（通信与信息系统专业论文）基于数据辅助的无线分组ofdm系统同步技术.pdf

北京交通犬学摘要 摘要 y 5 8 8 2 8 8 本论文是以围绕基于数据辅助的无线分组o f d m 系统同步技术 为中心展开研究。通过同步系统模型的建立，分析了在理想的高斯 信道及慢衰落的多径信道下，同步信息对系统接收信号的影响。重 点研究了o f d m 中基于训练符号的时间及频率同步算法，在重复结 构训练符号基础上提出了一种具有共轭对称特性的训练符号，克服 了定时曲线的峰值平台，极大的提高了符号定时的准确度。同时为 了将训练符号数目控制在1 个，根据整数频偏的“平移”影响提 出了在高斯信道下，可采用基于重复训练符号的虚载波组估计法： 在多径信道下，该方法又可以与p n 自相关法结合采用，非常的灵 活。然后，综合上述频率同步法，提出了一种低开销，低复杂的频 率捕获方案，并将其应用基于i e e e8 0 2 1 1 a 的w l a no f d m 同步模 块的设计中。最后，在基于t m s 3 2 0 v c 5 4 0 2 的o f d m m o d e m 硬 件平台下，对该同步模块中的关键算法进行了的硬件仿真。 【关键词】：o f d m ，同步，训练符号，虚载波，d s p 北京空通大学a b s h a e t a b s t r a c t t h et h e s i si sf o c u s e do nt h es y n c h r o n i z a t i o ni no f d m p a c k e tw i r e l e s ss y s t e m ，w h i c hi sb a s e do nd a t e - a i d e dm e t h o d am o d e lo fs y n c h r o n i z a t i o ns y s t e mi sp r e s e n t e dt o a n a l y z e h o ws y n c h r o n i ci n f o r m a t i o na f f e c t st h er e c e i v e d s i g n a l i n a w g na n df r e q u e n c y s e l e c t i v ef a d i n gc h a n n e l t h et i m i n g e s t i m a t i o no nt h er e p e a t e dt r a i n i n g s e q u e n c ei ss t u d i e d ，i n o r d e rt oo v e r c o m et h ep e a kp l a t e a ui nt i m i n gm e t r i c 【i la t r a i n i n gs y m b o lw i t hs y m m e t r i c a n dr e p e a t e ds t r u c t u r ei s p r o p o s e d a c c o r d i n gt ot h es h i f te f f e c to ff r e q u e n c yo f f s e ti n o f d ms y m b o l ，n u l l c a r r i e re s t i m a t i o nc a nb ei n t r o d u c e di n t h ep r o p o s e dt r a i n i n gs y m b o li nt h ea w g n ，s ot h en u m b e ro f t r a i n i n gs y m b o lc a nr e d u c e dt oo n e i nt h em u l t i p a t hc h a n n e l ， t h ee s t i m a t i o ne a r lb ec o m b a t e dw i t hp nc o r r e l a t i o n a f t e r t h a t ， a l o w _ o v e r h e a d ，l o w c o m p l e x i t ys y n c h r o n i z a t i o n a c q u i s i t i o n t h e m ei s p r e s e n t e d ，w h i c h c a nb eu s e di n s y n c h r o n i z a t i o nm o d e lo fw l a nb a s e do i 3 i e e e8 0 2 ，1l a f i n a l l y , i n t h eo f d mm o d e mp l a t f o r mb a s e do n t m s 3 2 0 v c 5 0 2 t h ep r o p o s e da l g o r i t h mi se m u l a t e d 【k e yw o r d s ：o f d m ，s y n c h r o n i z a t i o n ，t r a i n i n gs y m b o l ， n u l l c a r r i e r ，d s p 北京交通大学硕士论文第一章:绪论 第一章:绪论 近年来，数字化技术的迅猛发展正在不断改变我们的生活.