（电力电子与电力传动专业论文）三相高功率因数可逆整流器的研究.pdf

a b s t r a c t t h et h r e e p h a s e h i 曲p o w e rf a c t o rv o l t a g e s o u r c ep w mr e v e r s i b l er e c t i f i e ri s b e c o m i n g i n t e r e s t e di n p o w e r e l e c t r o n i c sf i e l db e c a u s ei th a s m a n y e x c e l l e n t c h a r a c t e r i s t i c ss u c ha su n d i s t o r t e ds i n u s o i d a lc u r r e n tw a v e f o r m ，u n i t yp o w e rf a c t o r , a n d b i d i r e c t i o n a le n e r g yf l o w t h i sp a p e ra n a l y z e st h ep r i n c i p l eo ft h ev o l t a g ep w mr e v e r s i b l er e c t i f i e ri nd e t a i l ， e x p l o r e ss p a c ev o l t a g e v e c t o rm e t h o dt o i n v e s t i g a t e i t s i n v e r s i o n ，a n dd e s i g n s t h e p a r a m e t e r so f t h em a i nc i r c u i ta n dt h eh a r d w a r ec i r c u i t a n dm a k e st h ep r o g r a m sw i t l lt h e a s s e m b l el a n g u a g eo f d s p ( t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 ) k e y w o r d s ：u n i t yp o w e rf a c t o r , r e v e r s i b l er e c t i f i c a t i o n ，p u l s e - w i d t hm o d u l a t i o n ( p w m ) ， v o l t a g es p a c e - v e c t o rp u l s e - w i d t hm o d u l a t i o n ，d i g i t a ls i g n a lp r o c e s s o r ( d s p ) i i 郑重声明 本人的学位论文是在导师指导下独立撰写并完成的，学位论文没有剽窃、抄袭、 造假等违反学术道德、学术规范和侵权行为，本人愿意承担由此而产生的法律责任 和法律后果，特此郑重声明。 学位论文作者( 签名) ：高国 口牟年 f 月二一。日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，同意学校保留 并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本 人授权武汉大学可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可 以采用影印、缩印或扫描等复印手段保存和汇编本学位论文。 保密口，在年解密后适用于本授权书。 本学位论文属于 不保密酣 ( 请在以上相应方框内打“”) 作者签名：袁韧 导师签名：髓、昌啦 日期：必年相拥 日期：年月日 三相高功率因数可逆整流器的研究 第1 章绪论 1 1引言 近2 0 年来电力电子技术得到了飞速发展，已广泛应用到电力、冶金、化工、煤 炭、通讯、家电等领域。多数电力电子装置通过整流器与电力网接口。整流器通常 是一个由二极管或晶闸管组成的非线形电路，它们主要存在以下缺点：1 ) 网侧功率 因数低；2 ) 输入电流谐波含量高：3 ) 交流侧电网电压波形畸变等。因此，传统整流 器污染了电网，成为电力公害。我国国家技术监督局在1 9 9 4 年颁布了电能质量公 用电网谐波标准( g b t 1 4 5 4 9 。9 3 ) ，国际电工学会也于1 9 9 8 年对谐波标准i e c 5 5 5 2 进行了修改，欧洲制定了i e c l 0 0 0 3 2 标准。传统整流器己达不到这些新的规定要求。 抑制电力电子装置产生谐波的方法有两种：一种是被动式的，即装设谐波补偿 装置来补偿谐波；另一种方法是主动式的，即设计输入电流为正弦、谐波含量低、 功率因数高的高性能整流器。 对于作为主要谐波源的电力电子装置来说，除了采用补偿装置对其进行补偿之 外，还有一条更为积极的方法，就是开发新型变流器，使其不产生谐波或很少产生 谐波，并具有较高的位移因数。