（计算机应用技术专业论文）下一代移动通信系统中的ofdm信道估计技术.pdf

摘要 下一代移动通信系统( 4 g ) 要求以较小的成本( 带宽，功率等) 实现宽带 多媒体通信，第三代移动通信系统的数据传输速率可以达到2 m b p s ，而第四代移 动通信系统的数据传输速率可以达到1 0 m b p s 至1 0 0 m b p s 。而o f d m 技术能有 效地抗多径衰落，具有非常高的频带利用率，适于宽带移动通信，o f d m 技术 是下一代移动通信系统中实现高速移动通信的最有前途的技术。 但是o f d m 技术还有一些关键问题需要解决，如信道估计、峰平功率比、 信道编码等。本文主要研究了o f d m 中的信道估计技术。o h ) m 系统中一般采 用相干解调，o f d m 子载波上的数据用某种p s k 或者q a m 调制，为了在接收 端解调出这些数据，需要信道估计来纠正由频率选择性衰落和子载波频率偏移使 子载波产生随机的相位偏移和幅度衰落，否则系统的b e r 性能很难达到实用要 求。 本文首先分析了无线信道并建立了无线o f i m 系统信道模型，然后阐述了 o f d m 系统基本原理，而后着重研究了o f d m 信道估计技术。信道估计方法大 致可分为基于导频( 训练序列) 的信道估计和盲信道估计。文中研究了m m s e 和采用插值的基于导频的信道估计方法，m m s e 、l m m s e 和l s 等基于训练序 列的信道估计方法，分别进行了计算机仿真和性能比较，还提出了一种基于训练 序列的m m s e 降阶的信道估计算法，接下来介绍了m l 准则的盲信道估计。本 文还从数学推导上分析了l m m s e 估计、m m s e 估计和维纳滤波的关系。最后 介绍了信道估计在i e e e8 0 2 1 l a w l a n 中的应用实例。 关键词：正交频分复用、多径衰落信道、信道估计、最小均方误差 a b s t r a c t n e x tg e n e r a t i o nm o b i l ec o m m u n i c a t i o ns y s t e m ( 4 g ) m u s ta t t a i nh i g h b i t r a t e c o m m u n i c a t i o na tl e s sc o s to fb a n d w i d t ha n d p o w e r 3 gc a na t t a i n2 m b p sd a t ar a t e h o w e v e l 4 gc a na t t a i nad a t ar a t ef r o m1 0 m b p st o1 0 0 m b p s o f d mi sa ne f f e c t i v e t e c h n i q u ef o rc o m b a t i n gm u l t i p a t hf a d i n g ，f o rh i 曲- b i t - r a t et r a n s m i s s i o na n df o rh i g h b a n d w i d t he f f i c i e n c y o r t h o g o n a lf r e q u e n c yd i v i s i o n m u l t i p l e x i n gm o d u l a t i o ni s a p r o m i s i n gt e c h n i q u ei n4 g b u tt h e r ea l es o m ep r o b l e m st ob es o l v e di no f d m t e c h n i q u e i e c h a n n e l e s t i m a t i o n , p e a k - t o - a v e r a g ep o w e rp r o b l e m ，a n dc h a n n e lc o d i n g i ng e n e r a l ，c o h e r e n t d e t e c t i o no fs o m ef o r mo f p h a s e s h i f t k e y i n go s k l o r q u a d r a t u r ea m p l i t u d e m o d u l a t i o n ( q a m ) i su s e d c h a n n e le s t i m a t i o nt e c h n i q u e sa l ea d o p t e dt oc o r r e c t t h e s er a n d o mp h a s ea n da m p l i t u d ev a r i a t i o n sc a u s e db yf r e q u e n c ys e l e c t i v ef a d i n g a n dc a r t i e rf r e q u e n c yo f f s e tt oa c h i e v ed e s i r e dp e r f o r m a n c e i nt h i st h e s i s if i r s td e s c r i b e dr a d i oc h a n n e la n de s t a b l i s h e dt h ee h a m a e tm o d e l s 。 