过电感线圈l ，电流线性增加，存储 6 b u c k 型d c d c 变换器的设计及稳定性分析 的磁场能量也逐渐增加。在负载r 上流过电流i o 。输出电压v o u t 。电容在充电 状态。这时二极管承受反向压降而截止：当驱动电路使丌关管q l 截止时，流过电 感l 的电流减小。由于电感线圈的作用，电感两端的电压极性发生改变以维持其 电流f ，不变。这时二极管d 1 承受j 下向偏压，为电流f ，构成通路，故通常我们称 d l 为续流二极管。l 中存储的磁场能量便通过续流二极管d l 传递给负载r 和输 出电容c 。当电感电流小于负载电流时，c 便向负载放电。此过程不断重复以维持 输出电压稳定。工作中，由于开关管q 1 在每个周期的部分时间导通，所以输入电 流是脉动的，并不连续，但输出电流由于是电感和电容共同供电，所以输出电流 连续平稳。图2 3 表示了c c m 模式下各个电流的波形。 r v 厂一v 毗v v - l 1 上f r 剥 弋 ； r 幽2 2 ( a ) 充电阶段等效电路( b ) 续流阶段等效电路 假设开关管q 1 的导通时间为瓦爪= d 瓦，其中，d 为导通时间与丌关周期的 比值，即平时所说的占空比。截止时1 h j 为瓦”，= 瓦一t o n = ( 1 一d m 。我们先来分 析导通阶段，设q 1 的导通电阻为r 脒，则q 1 号通时两端电压为：杉群= 1 i r ，蚺。 电感两端的电压为： y | = y l n y | 塔- i t r t 一v t t | 1 j ( 2 - 1 1 l 对于电感而言， 巧：堕j ，：丘丁 “dtl 则在导通阶段，电感电流的变化量为： “) ：坠当丢垃 电感电流的匕升斜率为： 掰- 2 上 ( 2 - 4 ) 在续流阶段，由于电感电流不能突变，电感两 7 n 嚣7 端的电压极性与导通阶段相反，d i 便会正向导通 2 3 b u c k 型d c d c 变换器 进行续流，设d 1 导通时两端电压为，则电感两 c c m 模式土要电流波形 端的电压为：= + 圪+ i l 墨。电感电流是 逐渐减小的。则在续流阶段电感电流的变化量为： 第二章b u c k 窄d c d c 变换器的设计 7 ( _ ) = k 半盟 电感电流的下降斜率为： m ：= ( 2 - 5 ) ( 2 - 6 ) a ，“) 和a ( ) 分别表示了不同阶段电感电流的变化量，即电感电流的纹波。在 稳定系统中，两者应该是相等的，否则电感电流就会出现振荡。 由( + 户a i 。( _ ) 可得： = ( 一) 。嚣一圪焘一 = ( 矿0 一y 纛) d 一( 1 一d ) 一i i r 。 ( 2 7 ) 假设v d s 、v d 和r l 足够小可以忽略，则式( 2 - 7 ) 又可以简化为 圪川，= d ( 2 8 ) 由此可见，输出电压随着占空比d 而变化；由于0 d l ，所以输出电压不会大 于输入电压，因此该类d c d c 称为降压型变换器。 由伏秒平衡( v o l t s e c o n db a l a n c e ) 原理可以得到相同的结论【7 1 。由法拉第定 律可得，当电路处于稳定工作状态时，在一个周期内电感上的平均电压为0 。这就 意味着施加的伏秒( v o l t s e c o n d ) 等于释放的伏秒( v o l t s e c o n d ) 。对于无损转换 器来说，输入的能量必须等于输出的能量。所以对于c c m 模式下的b u c k 型d c d c 而言， ( 一圪，o 正从= k ，瓦肿( 2 9 ) 经整理同样可以得到式( 2 8 ) 。 