如果功率因数为1 ，则称这种变流器为单位功率因数 变流器( u n i t yp o w e rf a c t o rc o n v e r t e r ) ，也称为有源功率因数校正器a p f c ( a c t i v e p o w e rf a c t o rc o n v e r t e o 。有源功率因数校正的基本思想是用可控开关使整流器的输 入电流跟踪输入电压成为正弦波。且这种方法在中小功率范围内具有成本低、效率 高和性能好等优点，并且符合新的谐波管理规定，因此功率因数校正电路得到了很 大的发展，成为电力电子领域研究的热点。 三相p w m 整流器作为三相有源功率因数校正器，在几乎不增加任何硬件开销 的基础上，即可实现能量的双向传递，且电路性能稳定，其控制策略的实用性研究 是当前电力领域的一个研究热点。这也正是本课题研究的重点内容。 1 2p w m 可逆整流技术的发展形势 三相p w m 整流逆变技术是近几年内刚兴起的一个电力电子领域的研究热点。 7 0 年代初，国外就开始了该项技术的基础研究，8 0 年代后期随着全控器件的问世， 采用全控型器件实现p w m 高频整流的研究进入高潮。国内目前的研究特点是集中 于控制方法的实验研究，分析各参数与系统性能之间的关系，并找到改善电流跟踪 性能，提高输入功率因数的方法，仿真和实验是主要手段，对于系统建模研究较少。 三相高功率因数可逆整流嚣的研究2 1 3 本课题研究的目的和意义 本课题研究三相高功率因数可逆整流器，主要目的是为了提高中大功率电能变 换的功率因数和实现功率的双向流动。同时该装置可用于蓄电池的充放电，改变传 统相控方式下，功率因数低，谐波大以及放电时造成能源极大浪费的缺点，有实际 的应用价值。 传统的中大功率电能变换装置为了减小对电网的污染，常采用多脉冲整流装置， 而多脉冲整流装置体积重量大，只能有限提高功率因数。采用全控器件构成的三相 p w m 整流器，输出电压调节响应快，输入功率因数可以接近1 ，近年来得到迅速的 发展。国际上目前已出现了采用三相p w m 整流技术的大功率u p s 和变频器。该领 域目前的研究方向主要是完善其理论体系，进一步提高性能，如提高在三相电网不 对称情况下电路的工作性能。国内在三相p w m 技术研究方面也做了不少工作，如 西安交通大学，华中理工大学等单位均研制了实验样机。但总体发展与国外先进水 平差距较大。本课题旨在对该领域进行跟踪研究。为将该技术应用于大功率u p s 、 变频调速装置、飞机地面电源和起动发电双功能系统储备技术，具有一定的理论意 义和重要的工程应用价值。 1 4 本课题所做的工作 ( 1 ) 深入了解了空间矢量p w m 技术的基本原理，并与其他p w m 调制方法进行 了比较，采用t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 的汇编语言实现了实时空间矢量p w m 波形的输出。 ( 2 ) 三相高功率因数p w m 可逆整流器主电路、控制电路的设计以及电路参数的 选择。 ( 3 ) 掌握了t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 的基本编程技巧，设计了可逆整流器的具体实现流 程图，通过t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 的汇编语言实现信号采样与信号处理，编写了可逆整流 器的实现程序，从而完成了对可逆整流器的全数字实时控制。 ( 4 ) 运用d e l p h i 高级语言编写上位机监控程序，用户可以方便地与d s p 进行通 信，掌握装置的运行情况，并对d s p 进行控制。 1 5 ，】、结 三相高功率因数可逆整流器在很多领域中有着广泛的运用，本课题的提出也是 为改进导师以前研制的直流电源控制装置( 晶闸管整流逆变) ，以及新开发的变频调速 装置，有实际的应用价值。 三相高功率因数可逆整流器的研究 第2 章p w m 可逆整流电路的工作原理 2 1 三相p w m 可逆整流的概念 传统的电力电子装置的前级通常是由整流二极管组成桥式整流，将交流电熬 流成直流，再由电容滤波供给后级电路，三相与单相情况类似。为简单起见，以 单相为倒，对可逆整流概念加以说明。图2 1 所示，为单相全桥不控整流电路。 由于整流管的单相导电性，电流只能从交流侧流向直流侧，故只能实现功率从交 流侧向直流侧传输，而无法实现功率的反向流动。由于直流侧电容的存在，交流 侧输入电流不连续，发生严重畸变，因而功率因数很低，对于传统的相控整流电 路也与此情况一样。 图2 - 1单相全桥不控整流电路 图2 2 所示，为单相全桥可逆整流电路原理图，此电路来源于s p w m 逆变电路， 一q 豇鲁一 n 剖冉蓉刊冉；。 e d 图2 - 2 单相全桥p w m 可逆整流电路 对比不控整流电路可知，在每个整流二极管上并联一个全控器件就变成了可逆整流 电路。可见由于每个桥臂都可以通过控制其全控器件的通断而实现桥臂上电流的双 三相高功率因数可逆整流器的研究 d 向流动，从而使得功率不仅可以从交流侧流向直流侧，也可以从直流侧反向流回到 交流电源，从而实现了功率的双向流动，并使输入电流连续。 2 2 高功率因数的实现方法 功率因数是对电能进行安全有效利用的衡量标准之一。