ia n a i y z e dt h ee l e m e n t a r y p r i n c i p l e so f o f d m a n d e s p e c i a l l yi n v e s t i g a t e dt h eo f d m c h a n n e le s t i m a r i o nm e t h o d s n l e r ea r et w ok i n d so fc h a n n e le s t i m a t i o nm e t h o d si n g e n e r a l ：p i l o t s y m b o l - a i d e d c h a n n e le s t i m a r i o na n db l i n dc h a n n e le s t i n a a t i o nf o r o f d m i i n v e s t i g a t e dp i l o t - s y m b o l a i d e d c h a n n e le s t i m a t i o n ：m m s ea n d i n t e r p o l a t i o nm e t h o d a l s oii n v e s t i g a t e dm m s e l m m s e a n dl se s t i m a t o r sb a s e d o r lt r a i n i n gs e q u e n c e s ie v a l u a t e dt h ee s t i m a t o r sb yc o m p u t e rs i m u l a t i o n m lc r i t e r i a b l i n dc h a r m e le s t i m a t i o nf o r0 f d m s y s t e m si sa l s od i s c u s s e d i nt h ep a p e r al o wr a n k m m s ee s t i m a t o ri sp u tf o r w a r d id e e p l yr e s e a r c h e dt h er e l a t i o n s h i pa m o n gl m m s e ， m m s ea n dw i e n e rf i l t e r a tl a s ta l le x a m p l eo f c h a n n e le s t i m a r i o nf o ri e e e8 0 2 1 1 a w i r e l e s sl a ni si l l u s t r a t e d k e yw o r d s ：o f d m ，m u l t i p a t hf a d i n gc h a n n e l ，c h a n n e le s t i m a t i o n ，m m s e 北京邮电大学预j ：论文下一代移动通信系统中的o f d m 信道估计控术 第一章绪论 1 1 背景 当前移动通信正由第二代向第三代过渡，第三代移动通信系统的开发日益成 熟，许多公司也已经开始了对第四代移动通信系统( 4 g ) 的研究，像爱立信、 北电网络、a t & t 等。由于移动通信能够实现个人通信的目标，在未来移动通信 系统中能够实现个人终端用户在全球范围内的任何时间、任何地点、与任何人、 用任意方式、高质量地完成任何信息之间的移动通信与传输。移动通信产业是一 项越来越大的产业，在国民经济中的地位越来越重要，我国也已经开始了4 g 的 研究工作。不能简单地把下一代移动通信理解成为第三代移动通信再加上某些新 的改进技术。下一代移动通信系统相对第三代而言，要在技术和应用上有质的飞 跃。第四代移动通信至少还需要5 年才能从技术上达到成熟，再经过5 年时间推 广应用，显然下一代移动通信的使用应是十年左右的事情。第四代移动通信系统 估计到2 0 1 0 年将投入实际应用。 第四代移动通信系统提供适应未来需要的无线通信服务，即包括语音、数据、 图像等同步传输的多媒体通信，于是第四代移动通信系统又可称为宽带多媒体移 动通信( m u l t i m e d i am o b i l ec o m m u n i c a t i o n ) 。第三代移动通信系统的数据传输速 率可以达到2 m b p s ，而第四代移动通信系统的数据传输速率可以达到l o m b p s 至 1 0 0 m b p s 。 从技术层面来看，第三代移动通信系统以码分多趾( c d m a ) 为技术核心， 第四代移动通信系统则以正交频分复用( o f d m ) 技术最受瞩目，这是因为o f d m 与其它技术相比，有着独特的优势。 