上面的分析是在以下两个假设的前提下进行的：1 ) 输出电容足够大，因此电 容上的电压变化可以忽略，即电容上的电压是恒定的。2 ) 电容的e s r 引起的输出 电压的变化可以忽略。这样的假设是合理的，因为在设计中，交流纹波电压远远 小于输出电压的直流分量。我们可以对输出电压纹波进行推导，设输出电压纹波 为a v , 刖，每个周期电容的充电电倚为q ，则 q 了11 2 a i ，一；蛳( 扣+ 知) = 扛瓦 p 柳 脯出电压纹龇v o l r l - 垒c = 警= 唑铅赶 ( 2 1 1 ) 由图2 2 和2 3 可知，在整个丌关周期中流过电感的电流均流入输出电容和负 载电阻，由于输出电容的平均电流为零，所以电感的平均电流等于输出平均电流： ，“朋订= l ， ( 2 - 1 2 ) 8 b u c k 型d c d c 变换器的设计及稳定性分析 二、临界工作模式 由于输出负载电流等于电感电流的平 均值，所以随着负载电流的不断减小，图 2 3 中所示电感电流的波形会逐渐下移。同 时由于电感电流的纹波与负载电流无关， 所以电感电流的形状基本保持不变。当负 图2 4 连续导通与不连续导通的临界情况 载电流减小到一定程度时，电感电流下降到零以后下一个周期马上丌始，如图2 4 所示。这就是c c m 与d c m 的临界工作模式。 对于b u c k 型d c d c 变换器，由于系统的输入电压范围、输出电压和全负载 电流一般都是用户来确定的，那么什么时候进入连续导通就由电感来决定了。设 临界负载电流为，则由图2 4 可知： l ( 憎= 0 5 a | q 1 3 、 不考虑v o s 、v d 和r l ，结合式( 2 3 ) 和( 2 8 ) 可得： ：毕t w ：毕d 瓦( 2 - 1 4 ) ：竖掣警崆( 2 - 1 5 ) 三、不连续导通工作模式 当负载电流从临界情况继续减小时，就会进入不连续导通工作模式。电感电 流下降到零，新的周期却尚未丌始：在新周期，电感电流从零丌始线性增加。d c m 模式可以分为三个工作阶段：q 1 导通，d 1 截止为充电阶段；q 1 截止，d l 导通为 续流阶段；q l 、d 1 都截止为放电阶段。充电阶段和续流阶段同c c m 模式相同， 当电感中的电流减小到零时，电感中没有能量的存储，开关管此时还未打丌，这 时完全靠电容c 对负载放电维持输出，这就是放电阶段。经过一段时间后，控制 脉冲信号又重新使开关导通，上述过程重复发生。d c m 模式下各个电流的波形如 图2 5 所示。 假设充电阶段的时间为正= d 。瓦，续流阶段的时间为瓦= d ：瓦，则放电阶段 的时问为瓦= ( i d 一d ：m 。不考虑v d s 、v d 和r l ，在充电阶段，电感电流每个 周期都是从零丌始增加，电感电流的变化量即峰值电流为： u 。( + ) ：毕瓦：，脒( 2 - 1 6 ) 在续流阶段，电感电流的变化量为：a 。( - ) = 上等x 瓦 ( 2 1 7 ) 同c c m 模式下的分析一样，由u “户( 一) 可得： f 第一二章b u c k 璎d c d c 变换器的设计 9 矿o i t = 丧= 去 在d c m 模式中，式( 2 1 2 ) 仍然成立：i l ( 一 ”) = 1 0 即： 瓦 r 将式( 2 1 6 ) 代入上式可得： 小竽= ) 华( 2 2 。) 由式( 2 1 8 ) 和式( 2 2 0 ) 消去d 2 可得： l + 2 ( 2 2 1 ) 从式( 2 8 ) 和式( 2 2 1 ) 可以看出，连续导 通工作模式与不连续导通工作模式的传输特性 有很大的区别。