从最初的因为大量感性 负载投入电网带来的无功损耗，到后来的因为各种非线性整流装置投入电网带来的 谐波污染，再到现在的电力电子装置尤其是开关电源的广泛使用而带来的大量谐波 对电网的危害，功率因数校正技术走过了从无功功率补偿到无源、有源滤波，再到 有源功率因数校正和单位功率因数变换技术的发展历程。功率因数校正技术的发展， 成为电力电子技术发展日益重要的组成部分，并成为电力电子技术进一步发展的重 要支撑。 2 2 1 正弦电路功率因数的定义 在正弦电路中，负载是线性的，加以正弦电压后，产生的电流是正弦的。设电 压电流分别为： u = 2 u s i n ( a t i = , 2 1 s i n ( t o t 一痧) = 2 ，c o s 庐s i n 耐一2 s i n 矿c o s 耐 则电路的平均功率为： 尸= 丌卜i d r a t = u i c 0 s 矿( 2 - 1 ) 定义p = u c o s # 为有功功率，相对应的定义无功功率为： q = u s i n # 可见，有功分量产生p ，无功分量产生9 。 s = u s 反映了电气设备的最大可利用容量。 从式( 2 1 ) 知，有功功率尸的最大值就是视在功率s ，说明电气设备的容量利用 得越充分。为了反映这种利用程度，定义功率因数为： 盯2 。编钏o s 庐 2 2 2 非正弦电路功率因数的定义 对于含有非线行器件的非正弦电路，施以正弦电压后，产生的电流产生畸变， 比再是正弦。但在满足狄里赫利条件下，非正弦电流可以分解成傅立叶级数： 三相高功率因数可逆整流器的研究 i = 2 。s i n ( n o j t + 矽) 其中，n = l 的部分为基波电流： i l = 4 2 x ls i n ( o t + 蛾) n 2 的所有分量为谐波电流。电流总有效值为： r 一 如= 、l 2 为了反映电流的畸变程度，定义总谐波畸变率( n d ) ： t h d ：丘1 0 0 厶 则根据正弦电路中有功、视功、功率因数的定义，有： p = 去r = u i d c o t = 去f 。“荤压和i 吣c o t + 丸) 拟= u i c o s 妒- - s = 【，、露 p f = 生s u i l 叩c o s 必= 等呜c o s 硝( 2 - 2 ) 其中，z = 导称为基波因数，c o s 矿称为位移因数。 2 2 3 高功率因数的实现方法 从式( 2 2 ) 可知，功率因数包含两个要素，一是输入电流的畸变率p ，可称为基 波因数；一个是输入电流基波相移角氟为相移因数。要想提高功率因数，不仅需要 提高相移因数c o s 一，即减小基波相移角氟，还要提高基波因数，即减小输入电流 中的谐波分量。当输入电流不含谐波，且与输入电压同相位，有；l ，c o s 氟= l 。则 输入功率因数为1 ，达到单位功率因数。这就是功率因数校正要达到的目的。因此， 本课题的基本原理就是通过对电流的适当控制，使之不含谐波，并与电源电压同相。 2 3p w m 可逆整流电路工作原理 以上我们知道了整流和逆变是方向相反的两个过程。下面我们以整流电路为主 介绍可逆整流器的工作原理。和逆变电路相同，p w m 整流电路也可分为电压型和电 流型两大类，两者的许多特点也分别和相应的逆变电路相似。目前，电压型p w m 整 流电路的应用及对其研究较多，因此这里主要介绍这种电路。各种不同拓扑的电路 中所用的全控型电力半导体器件以i g b t 或g t o 晶闸管为例，从原理上说，换成其 三相高功率因数可逆整流器的研宄- 6 它全控器件也可以。 2 3 1 单相p w m 可逆整流电路工作原理 由s p w m 逆变电路的工作原理可知，按照正弦信号波和三角波载波相比较的方 法对图2 2 中的v 1 v 4 进行p w m 控制，就可在桥的交流输入端a b 产生一个正弦 调制p w m 波u 。，u 。中除含有和正弦信号波同频率且幅值成比例的基波分量外， 不含低次谐波成分，只含有和三角波载波有关的频率很高的谐波。由于电感。的滤 波作用，这些高次谐波电压只会使交流电流i 。产生很小的脉动。如忽略这种脉动，当 正弦信号波的频率和电源频率相同时，f + 为频率与电源频率相同的正弦波。在交流电 源电压e 一定的情况下，i 。的幅值和相位仅由u 。中基波分量u 。的幅值及其与e 。的 相位来决定。改变c ，。，的幅值和相位，就可以使和巳同相位，反相位，比p ，超 前9 0 。或使f 与e 。的相位差为所需的角度。 韶fse z 以一：幺 a ) ( a ) 整流运行 b ) ( b ) 逆变运行 图2 - 3p w m 可逆整流器两种运行方式 图2 3 的相量图说明了这几种情况，图中e ，、u 。、j 。分别为交流电源电压e 。、 电感上；上电压巩、电阻置上电压及交流电流的相量，u 。为u 删的相量。图 a 中，u 。滞后e ，的相角为6 ，；和e ，完全同相位，电路工作在整流状态，且功率 因素为1 。这就是p w m 整流电路最基本的工作状态。图b 中，u 。超前e ；的相角 为6 ，。和e 。的相位正好相反，电路工作在逆变状态。这说明p w m 整流电路可以 实现能量的正反两个方向的流动，即既可以运行在整流状态，从交流侧向直流侧输 送能量：也可以运行在逆变状态，从直流侧向交流侧输送能量。而且，这两种方式 都可以在单位功率因数下运行。 对单相全桥p w m 整流电路的工作原理再做如下说明。