0 f d m 系统的优点包括； ( 1 ) 抗多径传播与频率选择性衰落能力强。 ( 2 ) 频谱利用率很高，频谱效益比串行系统高近倍。 ( 3 ) 采用动态子载波分配技术使系统达到最大比特率。 r 4 ) 通过各子载波的联合编码，具有很强的抗衰落能力。 ( 5 ) 基于离散傅傅立叶变换( d f t ) 的o f d m 有快速算法。o f d m 采用f f t 和i f f t 来实现调制和解调，易用d s p 实现。 o f d m 技术因为其独特的优点，已经被广泛应用于无线和有线通信系统中。 具体的应用有：非对称数字用户环路( a d s l ) 、数字音频广播( d a b ) 、数 宁视频广播( d v b ) 和无线局域网( w l a n ) 。 【占i 此对o f d m 技术进行研究的重要性不苦而喻。而信道估计是o f d m 技术 实现高述数椭通信的关键问题之一。o f d m 通信系统中可以采用差分调制，如 f 贝 北京邮t 乜大学硕十论文下一代移动通信系统中的o f d m 信道估计技术 d p s k ，这种情况下不需要进行信道估计，信道信息已经包含在相邻符号差中， 但信噪比有3 d b 的损失，并且限制了频带利用率。o f d m 系统中一般采用相干 解调，o f d m 子载波上的数据用某种p s k 或者q a m 调制，为了在接收端解调 出这些数据，需要信道估计来纠正由频率选择性衰落和子载波频域偏移导致子载 波产生随机的相位偏移和幅度衰落。在无线带宽资源有限的条件下，通过高阶的 调制方式还能提高通信速率，如2 5 代的g p r s 向第3 代的w c d m a 演进就是 采用高阶的8 p s k 来改善空中接口性能，提高数据传输速率。 1 2 论文研究工作概述 从2 0 0 1 年1 1 月份开始，我加入到国家自然科学基金项目组，该项目的名称 是“基于统网络的下一代移动通信系统”，其编号是“国家自然科学基金 6 0 0 8 2 0 0 4 ”。 从那时开始我从事o f d m 技术的研究工作，主要负责下一代移动通信系统 中的o f d m 信道估计技术的研究。我们的课题是对国内外前人研究工作的继承 和发展。论文详细研究了主流的o f d m 信道估计算法，研究方法包括理论推导 和计算机仿真，仿真环境是m a t l a b 6 1 。 主要工作 1 研究了无线信道，建立了o f d m 系统及仿真所用的多径信道模型。 2 深入研究并仿真了主流的o f d m 信道估计算法： 研究了基于导频的信道估计算法：m m s e 信道估计和线性插值、样 条插值、二次插值等插值算法。计算机仿真结果表明基于导频的插 值方法略好于基于导频的m m s e 算法，而线性插值和二次插值在性 能相近，相同的误码率下。信噪比上比样条插值好大约2 d b 。 研究了基于训练序列的信道估计算法：l s 估计、m m s e 估计、 l m m s e 估计和改进的m m s e 估计。仿真结果表明，在相同的b e r 下，m m s e 估计的s n r 性能优于l s 估计3 4 d b ，这是因为m m s e 估计充分利用了信道和噪声的先验知识，但m m s e 估计的复杂性高 于l s 估计。为了降低m m s e 估计地复杂性，提出了其低阶简化算 法仿真表明在g s m 规范推荐的仿真信道下，其最佳近似的阶数 为4 。 3 从数学上分析了m m s e 估计、l m m s e 估计和维纳滤波的关系，l m m s e 估计和维纳滤波在本质上是一致的，在接收信号服从高斯分柿时， l m m s e 估计和m m s e 估计是等同的。 4 搭建了o f d m 链路层仿真平台，完成了该仿真平台中信道估计部分的 如2 啦 北京邮i 乜大学硕1 晓文 下一代移动通信系统中的o f d m 信道估计技术 m a t l a b 编程，编程实现并仿真了上面所述的基于导频和训练序列的诸 多信道估计算法。 本论文共分为五章，其中 1 3 论文结构 第一章 绪论：介绍了4 g 技术和o f d m 技术的研究前景、论文所作的 主要工作，以及论文结构； 第二章 第三章 第四章 第五章 o f d m 系统中的无线信道：介绍了无线信道的模型小尺度 衰落模型，o f d m 系统中的等效信道模型和r a y l e i g h 衰落仿真 模型。 o f d m 系统基本原理：介绍了o f d m 系统的正交子载波， o f d m 调制解调，保护间隔和循环前缀，加导频的o f d m 基带 系统结构和o f d m 系统中的参数选取。 o f d m 系统中的信道估计技术，研究了各种主流o f d m 信道估 计算法：基于导频的信道估计算法，包括基于m m s e 准则的信 道估计算法和线性插值、样条插值、二次插值等插值算法；基 于训练序列的信道估计算法，包括l s 估计、m m s e 估计、 l m m s e 估计和改进的m m s e 估计、降阶的m m s e 信道估计 算法；总结了由训练序列信道特性估计出数据点信道特性的方 法；还介绍了一种基于m l 准则的盲信道估计算法。 