在连续导通工作模式下，输出电 压仅与输入电压和占空比有关；而在不连续导通 工作模式下，输出电压不仅受输入电压和占空比 影响，还与电感值、开关频率及输出负载有关。 ( 2 - 1 9 ) 瓦+ - 圣 卜瓦一 图2 5b u c k 硝d c d c 转换器 d c m 模式主要电流波形 2 2b u c k 型d c d c 变换器系统设计 一、b u c k 型d c d c 变换器工作模式的选取 近年来随着便携式设备和微电子技术的迅猛发展，各种各样的丌关电源、微 处理器应运而生。它们的工作环境及性能要求各不相同，相应的各种控制技术也 得到了快速发展。从丌关型d c d c 变换器的基本原理我们知道，其输出电压是受 丌关管控制信号占空比d 的限制。常见的d c d c 控制占空比技术 2 1 - 【7 】有脉冲频率 调制( p f m ) 、脉冲宽度调制( p w m ) 、突发( b u r s t ) 模式等。 l 、p f m 控制模式 p f m 模式为脉冲频率控制。p f m 的丌关导通时问或关断时问是固定的，其 周期频率随着输入信号的不同而不同，通过改变其周期可提供稳定的输出电压。 该模式电路结构比较简单，与p w m 模式相比，在轻负载条件下，p f m 模式具有 更高的效率。然而p f m 工作模式下，电感的选择是很复杂的，峰峰值纹波电压非 常大，噪声依赖于负载电流。为了克服这种缺点，出现了一种限流控制的p f m ， 通过限制电感的最大电流，使得电感的选择变得容易，同时也限制了纹波电流和 l o b u c k 璎i x ：d c 变换器的设计及稳定性分析 电压的峰峰值。但是没有改变噪声对负载的依赖特性。总之，采用p f m 模式控制 的系统工作频率不固定，芯片应用时给滤波造成困难，而且输出噪声、纹波的频 谱在不同负载时有较大的变化范围。 2 、p w m 控制模式 p w m 模式为脉宽调制控制，是目前应用在丌关电源中最为广泛的一种控制方 式，它的特点是噪声低、满负载时效率高且能工作在连续导通模式。p w m 控制 d c d c 变换器的基本工作原理就是在输入电压、内部参数、外接负载变化的情况 下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值形成闭环反馈，调节主电路丌关 器件的导通脉冲宽度，使丌关电源的输出电压或电流等具有良好的稳定性。这种 控制技术能够在较宽的负载范围内保持较高的转换效率。此外由于开关频率是固 定的，因而使得噪声频谱的带宽很窄。这样只需简单的低通滤波器就能大大降低 输出电压的纹波，因此p w m 控制结构已被广泛应用于音频设备等对噪声影响较为 敏感的电路系统中。 3 、b u r s t 控制模式 b u r s t 模式是一种特殊的p w m 模式控制。在轻负载时，有连续工作模式和休 眠工作模式两种，连续工作模式即为p w m 控制，每次可连续运行几个周期；随着 负载的加重，芯片连续运行的周期增加直至完全连续运行，此时与p w m 模式完全 相同。芯片在连续运行时开关频率是固定的，在每次连续工作之间，芯片进入休 眠模式。在这种休眠模式下，功率m o s f e t 和大部分电路均被关断，负载电流仅 由输出电容提供。随着输出电压的下降，芯片被再次“唤醒”，从而使功率丌关按 周期导通。工作一段时间后，输出电压升高，电路又进入休眠状态，如此反复。 轻负载情况下，电路在绝大部分时间罩几乎处于待机状念，仅有静态损耗，所以 效率很高，因为丌关频率是固定的，其输出电压纹波与p f m 模式相比大大减小， 但因为休眠模式的存在，而不是实时进行调节，其纹波比p w m 模式要大。随着负 载加重，芯片连续运行以后，与p w m 模式相同。 