在整流运行状态下，当 p 。 0 时，由v 2 、v d 4 、v d i 、l ；和v a 、v d i 、v d 4 、l 。分别组成了两个升压斩波电 路。以包含v 2 的这组为例，当v 2 导通时，e ，通过v 2 、v d 4 向k 中储能，当v 2 关 断时，l s 中储存的能量通过v d l 、v d 4 向直流侧电容c 充电。当t o 时相类似。因为电路按升压斩波电路工作，所以如果控制不当，直流侧电容电压可 能比交流电压峰值高出许多倍，对电力半导体器件形成威胁。另一方面，如果直流 侧电压过低，例如低于e ，的峰值，则u 。中得不到图2 2 a 中所需要的足够的基波幅 值，或u 。中含有低次谐波，这样就不能按照需要控制电流，f 。波形发生畸变。 2 3 2 三相p w m 可逆整流电路的拓扑和工作原理 图2 - 4 是三相桥式p w m 接流电路，这是最基本的p w m 整流电路之一，其应用 也最为广泛。 e d 图2 - 4 三相全桥p w m 可逆整流电路 图中上。、胄。的含义和图2 2 的单相全桥电路相同。电路的工作原理也和前面所 述的单相全桥电路相似。对电路进行正弦波p w m 控制，在桥的交流输入端a 、b 、 c 可得到正弦p w m 电压，对各相电压按照图2 3 a 的相量图进行控制，就可以使备 相电流t 、屯、i 。为正弦波且和电压相位相同，功率因数近似为1 。电路也可工作在 图2 3 b 的逆变运行状态。 2 4p w m 可逆整流器的控制技术 为了使p w m 整流电路在工作时功率因数近似为1 ，即要求输入电流为正弦波且 和电压同相位，可以有多种控制方法。根据有没有引入交流电流反馈可以将这些控 制方法分为两种：没有引入交流电流反馈的称为间接电流控制；引入交流电流反馈 的称为直接电流控制。下面分别介绍这两种控制方法的基本原理。 2 4 1 直接电流控制 直接电流控制是一种通过对交流电流的直接控制而使其跟踪给定电流信号的控 d t 三相高功率因数可逆整流器的研究 制方法。其控制方式主要有滞环电流控制( h c c ) 、预测电流直接控$ i j ( p i c c ) 及非线性 载波控制( n l c ) 等方式。下面我们简单介绍一下滞环电流控制。 滞环电流控制是一种电流瞬时值反馈控制，常用于对电压型p w m 整流器的控 制。在此方式中，把给定电流信号与交流电流实际输入信号进行比较，两者的偏差 作为滞环比较器的输入，通过滞环比较器产生控制主电路中开关通断的p w m 信号， 该p w m 信号经驱动电路控制主电路开关的通断，从而控制交流电流信号的变化。 采用滞环比较的电流控制系统优点是结构简单，电流响应速度快，控制运算中 未使用电路参数，系统鲁棒性好，应用较广。缺点是开关频率在一个工频周期内不 固定，谐波电流频谱随机分布，因而给滤波器的设计带来困难。 目前，滞环电流控制方式研究的主要问题是改进频率不恒定的缺点，如将滞环 控制与恒频控制相结合，但这又增加了控制的复杂程度。 2 4 2 间接电流控制 间接电流控制也称为相位幅值控制，是一种基于工频稳态的控制方法，它通过 控制整流桥交流输入端的电压，使得交流侧输入电流与电压同相位，从而使功率因 数为1 ，其控制方式常用的有移相s p w m 控制、电压空间向量调制方式等。 f 1 、移相s p w m 控制 移相控制是一种通过控制开关在输入电源不同相位上导通，实现输出电能控制 的方法。移相s p w m 控制的基本方法是将正弦波与三角波两种信号进行比较，以两 者的交点决定开关动作的位置，控制p w m 整流器开关的通断。在这种控制方式中， 但采样频率趋于无穷大时，称为自然采样；当采样频率与三角载波频率相等时或者 两者频率均为某些确定规律的倍数时称为规则采样。 移相s p w m 控制的缺点是：无论自然采样还是规则采样，交流线电压基波最大 值仅为直流电压的8 6 6 ，直流侧电压利用率较低。 ( 2 ) 电压空问向量调制方式 传统的高频三角波与调制波比较生成p w m 波的方式适合于模拟电路实现，而 不适应于现代电力电子技术数字化的发展趋势。8 0 年代中期，国外学者在交流电机 调速中提出了磁通轨迹控制的思想，进而发展产生了电压空间矢量脉宽调制 ( s p a c e v e c t o rp u l s e w i d t l lm o d u l a t i o n ，简写为s v p w m ) 的概念。s v p w m 算法简单且 具周期性，适合数字化实现，而且电压空间矢量的不同调制方法会在不同程度上缓 解开关频率与开关损耗之间的矛盾问题，故一经提出即受到关注。 三相高功率因数可逆整流器的研究 9 电压空间向量调制方式的优点是：容易实现交流侧电流正弦化，功率因数为1 ； 直流侧输出纹波小，直流电压利用率高；在同样的交流线电流t h d 的要求下，比其 它控制模式的开关频率大大降低。但这种方法的缺点是计算量庞大，先要做复杂的 坐标交换，进行向量选择，然后需要分别计算各向量的持续时间，再将分区段的时 间相加变成三相脉宽调制时间，使得三相p w m 的实时控制需要双c p u ，d s p 等高 速控制器。另外，过多的运算环节容易产生控制误差甚至错误。 2 4 , 3 其他新型控制方式 ( 1 ) 无差拍控制 无差拍是指在每一个采样点上系统的输出都与其指令完全一致，没有任何相位 滞后和幅值偏差。