不断 发展的网络趋势就是:让人们尽情享用丰足的带宽，智能化的个性服 务和无缝覆盖的移动性。现在，全世界都在探讨和发展下一代网络 . 我们可以肯定的是，不管下一代网如何发展，在下一代网中我们一定 能够看到三个世界，即从服务层面上， 我们将看到一个i p世界; 从传 送层面上，我们将看到一个光的世界;从接入层面上，我们将看到一 个无线的世界。在这个无线世界里，人类将不论何时，不论何地都能 与任何人交流任何信息。 ， . ，论文研究背景 正交频分复用调制技术 ( o f d m)的概念可以追溯到上个世纪的 5 0 年代末期。在 6 0 年代，已经将其应用在一些高频的军事系统中。 在7 0 年代早期，离散复立叶变换在o f d m系统的应用，大大简化了 o f d m系统。直到 8 0 年代中期，随着大规模集成电路的发展以 及欧 洲在数字音频广播 ( d a b )中的应用，o f d m技术才开始受到关注。 如今， o f d m调制技术在宽带数据通信中得到了广泛的应用。在无线 通信标准中， 除数字音频广播( d a b )外， 还有数字视频广播( d v b ) 以 及无线局域网 ( wl a n )的i e e e 8 0 2 . 1 1 a 和i e e e 8 0 2 . 1 1 g 。同时， 在有线环境的高速数据传输 ( 如 x d s l )中，o f d m被典型的当作离 散多音调制 ( d mt )， 成功地用于有线环境中。除了作为一种在多径 传播环境下的高效的调制技术外，o f d m 以它的 f d ma特性可以很 容易与其他多种接入方式相结合使用， 构成o f d m a系统，其中包括 多载波码分多址( m c - c d m a ) ， 跳频o f d m以 及o f d m- t d m a等等。 综合o f d m的技术特点，可以 看出它主要有以下几个优点: . 支持高速数据传输，具有抗多径传播带来的符号间干扰的作用 . 频谱利用率高 . 有效的对抗窄带干扰 . 均衡简单，实现复杂度低。 第一章：绪论 北京交通大学硕士论文 但是o f d m 系统内由于存在多个正交子载波，而且它的输出信号 是多个子信道的叠加，所以与单载波系统相比，存在如下几个缺点： 对频率偏移很敏感 存在较高的峰值平均功率比 与此相应，近年来许多研究者围绕上述这两大问题展开了大量的 研究工作，并已经取得了许多进展。不少通信设备厂商也纷纷组成了 o f d m 论坛共同推动o f d m 技术在下一代无线通信中的应用。在 未来的通信中，无线通信与i n t e m e t 的融合已是必然趋势，同时无线 通信的竞争领域也将由室外转移到室内，发展无线局域网w l a n 将 是一个新的热点。自1 9 9 8 年，i e e e8 0 2 1 1 a 标准组决定采纳o f d m 作为w l a n 在5 g h z 波段的物理层接入方案，这是o f d m 第一次被 用于分组业务通信，此后，又相继推出了i e e e8 0 2 1 1 9 ( i e e e8 0 2 1 1 b 的增强版) ，也是采用o f d m 调制技术，提供6 m b p s 5 4 m b p s 的数据 速率。 本论文在此背景下，结合由谈振辉教授主持的国家自然科学基金 委重大项目“宽带高速无线通信传输理论及关键技术”，将对o f d m 系统中基于数据辅助的同步技术展开探讨，并将此同步技术应用在以 e e e8 0 2 1 l a 为标准的无线分组传输系统中。 1 2o f d m 同步问题的提出 一般由于移动信道中存在多径时延扩展，通信系统是很难确定信 号的准确到达时刻，所以系统同步的任务之一是时间同步。同时，由 于实际接收滤波器的频率漂移及移动信道中的多普勒频移( 或多普勒 扩展) ，所以系统同步的任务之二是频率同步。o f d m 系统由于特殊 的正交性，就决定了它的系统同步要求比一般单载波调制中的同步要 求高，而且实现也更复杂，因为它除了系统接收端的采样时钟同步和 载波频率同步外，o f d m 还要保持它特有的符号同步和子载波同步。 符号同步 这里的符号指的是一个完整的o f d m 符号，也可视作一个 o f d m 块。数据比特流是经过串并变换和i f f t 变换，并加上循环 前缀后“打包”成一个o f d m 符号块发送出去的。