芯片采用何种控制模式要由具体芯片的应用柬确定。比如，某些芯片多数情 况下工作于备用模式，长期轻载运行，则应考虑p f m 或b u r s t 模式。从系统效率 的角度来看，要在全负载范围内都能获得较高的效率，无疑b u r s t 模式是最佳选择。 本文设计的x d l 9 8 3 就是采用p w m b u r s t 可选工作模式，用户可以根据自己不同 的应用场合选择合适的工作模式。 二、b u c k 型d c d c 的p w m 控制模式的选取 p w m 控制方式的- 丌关频率一般恒定，控制取样信号有：输出电压、输入电压、 输出电流、输出电感电压、开关器件电流。由这些信号可以构成单环、双环或多环 反馈系统，实现稳压、稳流或恒定功率的目的，同时可以实现一些附带的过流、过 压保护等功能。对于固定频率调宽的p w m 闭坏反馈控制系统，目前主要有几种反 第二章b u c k 删d c d c 变换器的设计 l l 馈控制模式，1 1 3 】。下面我们将对这几种p w m 反馈控制模式的基本工作原理进 行分析。 l 、电压模式控带t j ( v o l t a g em o d ec o n t r 0 1 ) 电压型p w m 控制是六十年代后期丌关 稳压电源刚刚丌始发展时采用的第一种控 制方法。该方法与一些必要的过流保护电路 相结合，至今仍然在工业界被广泛应用。 b u c k 型d c d c 的电压模式控制p w m 反馈 系统原理图如图2 6 所示。该闭环系统中只 有一个电压反馈闭环，采用脉冲宽度调制 法，即将电压误差放大器采样放大的缓变直 幽2 6 电压模式控制原理图 流信号与恒定频率三角波相比较，得到当时的脉冲宽度。在电压模p w m 控制过程 中，电源电路中的电感电流未参与控制，是独立变量。 电压型p w m 控制的优点为：单环反馈控制，系统结构相对简单，控制机理简 单直接，利于进行模型分析和仿真；锯齿波振幅较大，对稳定的调制过程可提供 较好的噪声裕量：低阻抗功率输出，对于多路输出电源，具有较好的交互调节效 应：占空比调节可以不受限制。 电压型p w m 控制的缺点为：任何输入电压或者输出负载的变化必须首先转化 成输出电压的变化，然后再经反馈环采样反馈控制调节，这意味着动态响应速度 较慢：补偿网络设计本来就较为复杂，闭环增益随输入电压而变化使其更为复杂： 输出l c 滤波器给控制环引入了双极点，在补偿设计误差放大器时，需要将主极点 降低，或者增加一个零点进行补偿。 2 、电流模式控带l j ( c u r r e n tm o d ec o n t r 0 1 ) 电流模式控制1 1 4 i 是在电压模式控制的基础上转变而来的。它将输出电感电流 信号引入了反馈环路。一般我们把电流模式控制分为两种：峰值电流模式控制和 平均电流模式控制。 1 ) 峰值电流模式控制 峰值电流模式控制是目前应用最 广泛地控制模式。b u c k 型d c d c 的 峰值电流模式控制p w m 反馈系统原 理图如图2 7 所示。误差放大器放大得 到的误差电压信号送至p w m 比较器 后，并不是像电压模式那样与振荡电 路产生的固定三角波状电压斜坡比 较，而是与一个变化的、其峰值代表 幽2 7 峰值电流模式控制原理图 1 2 b u c k 删d c d c 变换器的设计及稳定性分析 输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号比较，然后得到p w m 脉冲关断阈值。因此，峰值电流模式控制不是用电压误差信号直接控制p w m 脉冲 宽度，而是通过控制峰值输出端的电感电流大小，然后问接地控制p w m 脉冲宽度。 