它是在控制对象的离散数学模型的基础上，通过施加精确计算的 控制量来使得被调量的偏差在一个采样周期内得到纠正。 无差拍控制最显著的优势是系统的动态响应非常迅速，缺点是它要求建立精确 的数学模型，当理想模型与实际对象有差异时，剧烈的控制动作会引起输出电压的 震荡，不利于整流器的稳定运行。 ( 2 ) 单周期控制 单周期控制的概念出自于b o o k 电路，它用于恒频开关控制。方法是在每个开关 周期开始时使开关开通，积分器启动，积分值与参考值不断地比较，当积分值与参 考值相等时，控制器发出命令使开关关断，同时使积分器复位。如果调整开关开通 时间，即调整占空比，使开关变量在开通时间内的积分值严格等于控制参考在一个 周期内的积分值，由于开关周期恒定，开关变量在开关周期内的平均值就等于控制 参考值。因此，开关变量平均值可在一个开关周期内控制。按照这一概念控制开关 的技术称为单周期控制技术。单周期控制电路的主要元件包含积分器和复位单元。 单周期控制技术利用脉冲和非线性状态变换器的特点来达到对开关变量( 电压或 电流) 平均值的瞬时控制。其主要优点是动态响应侠，抗电源扰动性好，鲁棒性好， 具有开关误差自校正功能且控制电路简单。 f 3 1 模糊控制 模糊控制是以模糊集合论、模糊语言变量及模糊逻辑推理为基础的计算机智能 控制。模糊控制系统由模糊控制器( 包含模糊化、模糊推理和去模糊化三部分) 、i o 接口装置( 主要包含a d 、d a 转换器) 、控制对象、反馈环节等部分组成，其核心部 分是模糊控制器。模糊控制器的控制规律由计算机的程序实现a 三相高功率因数可逆整流器的研究1 0 模糊控制系统的优点是不需要建立精确的数学模型，从而避免了精确地估计模 型方程中各种参数的过程。它适合于非线性和难以得到精确模型的系统的控制。目 前，随着电力电子和微计算机技术的飞速发展，模糊控制在电力电子领域的应用越 来越广泛。 2 5 ，j 、结 本章分析了三相电压型高功率因数p w m 整流电路的工作原理。这种电路利用 与三相逆变器相同的电路结构，采用p w m 技术，通过对输入电流波形和相位控制， 而实现高功率因数和功率双向流动。本章还介绍了p w m 可逆整流电路的控制方法： 直接电流控制、间接电流控制及其他新型的控制方法。各种控制方法各有利弊，直 接电流控制，控制电路较复杂，但可实现较高的技术指标：间接电流控制，控制电 路较简单，但计算量大。随着d s p 等高速控制器的出现，使得对三相p w m 进行实 时计算已经成为可能。本课题采用空间电压向量调制方法，并使用t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 d s p 控制器实现三相高功率因数可逆整流器。 三相高功率因数可逆整流器的研究 第3 章t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7d s p 控制器的 特点及空间电压矢量脉宽调制的实现 对可逆整流器来说，需要解决的一个关键问题是如何根据给定的参考量发出 p w m 开关信号。与s p w m 相比，s v p w m 具有直流电压利用率高，损耗小，便于 数字化方案的实现，因此得到了广泛的应用。但由于受一般微控制器运算能力的限 制，常常要在实时实现速度与合成p w m 波形质量之间进行折衷。应用高速数字信 号处理器( d s p ) ，可使系统朝着高可靠、高性能和维护方便的全数字化方向发展。本 章从电压空间矢量控制的基本原理出发，给出了s v p w m 算法在t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 上 实现的软件方法，实现了p w m 波形输出。系统具有控制精度高、实时性强、软件 修改方便等优点。 3 1r i m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 结构及主要特点 t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 ( 以下简称l f 2 4 0 7 ) 是t i 公司最新推出的高性能1 6 位数字信号处 理器，是2 4 x 家族中的新成员，是定点d s pc 2 0 0 0 平台系列中的一员。专门为电 机控制与运动控制数字化优化实现而设计，特别适合于三相异步电动机的高性能控 制。它集c 2 x x 内核增强型t m s 3 2 0 设计结构及适用于电机控制的低功耗、高性 能、优化外围电路于一体，c p u 内部采用增强型哈佛结构，四级流水线作业，几乎 每条指令可在3 3 n s 完成，与f 2 4 0 相比性价比更好，构成控制系统的体积大大减小。 主要特征如下： ( 1 ) 高性能静态c m o s 技术 ( 2 ) c p u 源代码与t m s 3 2 0 c 1 x 2 x 兼容 指令集与。f 2 4 0 c 2 4 0 兼容 指令周期3 3 n s ( 3 0 m i p s ) 3 2 位中央算术单元( c a l u ) 及8 个1 6 位辅助寄存器 ( 3 ) 内存 3 2 k 1 6 位字片内f l a s he e r o m ( 分为4 个区) 5 4 4 1 6 位字片内资料程序d a r a m 三相高功率因数可逆整流器的研究1 2 2 k 1 6 位字片内资料，程序s a r a m ( 4 ) 程控 4 级流水线 6 个内核中断( 带片内外围中断扩展模块) ( 5 ) 指令系统 单周期乘法指令 。 