介绍了i e e e8 0 2 1 l a w l a n 中的o f d m 信道估计应用实例。 m3 血 北京邮i 乜 学坝】一论文下一代移动通信系统中的o f d m 信道估计技术 第二章o f d m 系统中的无线信道 无线环境下o f d m 系统的性能主要受到无线移动信道的制约，所以首先 应对无线信道进行分析和建模。这一章我们将介绍无线信道的基本知识以及无线 信道的模型。 在无线环境下，无线信道不像有线信道那样固定可以预见，它具有很大的随 机性，所以一般用统计方法进行分析。通常情况下，无线信道模型可以分为大尺 度传播模型和小尺度衰落模型。大尺度传播模型用来描述发射机和接受机之间长 距离( 几百米或几千米) 上的信号场强变化；小尺度衰落模型用来描述短距离( 几 个波长) 或短时间( 秒级) 内的接收场强的快速波动。电磁波传播过程中其功率 随距离增大而损耗，称为大尺度路径损耗，它是用来描述无线覆盖范围的；而当 移动台在极小范围内移动时，可能引起瞬时接受信号功率的快速波动即小尺度 衰落，这是由于无线信号的多径传播而叠加引起的。 本章主要介绍多径衰落信道的时延扩展对接受信号的影响和仿真用到的信 道模型。 2 1 小尺度衰落 小尺度衰落是指无线信号经过短时间或短距离传播后其幅度快速衰落，在此 时间或空间范围内大尺度路径损耗的影响可忽略不计。这种衰落是由于无线信号 的多径传播后，在接收机互相叠加引起的，也称为多径效应，如图2 1 所示。 图2 1 无线信号的多径传播 2 1 1 信道冲击响应( c i r ) 信道冲击响应足指当发射机发送一个单位冲击脉冲时接收机收到的信号。 i 殳。( f ) 为发射信号，( ，) 为接收信号，在空州巾固定一点，信道是时不变的 弗4 贝 北京邮【乜人学硕1 ：论文 下一代移动通信系统中的o f d m 信道估计技术 则信道可以看作一个线性滤波h ( t ) 来处理。若不考虑噪声的影响，则 r ( t ) = 5 ( r ) o b ( r ) ，其中。表示卷积。( 2 1 ) 夺a w g n 信道 加性高斯白噪声信道( a w g n ) 是最简单的一种信道模型。在该模型中信道 的唯一影响是它带来的噪声。在a w g n 信道下： r ( 0 = s ( t ) o h ( o + ”0 ) = s ( o + ”( f )( 2 。2 ) 其中”( r ) 表示a w g n 噪声，其功率谱密度为0 2 。此时a w g n 信道的冲 击响应为8 ( t ) 。 夺多径衰落信道 多径衰落信道通常用时域的信道冲击响应来表示如图2 2 所示。 图2 2 多径信道的信道冲击响应 在无线通信中，通常假定信道为有限长冲击响应。设g ( t ) 为信道的冲击响应， 表示如下： g ( t ) = a 。占( t r 。l ) m ( 2 3 ) 其中a 。为第m 条路径的随机复幅度，t 为抽样间隔，r 。为第m 条路径用i 归一化的时延0 卅t t a ，吒为循环前缀长度。 椰5 贝 北京邮i 乜人学坝f 。论文 下一代移动通信系统中的o f d m 信道估计技术 2 1 2 无线多径信道的参数 许多无线多径信道参数来源于多径信道的功率延迟分布。 夺时间色散参数 无线多径信道的时间色散特性通常用平均附加时延( r ) 和1 t n s 时延扩展 ( 盯，) 来定量描述【l ，p 1 1 8 】。平均附加时延是功率延迟分布的一阶矩，定义为： o尸( o ) o 拈袁2 靠 r i l l s 时延扩展是功率延迟分布的二阶矩的平方根，定义为： 6 t ：丽 其中 一尸( 矗) ，2 钶。蔚 ( 2 4 ) ( 2 5 ) ( 2 6 ) 夺相干带宽 相干带宽是由r n l s 时延扩展得出的一个参数。相干带宽是指一特定频率范 围，在该范围中两个频率分量有很强的幅度相关性。频率问隔大于相干带宽的两 个正弦波受信道的影响相差很大。如果相干带宽e 定义为频率相关函数大于0 9 的某特定带宽，则相干带宽近似为： 1 只“嘉 ( 2 7 ) 如果相关函数值大于0 5 ，则相干带宽近似为【2 】： 1 皿4 亩 ( 2 8 ) 但相干带宽和r t r l s 时延扩展之间不存在确切关系，上面的两个公式仅是一个估计 值。 夺多普勒频移和相干时间 多普勒频移和相干时间是描述小尺度内信道频率色散特性的两个参数。 多普勒频移是由于移动台的相对运动引起的频谱展宽的测量值。相干时 间是多普勒扩展在时间域的表示。与多普勒频移成反比【l ，p 1 2 2 - iz _ 1( 2 9 ) ” m6 _ 北京邮u 人学硕。i j 论文下一代移动通信系统中的o f d m 信道估计技术 相干时间是指一段时间间隔，在此时间间隔内两个到达信号有很强的幅值相关 性。 2 2 多径衰落信道的模型 2 2 1 无线o f d m 系统中的信道等效模型 在无线通信中，通常假定信道为有限长冲击响应。设g ( t ) 为信道的冲击响应 表示如下【3 ： 烈t ) = 口。j ( t k l ) ( 2 1o ) m 其中“。为第m 条路径的随机复幅度r 。