电流模式控制是一种固定时钟开启、峰值电流关断的控制方法。因为峰值电 感电流容易传感，而且在逻辑上与平均电感电流大小变化相一致。但是，峰值电 感电流不能与平均电感电流一一对应，因为在占空比不同的情况下，相同的峰值 电感电流可以对应不同的平均电感电流。而平均电感电流大小才是唯一决定输出 电压大小的因素。在数学上可以证明( 详见第四章) ，将电感电流下降斜坡斜率的 至少一半以上斜率加在实际检测电流的上升斜坡上，可以去除不同占空比对平均 电感电流大小的扰动作用，使得所控制的峰值电感电流最后收敛于平均电感电流。 因而合成波形信号要由斜坡补偿信号与实际电感电流信号两部分构成。当外加补 偿斜坡信号的斜率增加到一定程度，峰值电流模式控制就会转化为电压模式控制。 当输出电流减小，峰值电流模式控制就从原理上趋向于变为电压模式控制。峰值 电流模式控制p w m 是双闭环控制系统，电压外环和电流内环。电流内环是瞬时快 速按照逐个脉冲工作的。电流内环只负责输出电感的动态变化，电压外环仅需控 制输出电容，不必控制l c 储能电路。因此，峰值电流模式控制p w m 具有比电压 模式控制大得多的带宽。 峰值电流模p w m 控制的优点为：暂念闭环响应较快，对输入电压的变化和输 出负载的变化的瞬态响应均快；因为电感处于内部控制坏路中，其电感电流不再 是一个单独的变量，消除了整个滤波电感所带来的极点和系统的二极特性，使整 体系统成为一个由输出电容和负载电阻构成的单极点系统。这样控制环路易于设 计；瞬时峰值电流限流功能，内在固有的逐个脉冲限流功能有效的保护了主丌关。 峰值电流模p w m 控制的缺点为：存在峰值电流与平均电流的误差，占空比大 于5 0 的丌坏不稳定性，容易发生次谐波振荡，因而需要斜坡补偿；对噪声敏感， 抗噪声性差；因为电感处于连续储能电流状态，与控制电压编程决定的电流电平 相比较，丌关器件的电流信号的上斜坡通常较小电流信号上的较小的噪声就很 容易使得丌关器件改变关断时刻， 使系统进入亚谐波振荡。 2 ) 平均电流模式控制 平均电流模式控制概念产生于 7 0 年代后期，图2 8 所示为b u c k 型d c d c 的平均电流模式控制反 馈系统原理图。与以上两种控制方 式的环路不同，该系统有两个误差 放大器。电流误差放大器的输入一 幽2 8 平均电流模式控制原理i ! | 第二章b u c k 窄d c i x ：变换器的设计 + 1 3 端为输出电感电流信号，一端为电压误差放大器的输出，输出为平均电流跟踪误 差信号，再与锯齿波经p w m 比较器比较得到p w m 关断时刻。可见，这无形中增 加了一定的斜坡补偿。 平均电流模式控制的优点为：平均电感电流能够高度精确的跟踪电流编程信 号，不需要斜坡补偿；抗噪声性能优越。平均电流模式控制的缺点为：电流放大 器在丌关频率处的增益有最大限制；双闭环放大器的带宽、增益等配合参数设计 相当复杂，调试困难。 由上面的分析比较我们可以看到，各种p w m 反馈控制方案具有各自不同的优 缺点，在设计丌关电源时要根据具体情况选择合适的p w m 控制模式；各种控制模 式的选择一定要结合具体的输入输出电压要求、主电路拓扑结构及器件选择、输 出电压的高频噪声大小等因素。 2 3b u c k 型d c d c 变换器的主要性能指标 对于开关型d c d c 的设计来说，除了要实现预定的功能之外，要实际应用到 电子设备中，必须满足一定的条件，也就是我们通常所说的性能要求。稳压器的 技术指标一般可分为两种：一种是特性指标包括允许的输入电压范围、输出电压 范围、输出电流即带载能力等，另一种是质量指标即性能参数用来衡量输出电压 的稳定程度，包括输出电压负载调整率、输出电压线性调整率、基准电压调整率、 静念电流以及效率等。