单周期乘累加指令 ( 6 ) 事件管理器 两个功能完全一致的事件管理器( e v a 、e v b ) 2 个1 6 位通用定时器( 有6 种不同的工作模式) 8 路1 6 位p w m 信道 3 个1 6 位具有死区编程能力的全比较单元 3 路定时采样外部事件的捕获单元 片内位置编码接口电路 ( 7 ) 4 0 个独立可编程复用i o 口 ( 8 ) 双1 0 位高速( s h + c o n v e r s i o n = 5 0 0 n s ) a d 转换器 ( 9 ) c a n ( c o n t r o l l e r a r e a n e t w o r k ) 总线接口 ( 1 0 ) 串行通信接i s i ( s c i ) ( 1 1 ) 串行外设接口( s p d ( 1 2 ) 锁相环( p l l ) 时钟模块与看门狗( w d ) 定时模块 f 1 3 ) 3 种省电工作模式 ( 1 4 ) 5 个外部中断( 复位、电源驱动保护及两个可屏蔽中断) ( 1 5 ) 适时j t a g 扫描仿真接口，符合1 1 4 9 1i e e e 标准 ( 1 6 ) 外部内存接i s ( 1 9 2 k 6 0 。t h e n0 = 0 - 6 0 0 ，n = n + 1e l s e n u l l ( 空操作) ( 3 ) 根据扇区计数器n 的值确定u 。所处的扇区： i fn 7 也e nn = 1e l s en = n ； 由扇区n 来确定合成u 。的两个非零开关向量。 3 - 3 1 2 开关向量作用时间的计算 f 1 1 相邻两个电压矢量的时间间隔为： 1 t = ( 3 - 6 ) ) s ( 2 ) 计算u ，和u + 。的占空比。由式( 3 - 4 ) 、( 3 5 ) 、( 3 - 6 ) 及表( 3 1 ) 可得式( 3 - 7 ) 、 ( 3 8 ) ： d l + d 2 + d 3 = 1 ( 3 - 7 ) ， m e 一= d l - e x + d 2 詈p m ( 3 - 8 ) 三相高功率因数可逆整流器的研究1 7 其中吐= 争，吐= 争；m 是要求输出的相电压幅值，。s m s 西1 。 甍嚣 3 3 1 3 开关切换顺序的确定 在每个p w m 周期里非零开关向量和零开关向量的顺序的安排也是该考虑的问 题。不同的切换模式发出不同的p w m 波形，切换模式主要由软件来完成。如需要 得到对称的p w m 波形，在i 扇区的切换模式及输出的波形如图3 - 3 ( a ) 所示。这种切 换方案有如下特点； ( 1 ) 每个p w m 周期内，每个p w m 通道均切换两次； f 2 1 对于每个扇区的p w m 通道有一个固定的切换顺序； ( 3 ) 每个p w m 周期都是以u 。开始，以结束。 ( 4 ) 每个p w m 周期内，u 。与队，。维持的时间一样长。 在i i 扇区，其切换模式及输出的波形如图3 - 3 ( b ) 所示，i 、i i i 、v 扇区的切换顺 序一致，、v i 扇区的切换顺序致。 ； i ； ；i i !； j 1 i i。高1 _ f i 强 鲁i 导i 孚 ， i o o 1 0 0 1 1 i i ! - i i il i l ；i i o o i o o o| |i ij il l i l l； ； ； ； l；r1； 姜 一 孚i 睾；孚 詈： 五t40 0 0 010iioll 1 1 1 l1 1 i 洫i0 0 0 图3 - 3a ) i 扇区p w m 信号时序囤b ) i i 扇区p w m 信号时序图 3 3 2 变实时计算为查表法 实时计算空间电压矢量占空比计算过程复杂，程序编制中要调用三角函数计算 子程序，使程序冗长，结构变差；另外，系统稳定运行时，占空比的变化只与电压 调制系数有关，与空间矢量的位置无关，而与空间矢量的位置有关的计算涉及三角 函数计算，与电压调制系数有关的计算只涉及乘法和加法，显然在稳定运行时采用 三相高功率因数可逆整流器的研究1 8 实时计算会浪费很多系统资源，所以考虑变实时计算为查表法。将一个周期的占空 比计算值存放在r a m 中，在合成矢量时只要从适当的位置取出这些占空比再乘以电 压调制系数。这样就能把复杂的运算简化成乘法和加法运算，使得程序简化和可靠。 如果需节约r a m 空间，可把功率管的开关频率取得适当，使得电压空间矢量在六个 扇区内分布规律，那样存储在r a m 中的占空比数量可以减少为原来的六分之一。 从以上分析可以看出，改变i n 可以调节电压，改变o 可以调节频率。首先建 好一个0 。6 0 。的正弦表，( 由以上可知，我们只计算0 0 _ 6 0 0 的正弦值，因此我们只 取了0 0 6 0 * 的值) ，每隔0 0 0 2 5 。存储一个正弦值的1 0 0 0 0 倍，占一个字，一共2 4 k 字。再设置一个正弦指针s i n p t r 。