为第m 条路径的用r 归一化的时 延，r 为抽样间隔，0 f m 五t g ，t o 为循环前缀长度。 o f d m 系统中的多径衰落信道可以等效为n 个独立的高斯信道， y k = h k xk + n k ，k = 0 n - 1 ， ( 2 1 1 ) 如图2 3 所示，写作矩阵形式为 y = x h + n ，陀1 2 ) 其中 y = 【儿乃y n 一，r ，x = d i a g x o ，x n - i ， h = h o 一i r - = n o _ 1 】7 。 幽2 3o f d m 中多径信道等效为n 个独立的高斯信道 其r i jy 。为接收符号，x 。为发送符号，n 。为高斯噪声，h 。为频域信道衰落。 价7 叽 北京| | | l fj u 学硕i j 论文 下一代移动通信系统中的o f d m 信道估计技术 如果用时域的信道向量g 来描述，可以表示为 y = x w 9 4 一i n 其中 y = y oy y u 一，】7 ，x = d i a g x o ，x n _ i ) ( 2 1 3 ) g = 9 0g 】g n - ：nn = n o 啊n k - i n ：篓。：，羔：。为矩阵，w寸：而l。-j2，rw d f t等。 = l i ； | 为矩阵，w 寸：t e 可。 l 峨“”。弦。州。j 2 2 2 无线多径信道的数学模型 在无线信道中，常用r a y l e i g h 分布和r i c e a n 分布来作为多径衰落信号的包 络数学模型，其中r i c e a n 分布是多径信号中有独立的视距传播信号的模型，而 r a y l e i g h 是没有独立的视距传播时的模型。本文中用的就是r a y l e i g h 衰落分布作 为接收信号包络的统计模型。两个正交的噪声信号之和的包络服从瑞利 ( r a y l e i g h ) 分布。瑞利分布的概率密度函数为【1 ，p 1 2 6 ： rrr 2 p ( ，) ： 紊。砸一寺( o s 。( 2 “) 【0p o ) 其中，盯是包络检波之前接收信号幅值的r l t i s 值，仃2 是接收信号包络的时 间平均功率。 本文仿真用的多径衰落信道是c l a r k e 和g a n s 衰落模型，其生成结构如图2 4 所示【l ，p 1 3 4 。图2 5 是仿真得到的一个典型r a y l e i g h 衰落信号的包络。 本文仿真产生r a y l e i g h 衰落信道的步骤如下： ( 1 ) 设定用于代表( ，) 的频域点数n 和最大多普勒偏移 ，一 般为2 的幂； ( 2 ) 根据6 f = 2 f ( n 一1 ) 算出相邻谱线的频率间隔，可得t = l , f ； ( 3 ) 噪声源的每2 的正频率分量产生复高斯随机变量； ( 4 ) 将正频率值取共轭并赋给相应的负频率，便得到噪声源的负频率 分量； ( 5 ) 将同相和正交噪声源与衰落频谱、最( ) 相乘。 ( 6 ) 在川相和证交两路频域信号分别进行i f f t ，得到个州问序列， 然后对各个信号点墩j 卜方和。再， 根号。便得到仿真r a y l e i g h 衰 落信号f n j v 点时问序列。 筘8 贝 北京邮i b 人学碗l 论义下一代移动通信系统中的o f d m 信道估计技术 客 船 图2 4 基带r a y l e i g h 衰落仿真 圈2 5 典刑r a y l e i g h 衰落信号的包络 ，( r ) 如9m 北京邮i 乜 学硕，l 论文下- - 4 - t 移动通信系统中的o f d m 情道估计技术 第三章o f d m 基本原理 3 1 引论 随着对无线通信的数据传输速率要求的提高，o f d m 现在越来越引起大家 的关注，因为它把高速数据流分成许多较低的并行数据流，分别调制各个子载波 后加在一起并行传输，增加了符号时间宽度从而减少符号间干扰。而符号间干 扰成为提高无线通信数据速率的障碍。 o f d m 的基本原理是把高速数据流分成在许多子载波上同时进行传输的低 速数据流并行传输，并行子载波上的符号周期变长，从而多径时延扩展的相对数 量变小，减少了码间干扰( i n t e r - s y m b o li n t e r f e r e n c e ，简称i s i ) 。若再通过采用 循环前缀作为保护间隔的方法，无线o f d m 系统中甚至可以完全消除码间干扰。 首先说明o f d m 的特点。 3 1 1o f d m 的主要优点 0 f d m 技术之所以越来越受关注，是因为o f d m 有很多独特的优点： ( 1 ) 频谱利用率很高，频谱效率比串行系统高近倍。这一点在频谱资源有 限的无线环境中很重要。o f d m 信号的相邻子载波相互重叠，从理论上讲其频 谱利用率可以接近n y q u i s t 极限。 ( 2 ) 抗多径干扰与频率选择性衰落能力强，由于o f d m 系统把数据分散到许 多个子载波上，大大降低了各子载波的符号速率，从而减弱多径传播的影响，若 再通过采用加循环前缀作为保护间隔的方法，甚至可以完全消除符号间干扰。 ( 3 ) 采用动态子载波分配技术能使系统达到最大比特率。