一般用这些指标来评价稳压器的性能。 对于b u c k 型d c d c 变换器来说，主要的性能指标如下： 1 ) 输出电压负载调整率 输出电压负载调整率s l 指输出电流即流经负载的电流发生变化时输出电压变 化的百分率，它表征了负载变化时输出电压的稳定性，此值越小越好( 不同芯片定 义可能略有不同) 。一般我们可以表示为： s 。= 兰堑竖一1 0 0 ( 2 2 2 ) l v t a l l 慵| ， 、j 2 ) 输出电压线性调整率 这也是表征输出电压稳定性的技术指标。负载一定时，稳压电路输入电压变 化，输出电压办会稍有不同。输出电压线性调整率s v 表明了电网电压波动对输出 电压的影响，其值越小越好。只要提高直流丌环增益就可减小电压调整率。 s v2 箍“o o ( 2 2 3 ) 3 ) 基准电压调整率 1 4 b u c k 型d c d c 变换器的设计及稳定性分析 基准电压调整率是表征基准电压稳定性的技术指标。定义为负载一定时，稳 压电路由输入电压变化引起的基准电压相对变化量与其输入电压变化量之比，即： 一。= 手等1 0 0 ( 2 2 4 ) 。7 s r 表明了电网电压波动对基准电压的影响，其值越小越好。 4 ) 静态电流 静念电流即地管脚电流，是指稳压器空载时的对地管脚电流。此值越小越好， 表明稳压器的静态功耗非常低。 5 ) 效率 除了以上的几个性能指标以外，d c d c 变换器还有一个用户最关心的指标， 那就是效率。因为对于便携式系统的电池供电来说，d c d c 的效率直接影响到系 统的运行时间。开关型变换器的效率等于输出功率与输入功率之比： d 玎= 。1 0 0 ( 2 2 5 ) 逐个分析各个部分的损耗有助于我们了解哪些因素限制了效率、做哪些修改 才能最大程度地改善效率。因此效率又可以表示为： r = 1 0 0 - - ( l i + l 2 + l 3 + )( 2 2 6 ) 其中，l l 、l 2 、l 3 表示各个部分相对于输入功率的损耗的百分比。d c d c 变换器能量损耗包括芯片本身的静念电流消耗的能量，开关管导通时消耗的能量， 丌关管驱动电路动态电流消耗的能量，续流二极管消耗的能量，电感线圈由于寄 生电阻和磁漏消耗的能量。这些因素将严重影响d c d c 变换器的效率。 从系统级的角度来讲，目l i 提高效率的研究方向主要是以下几个方面： l 、低维持电压( l o wh o l d o nv o l t a g e ) d c d c 变换器一旦启动以后，能够维持芯片正常工作的最低电源电压称为维 持电压。维持电压越低，电池能量利用得就越充分。有些稳压器采用电源切换的 方法已经使维持电压降到比启动电压低许多。例如凌特公司的l t c 3 4 0 1 可以实现 o 8 5 v 启动，但其维持电压仅为0 5 v 。 2 、低漏失电压( l o wd r o p o u tv o l t a g e ) 漏失电压是指为了保证输出基本稳定，输入电压必须高过输出电压的最小值。 一般定义为在一定的负载条件下，输出电压达到额定值的9 8 时，输入电压与输 出电压的差值。传统的开关型变换器，漏失电压为l v 以上，而现在出现的低漏失 d c d c 变换器，其漏失电压仅有几十毫伏，这样可以更大的提高其能量的利用率。 3 、低静态电流( l o wq u i e s c e n tc u r r e n t ) 稳压器工作时本身需要耗用一部分电流，这部分电流不经过负载而直接流向 第_ 二章b u c k 弛d c d c 变换器的设计 1 5 地，称为静态