通过e v 模块( e v a ) 产生s v p w m 波的步骤如下； ( 1 ) 设置全比较动作控制寄存器，将比较输出上下桥臂分别设为“低有效”和“高 有效”； ( 2 1 设置c o m c o n x 寄存器来使能比较操作和空闯矢量p w m 模块，并且把 c m p r x 的重装入条件设置为下溢。开启定时器下溢中断： f 3 、通用定时器1 或3 设置成连续增，减计数模式，并启动定时器。设置周期寄 存器的t 1 p r 值为2 ： r 4 ) 根据空间矢量的旋转方向设置全比较寄存器a c t r 的s v r d i r 。确定当前空 间矢量u 。对应的状态编码，并将它写到a c t r 的d 2 ：l ：0 上； ( 5 ) 根据死区时间设置死区控制寄存器d b t c o n ； ( 6 ) 设置空间矢量是逆时针方向旋转，将t 2 写入c m p r l ，将( 瓦2 + 瓦。2 ) 写 入c m p r 2 中。 3 4 小结 本章主要讲述了空间电压矢量法的基本工作原理以及用t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7d s p 产 生s v p w m 波形的方法。 三相高功率因数可逆整流器的研究 1 9 第4 章系统硬件电路设计 本章将详细述说三相离功率因数p w m 可逆整流器的各部分电路设计和功能。 该系统包括主控板、测量扳、辅助电源、i p m 模块驱动电路板及上位机监控五个部 分，下面将进一步具体介绍硬件电路的设计。 4 1 硬件电路总体结构设计 图4 - 1整体结构图 4 2 主电路参数选择 主电路参数的选取主要包括直流侧电压、交流侧电感、直流侧电容的选取。 4 2 1 直流侧电压的选取 从图4 1 可以看出，要保证二极管只在续流时导通，系统完全可控，直流电压 必须不小于输入端a 、b 、c 处交流线电压基波的峰值。在滞环电压控制方式下，u 。 三相高功率因数可逆整流器的研究 2 0 产生的三相桥输入端线电压基波最大值为3u 。2 ，而交流侧三相对称系统电压合成 矢量幅值为3 u 。2 ，( 为相电压峰值) ，因此，有3u a 2 一3 u 。2 ，即直流侧电压 满足： 6 以 ( 4 1 ) 其中以为相电压有效值。 若考虑到交流侧电感和电阻上的压降及功率因数为i ，则式( 4 1 ) 变为 整流运行时：u 。拓u 。= 矾( u r ，。) 2 + ( c o l ，i k ) 2 】1 陀( 4 2 ) 逆变运行时： u d 拓u 。= 4 6 ( u k + r ，) 2 + ( c o l ， ) 2 】1 陀 式中m 为电源角频率。 当直流电压满足上述条件时，电源电流不会产生与p w m 开关频率无关的低次 谐波，不会发生畸变。 实际上，式( 4 1 ) 和式( 4 2 ) 计算结果相差不大，在交流电源电压有效值给定后， 可根据式( 4 1 ) 大致定出直流侧电压值。 4 2 2 交流侧电感的选取 在图2 4 三相全桥p w m 可逆整流电路中，假设：电网电压三相对称且稳定；开 关器件为理想开关，没有过渡过程，其通断状态由开关函数描述。可得三相p w m 整 流器在a b c 坐标系中的电流方程式为： t 鲁= g k - - 皿一( s i t 一趾竽肌( 4 - 3 ) 式中鼠为开关函数，其表达式定义为 s i t = 聪k 凳嚣 ， 在实际系统设计中，直流侧电压选定以后，交流侧电感的设计对电源电流波形影响 较大。一方面直接影响到输入电流的谐波含量，总的输入电流谐波畸变率定义为 = ( 1 0 x 1 0 0 = ( ，2 2 + ，2 + + l 2 ) 印m o o 式中，。为所有谐波电流分量的总有效值。可见，从滤出谐波的角度来讲，希望交流 侧电感不能太小。另一方面，电感参数的选择也影响了实际电流的跟踪速度。因此， 选择交流侧电感时，应考虑以下两个方面。 三相高功率因数可逆整流器的研究 2 1 ( 1 ) 电感不能太小 在电流跟踪过程中，每个控制周期内电流波动的幅值应满足电流波动的最大值 a i 。的要求，即厶一。忽略交流回路电阻，记斩波开关周期为t ，式( 4 3 ) 的增量式为 ，等：以一( 墨一半) 1 j j 考虑到最严重的情况应出现在相电压峰值附近，得到： t ( 4 2 以+ 2 3 ) t 她一 即三t ( 励 + 2 3 u d ) a i k 。( 4 - 4 ) 式中，不。= o 。2 疋。，i k 。为相电流基波峰值，以为电源相电压有效值。 若已知整流器的输出功率只，稍加变换，得到 上。 ，s l ( 3 u 2 + 励d u , ) p o ( 2 ) 交流侧电感不能太小 在电流跟踪过程中，电流的跟踪速度应满足电流变化率的需要。考虑到电流过 零附近的电流变化率最大，有 f ，t = 专【，d l ，1 。s i n ( l ) ，t 1 即l ，。詈u d 丁，。s i n ( c o t ) ( 4 - 5 ) ) 当工一 2 k h z 时，可认为s i n ( t ) “t ，从而得到 l 詈i k m a x o ) j 实际上，不存在三，一l 的可能性，加上从制作电感的成本和整流器的体积 方面考虑，希望电感的数值小一些，因此一般选择电感时只考虑( 4 - 4 ) 式即可。 4 2 3 直流侧电容的选取 直流侧电容的选取须综合考虑。