通过选取各子信 道，每个符号的比特数以及分配给各子信道的功率使总比特率最大。即要求各子 信道信息分配应遵循信息论中的“注水定理”，亦即优质信道多传送，较差信道少 传送，劣质信道不传送的原则 ( 4 ) 通过各子载波的联合编码，可具有很强的抗衰落能力。o f d m 技术本身 已经利用了信道的频率分集，如果衰落不是特别严重，就没有必要再加时域均衡 器。但通过将各个信道联合编码，可以使系统性能得到提高。 ( 5 ) 基于离散傅立叶变换( d f t ) 的o f d m 有快速算法，o f d m 采用i f f t 和f f t 来实现调制和解调，易用d s p 实现。 饥1 0f 北京邮i 玑扎学顿士论文下代移动通信系统中的o f d m 佾道 古计技术 3 ，重蕊o f d m 夔主要臻煮 ( 1 ) 对予载波频率偏茇糊栩忧噪声比单裁濑蕊躞敏感。消除相饿噪声和频偏 对o f d m 蔸为重要。因为如浆做不刘这一点，o f d m 的正交性将瓣淤像诞，裁 宓爨辱l 怒豁予鼗渡之翔翁秘强予撬黎籍号阗予撬。 国o f d m 蔷号是多令擎戴波藩号骛逮熬，辫戴蒸蜂鏊翡率与警戆漤霉黪篦 徨夫予攀载波系统，它对懿赣藏大嚣豹线谯鋈术较赢。 褒蕊- y d f t 熬o f d m 焱绫申，骶袁调制嚣瀚输出帮蠡动的联合擞程一起， 然衙，潺个台并后的信号被敞大。媳与原始瀚o f d m 系统不嗣，在嘏翘的o f d m 系统中，怒先对m o d e m 的输出进行放丈，褥将番个放丈瓣的信警仓搏嵌起。 逮蘸蕊耨蒸予d f t 夔o f d m 蓉麓瓣藏大嚣戆尊线愁穗黪；骧蠢螽箨黥翁蘩琴曩 毒焚嵇予毒麓噪声翦蠖度爵靛。 3 1 3o f d m 技术的实际戍用 o f d m 鼓零嚣为箕疆姆秘鼗势，在无线霸鬻钱避藿蘩统串被广激趱鲻。吴 嚣熬鑫疆礴； c 1 ) 寥载波系统西或翰蟪艨鬻子接天掰率辩精速数字鬻户环鼹 蕾d s 毛) 、 怼称数字耀户黪漆( a d s l ) 、怒裹速数譬删户丽鼹( v 釉s l ) 。 储) 数字音频广播( d a d ) 和数字视籁广撩( d v b ) 系娩。在涨潮，蕤分解 调麓c - o f i ) m d c - q f s k 殴烂藏冀数字语眷广攒d a n 4 豹标准。黼罄予导频 戆黎予瓣潺羲c - o f d mq p s k ，t 6 q a i v i , 6 4 q a m 残羧采藜蠢鼗享裰鞭广灌d v b 簿搽拣。 ( 3 ) 滗线局域网( w l n ) 。w l a n i e e e8 0 2 。1 1 a 标准巾就是粼黼o f d m 作 为物理胺的惜输标准。 嚣糕滋蕊o f d m 逶奁凝遮咎凑逶番，襄麓下一枝移韵逶荣焱躐( 4 g ，或 b e y o n d3 g ) 建备袋霆鹑技术之一。 3 2 基于快速傅立晴交换的o f d m 系统 o f d m 投术酌优点之就是可以利用快潲傅立时变换实现调制洋珀解调，从 嚣霹戳大大篱德系蕊实瑰憋鬣袋震，下瑟褥麓避蒸琢理。 北京邮i 乜人学倾l 。论义下一代移动通信系统中的o f d m 信道估计技术 3 2 1o f d m 系统的基本模型 波上可以是相移键控( p s k ) 或者正交振幅调制( q a m ) 。用d 表示一个o f d m 子载波上的调制数据符号，子载波一般用p s k 或q a m 调制。若以n ，代表子载 波数，丁代表符号时间，z 代表载波频率，相邻子载波间隔为1 t ，z + ，：( 代 s c 。= r - e ，笺d ，：一i + r 0 5 。一， ，r + r 5 ( f ) 2 0 ，t + 丁 ( 3 1 ) 图3 1o f d m 子信道频谱图 从图中可以看出，o f d m 各子载波上的信号功率谱形式都是相同的，都为s a 型 函数( s i n f f ) ，它对应于时域的方波。 然而在多数文献中，通常采用等效复基带信号来表示o f i ) m 符号： ，2 s ( o = 一+ m ，2 e x p ( j 2 r c t ( t 一，；) ) ， t - t 。+ r i = n | 2 1 s ( f ) 2 0 ，t t 。+ ? f 3 ，2 、 其中实部和虚部分别对应于o f d m 符号的同相分量和正交分量，分别与相应子 载波频率的c o s 分量和s i n 分量相乘来构成最终o f d m 信号。图3 2 是o f d m 系 统的j i 本模型图。 狮j 2 负 北京邮电大学硕! l 论文 下一代移动通信系统中的o f d m 信道估计拙术 旦江皤 。咂堕a 1p p o r p ” j 丑扛 1 卜逦弘 s p+虽 p s d 主矿“” r p 一。“ j 1 2 q 多一 卜慢弘 图3 2o f d m 系统基本模型框图 图3 3o f d m 符号中的子载波实例 图3 3 表示了包含4 个子载波的0 h ) m 信号，在此图的o f d m 信号的所有 子载波都具有相同的幅值和相位，但在实际应用中，根据数据符号的调制方式， 每个子载波的幅值和相位都可能是不同的。 从图3 3 可以看到，每个子载波在一个o f d m 符号周期r 内都包含整数倍个 周期，而且各个相邻子载波之间相差1 个周期，这样子载波间就是正交的。即对 于两个角频域分别为。和珊，的子载波，满足： * e 删咐唧( 川出= 托：i ： 而o f d m 中的各个子载波的频率可以表示为 | 、= f o + n 鹭 ( 3 3 ) ( 3 4 ) 式q 。，= l 丁为各子载波问的频率间隔，t 为符号周期， 为i t 的整数 倍，各载波相互正交。 设f 正 是一纽子载波，则各子载波频率的关系为： 北京邮i 乜 学硕卜论文下一代移动通信系统中的o f d m 信道估计技术 z = 五+ n i t ，n = o ，1 2 ，n 一1 ( 3 5 ) 式中，丁是单个o f d m 符号的持续时间， 是第一个子载波的频率。 在各个子载波正交的条件下，在接收端就可以解调出各个子载波上的数据符 号。如对第个子载波进行解调，然后在时间长度丁内进行积分，即： t = 亭r + r e x p ( 一，z 万事c ，一， - 萋；一e x p ( ，z 石事c ，一， 讲 = 亍1 刍n - 1 一卜冲( 伽孚( ) 卜 ( 3 s ) = 嘭 3 2 2 基于d f t ( 或f f t ) 的o f d m 系统 对于子载波数较大的o f d m 系统，o f d m 调制就需要大量的正弦波发生 器、滤波器、调制器和相干解调器，但若利用离散傅立叶变换( d f t ) 及其反变 换就可简化或省略这些设备。并且用离散傅立叶变换( d f t ) 及其反变换实现 o f d m 系统的调制和解调，易用d s p 实现，从而简化和节约大量的复杂设备。 并且还可以利用快速傅立叶变换( f f t ) 及反变换进一步简化运算，提高运算效 率。 利用i d f t 和d f t 已成为技术发展的必然趋势。目前的技术可达到实现上千 路的d f t 计算。d f t 和i d f t 变换对分别为： - 1 d f t ：x ( 1 】 ) = z ( 盯彤 ( 女= 0 , 1 ，n 一1 ) i d f t ：x ( ”) = 古爿( 七孵“( ”= o ，l ，n 一1 ) t = o 一塑 其中帆= p 。” 下面说明如何用f f t 来实现o f d m 调制。为了叙述的简便，先对公式( 3 2 ) 变换形式为： ；令公式( 3 7 ) r t ，的，。= 0 ，对信号一( ，) 以的速率进行抽样，u l j 令- ；l1 4 负 do + 0 一 2 ， u 唧 q 一 ， 哦 = = 占 5 北京邮l 乜火学硕j 论文下一代移动通信系统中的o f d m 信道估计技术 ，= 。( 膏= o ，1 ，一1 ) ，可以得出 气( k t n = 薯枷彬2 石万i k s ( k t n ) ) ( o 女n - 1 )( 3 8 )& = 辞e x p ( 歹2 石百) ( o 女一1 )( 3 8 ) 可咀看出s k 实际上就是对 4 进行i d f t 变换。 同样可以得出在接收端解调珥过程实际上就是对进行d f t 变换，即： 4 = 芝k = o 屯e x p ( 一j 2 x 亨i k ( o - i _ n - 1 ) ( 3 9 ) 综上所述，o f d m 系统的调制和解调可以分别用i d f t d f t 来实现。经过 点i d f t 运算，把频域数据符号z 变换为时域数据符号，再经过调制射频载波， 就可以发送到无线信道中，而每个i d f t 输出的数据符号都是由所有经过调制的 子载波叠加而生成的，即对连续的多个经过调制的子载波的叠加信号抽样得到 的。 在o f d m 系统的具体实现时可以采用i d f t d f t 的快速算法i f f 俯f t 来 实现。点i d f t 运算需要实施2 次复数乘法运算，而i f f t 可以大大降低运算 的复杂性。例如常用的基2 i f f t 算法，其复数乘法运算的次数仅为( n t 2 ) l o g ：( ) ， 而且随着子载波数的增加，直接的i d f t 运算和其快速算法i f f t 运算的复杂度 差别越大。 3 3 保护间隔和循环前缀 o f d m 得到日益广泛应用的一个最主要原因就是它可以有效地抗多径干扰。 通过把输入的串行数据流经串并变换后在个子载波中并行传输，使得调制每 个子载波的数据符号周期扩大为原始数据符号周期的倍，多径时延扩展的影 响大大降低。为了最大限度地消除符号问干扰，还可以在每个o f d m 符号之间 插入保护削隔【5 ，并且保护问隔长度兄一般要大于无线信道的最大时延扩展， 这样个符号的多径分量就不会对下一个符号造成干扰。在这段保护间隔内，可 以h j 插入 t 何俏号， j 是一段空闲的传输时段。然而在这种情况下，由于多径传 孺的影l 忆则会产生信道i f f j q 二扰( i c i ) 即破坏了予载波问的正交住，) f i 同们予 掂i5 撕 北京邮电大学硕士论文下一代移动通信系统中的o f d m 信道估计技术 载波间产生干扰。这种效应可见图3 4 。由于每个o f d m 符号中都包含所有的非 零子载波信号，而且也同时会出现该o f d m 符号的时延信号，图3 - 4 中给出了 第一个子载波和第二个子载波的时延信号。