一方面，从滤波效果看，c 值越大越好；另一 方面，从体积、重量、价格和动态特性看，c 值叉不宜过大。故电容的选取应在保 证输出电压满足要求下，尽量取小。 三相高功率因数可逆整流器的研究 2 2 4 2 4 参数设定 我们设计的是一个2 k w 的三相可逆整流装置，直流侧反电势目取2 2 0 v ，r 。为 2q ，直流侧电容g 选用2 2 0 0 1 t f 2 5 0 v ；我们用一个2 2 0 v 8 0 v 的变压器，因此以为 8 0 v ，开关频率为2 0 k ，由式( 4 1 ) 得到，玑应不小于1 9 5 9 v 。 根据计算，交流侧电流有效值为8 3 a ，因此相电压基波峰值，。为l1 7 v ，考 虑到一点余量，我们取j 。为1 2 v 计算。电流给定值整流状态为8 3 v ，逆变状态为 8 3 v ，可知整流时玑为2 3 6 6 v ，逆变为2 0 3 4 v ，均满足直流电压条件。同时，由 ( 4 4 ) 得到，整流时厶5 。6 4 m h ，逆变时上。 5 1 8 m h ，综合考虑整流和逆变2 种状态， 。取6 m h 。 4 3 测量板设计 由于测量电路的输入信号为交流2 2 0 v 强电，容易对微处理器及其扩展储存器数 字电路造成干扰，因此本系统中设计了块主控板和一块测量板将数字电路和测量 模拟电路分开。测量板上包括电压电流检测电路。 4 3 1 电压电流检测电路设计 交流侧电压电流的幅值、频率、相位以及直流侧的电压电流量必需准确地采入， 以控制p w m 波形使功率因数近似为1 ，t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 的集成外设a d c 模块与e v 模块中的捕获单元可以完成这些任务，而不需要外加a d 等电路。 t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 的模数转换模块a d c 具有以下特性： 带内置采样和保持( s h ) 的1 0 位模数转换模块a d c 。 多达1 6 个的模拟输入通道( a d c i n 0 - - a d c i n l 5 ) 。 自动排序的能力。一次可执行最多1 6 个通道的“自动转换”，而每次要转换 的通道都可通过编程来选择。 两个独立的最多可选择8 个模拟转换通道的排序器( s e q l 和s e q 2 ) o - 以独立 工作在双排序器模式，或者级连之后工作在一个最多可选择1 6 个模拟转换通道的排 序器模式。 在给定的排序方式下，4 个排序控制器( c h s e l s e q n ) 决定了模拟通道转换的 顺序。 可单独访问的1 6 个结果寄存器( r e s u l t 0 r e s u l t l 5 ) 用来存储转换结果。 多个触发源可以启动a t ) 转换。 软件：软件立即启动( 用s o cs e q n 位) ； 三相高功率因数可逆整流器的研究2 3 e v a ：事件管理器a ( 在e v a 中有多个事件源可以启动a d 转换) ； e v b ：事件管理器b ( 在e v b 中有多个事件源可以启动a d 转换) ： 外部：a d c s o c 引脚。 灵活的中断控制允许在每一个或每隔离一个序列的结束时产生中断请求。 排序器可工作在启动，停止模式，允许多个按时间排序的触发源同步转换。 e v a 和e v b 可备自独立地触发s e q l 和s e q 2 ( 仅用于双排序器模式) 。 采样和保持获取时间窗口有单独的预定标控制。 内置校验模式。 内置自测试模式。 所有a d 转换操作由a d c 控制寄存器i ( a d c t r l l ) 和a d c 控制寄存器 2 ( a d c t r l 2 ) 控制，a d 转换完毕后引发一次中断，通知c p u 读取转换结果。a d 转换结果保存在a d c 数字结果寄存器a d c f i f 0 1 、a d c f i f 0 2 中的高1 0 位中。 e v 模块中有3 个捕获单元，可以记录捕获引脚上转换的时刻并引发一次中断。 捕获单元的操作由控制寄存器c a p c o n 来完成。3 个捕获单元f i f o 堆栈存放捕获 时刻，该堆栈有二级深度，即最多可放两个时刻值。捕获状态寄存器c a p f i f o 反应 了4 个f i f o 堆栈的状态。因此，我们可以使用d s p 的捕获功能记录交流侧电压电 流的频率和过零点，且在逆变过程中跟踪电源电压相位。 4 _ 3 1 _ l 幅值测量 三相交流侧选用互感器测电压、测电流法，直流侧选用霍尔元件测电压、测电 流法，通过t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 芯片提供的a d 转换器来检测三相交流电压、电流。 图4 2 为本课题中设计的交流侧电压电流检测电路，测电压用p t ，测电流用c t 。 输出为幅值 o 8 v 且一v o 。 0 7 v 时，其最大输出电流将被限制在1 。2 a ，以防止过 载而引起器件损坏；当工作温度超过1 6 0 。c 时，输出也将自动关闭，当温度降低后输 出又会自动打开：当输出对地短路时，输出电流将被限制在3 5 0 m a ，如果散热好的 话，只要器件温度不超过1 5 0