从图中看出，由于在f f t 运算的时 间长度内，第个子载波与带有时延的第二个子载波之间的周期个数之差不再是 整数，所以当接收机试图对第一个子载波进行解调时，第二个子载波会对此造成 干扰。同样当接收机对第二个子载波进行解调时，也会有来自第一个子载波的 干扰。 第一个子载波带时延的第二个子载波 图3 4 由于多径的影响，空闲的保护间隔造成信道间干扰( i c i ) 为了消除由于多径扩展所造成的i c i 。o f d m 符号需要在其保护间隔内填入 其循环前缀信号，见图3 5 。这样就可以保证在f f t 周期内，o f d m 符号的时延 副本内所包含的周期个数也是整数。这样，时延小于保护间隔的时延信号就不会 在解调过程中产生i c i 。 酗3 5o f d m 符号的循环前缀 北京邮i 把大学硕_ j _ 论文下一代移动通信系统中的o f d m 信道估计技术 为了进一步说明多径传播对o f d m 符号所造成的影响，可以参见图3 6 ，其 中给出了两路径衰落信道中的信号，实线表示经第一径到达的信号，虚线表示经 第二径到达的实线信号的时延信号。实际上，o f d m 接收机所能看到的只是所 有这些信号之和，但是为了更加清楚地说明多径的影响，还是分别给出了每个子 载波信号。从图中可以看到，o f d m 载波经过b p s k 调制，即在符号的边界处， 有可能发生符号相位的1 8 0 度跳变。对于虚线信号来说，这种相位跳变只能发生 在实线信号相位跳变之后，而且由于假设多径时延小于保护间隔，所以这就可以 保证在f f t 的运算时间长度内，不会发生信号相位的跳变。因此，o f d m 接收 机所看到的仅仅是存在某些相位偏移的多个单纯连续正弦波的叠加，而这种叠加 不会破坏子载波间的正交性。但如果多径时延超过了保护间隔，则由于f f t 运 算时间长度内可能出现1 8 0 相位的跳变，因此第一路径信号和第二路径信号的叠 加信号就不再只包括单纯连续正弦波信号，导致子载波问的正交性被破坏。 图3 6 时延信号对o f d m 符号的影响 3 4o f d m 信号的加窗处理 从前面叙述可知，o f d m 符号是通过i f f t 变换后再加一个循环前缀构成的。 圈3 6 所示的o f d m 信号实例中，子载波上的调制引起的相位转换可以从符号 边界处看到。实际上像图3 6 那样的一个o f d m 信号包含许多没有经过滤波的 q a m 调制的予载波，】天i 此它的带外功率讲衰减很慢刑 外辐射功率比较大。予 】7j c 北袁邮i 乜 学硕i ：论文下一代移动通信系统中的o f d m 情道估计技术 载波数分别为1 6 、6 4 和2 5 6 的o f d m 信号频谱见图3 7 所示。从圈中可看出， 子载波越多，因为旁瓣挨褥缀透，葵功率谱蜜度开戆攀努衰减缀块。但是羁疆有 2 5 6 个子载波的情况，其- - 4 0 d b 带宽几乎是- - 3 d b 带宽的4 倍。 p s n 圈3 7 典型舶o f d m 信号频漤 为了使o f d m 髅号频谱带步 衰减更快，可以对o f d m 符号使用加窗技术。 对一个o f d m 符号加密髓健其信号牺值在符号边界处接近为零。一种常用的翻 窗函数类型就是升余弦函数，数学表达式为： f0 5 + 0 5 c o s ( ，r + r 芹( 口z ) ) 0 - t ，t w ( t ) = 1 0 筘t 霉 ( 3 ，l o ) l o 5 + 0 5 c o s ( ( t 一? 二) 嚣， r r 。时，则可以克服i s i 的影响。为了保证子载波的正交性，o f d m 符号 问的保护闾隔是循环前缀，即将每个o f d m 符号后东个时间的样点复制到该符 号的前面，此时o f d m 符号的时间长度相当于 i = + t 图3 1 0 一个典型的o f d m 系统结构 3 6o f d m 系统参数选择 o f d m 参数的选择就是需要在多项有冲突的要求中进行折中。通常首先需 要确定三个参数：带宽、比特速率和时延扩展。时延扩展直接决定着保护间隔的 选取。通常保护间隔的时间长短一般应为时延扩展均方根的2 4 倍。这个值取 决于信道编码和q a m 调制方式。高阶的q a m 调制比q p s k 对i c i 和i s i 更加 敏感，而更优的信道编码能减少对干扰的敏感性。 只要确定了保护间隔符号周期就可以固定。为了最大限度地1 碱小由于插入 保护问隔所带来的信噪比损失，希望o f d m 符号周期长度要远远大于保护问隔 长度。但是符号周期又不可能任意大，否则就表示o f d m 系统r j 要包括更多的 m2 0f 北京邮电人学硕j j 论文 下一代移动通信系统中的o f d m 信道估计技术 子载波，导致子载波间隔相应减小，系统的实现复杂度就会增加，而且还加大了 系统的峰平功率比，并且使系统对频率偏差会更加敏感。因此在实际应用中，一 般选择符号周期长度是保护间隔长度的5 倍，这样由于插入保护间隔所造成的信 噪比损失大约只有l d b 。 在确定了符号周期和保护间隔后子载波的数量可以直接用3 d b 带宽除以 子载波间隔( 即去掉保护间隔后的符号周期的倒