这样在接收端的 首要工作就是“拆包”，即除去循环时缀后，再通过f f t 变换和并 2 北京交通丈学硕士论文 第一章：绪论 串变换来正确提取比特流数据。而正确“拆包”的一个重要前提就 是o f d m 符号同步。只有接收系统的时间同步器在正确地检测到 o f d m 符号的到达时刻，准确的定出f f t 时间窗的起始时刻，才有 可能正确的得到比特流数据。符号同步会受多径信道的时延扩展影 响，如图1 1 所示。如果o f d m 信号使用循环前缀的话，若符号的 定时同步点落在a 区，在f f t 解调之后，除了会有相位的偏转外， 不会出现符号间干扰( i s i ) 和子载波干扰( i c i ) 。但是当符号的 定时同步点落在b 区，就会同时引起o f d m 信号间的i s i 和o f d m 信号内的子载波间的i c i 。所以循环前缀在某种程度上也起到了缓 解o f d m 符号同步的压力。 图卜1 ：符号定时起始位置的确定 子载波同步 由于o f d m 符号在周期t 内包含多个非零的子载波，因此它的 频谱可以看作是周期为t 的矩形窗脉冲的频谱和一组位于各个字 子载波频率上的占函数的卷积。矩形脉冲的频谱值为s i n c ( ) 函数， 这种函数的零点出现在频姿为1 t 整数倍的位置上( 图卜2 ( a ) ) 。这 很类似于奈奎斯特的时域采样准则，即各子载波频谱的最大值对应 于其他子载波频谱的零点。所以o f d m 中的子载波只有在频率为 1 r 整数倍的位置上才能保持正交性，这就要求系统在频域的采样 必须非常地准确。如果一旦子载波发生频偏，导致原先的采样点偏 离了那些特定的频率点则各子载波就会失去正交性( 图1 2 ( b ) 1 ， 结果不但会减弱有用信号的接收能量，而且还会产生相位噪声并引 起i c i 。所以子载波同步任务就是要使频率采样点始终对准接收各 第一章：绪论北京交通大学硕士论文 子载波处的频率正交点( 如果正交性还保持的话) 。只有在接收端保 证o f d m 符号的正交性，那么发端对o f d m 符号的正交性设计才 真正有实现的价值。 a ( 0 磊，o ， ， a j f n + 甜 f i b 图1 - 2 ：( a ) o f d m 信号的频谱( b ) o f d m 信号的非同步采样 1 3 国内外研究现状 同步实现一直以来都是o f d m 系统的一个难点，吸引着人们对 同步技术展开不断的研究，尤其以同步算法的研究更为活跃。 同步算法大致可以分为数据辅助型( d a t e a i d e d ) 和非数据辅助 型( n o n d a t e a i d e d ) 。在数据辅助型中，s c h m i d l 提出了采用2 个重 复训练符号估计定时和频率粗同步 1 】，为了进一步加快频率粗同步的 ， 速度，也可采用一个l 周期的训练块达到；的频偏估计范围 2 】，或 z 引入子载波的差分编码 3 , 4 】，还可以利用信号的时频特性【5 】。同时为 4 第一章:绪论北京交通大学硕士论文 子载波处的频率正交点 ( 如果正交性还保持的话) 。 只有在接收端保 证 o f d m符号的正交性，那么发端对 o f d m 符号的正交性设计才 真正有实现的价值。 a ( f j a i h) 图1 - 2 : ( a ) o f d m信号的频谱 ( b ) o f d m信号的非同步采样 1 . 3国内外研究现状 同步实现一直以来都是o f d m 系统的一个难点， 吸引着人们对 同步技术展开不断的研究，尤其以同步算法的研究更为活跃。 同步算法大致可以分为数据辅助型 ( d a t e - a i d e d )和非数据辅助 型 ( n o n d a t e - a i d e d ) 。在数据辅助型中，s c h m i d l 提出7采用 2个重 复训练符号估计定时和频率粗同步 1 ， 为了进一步加快频率粗同步的 速度， 也可采用一个 l周期的训练块达到士 二 的 频 偏 估 计 范 围 2 1 2 引 入子载波的差分编码 3 , 4 ， 还可以 利用信号的时 频特性 5 。 同时为 北京交通大学硕士论文第一章: 绪论 了 克服 1 中 定时曲 线的“ 平台 效应” ， 文献 6 - 8 提出了 采用新结构的 训练符号来代替。 此外在导频辅助同步上， 除常用的插入导频以外 9 . 1 0 7 ， 也可采用叠加导频 ( s u p e ri m p o s e d p i l o t ) 的方式 1 1 7 。 在非数据 辅助型中，主要是依靠接收符号中存在的一些冗余信息盲估计后得到 同步信息。虽然它不占用系统的频率资源，但是实现很复杂，如常用 的盲估计算法有 m u s i c , e s p r i t等.最简单的盲估计算法是 、 a n d e b e e k提出了高斯信道下基于循环前缀的符号定时和频偏的联合最大 似然 ( ml ) 估计 1 2 。 但是它的频偏的估计范围小， 且容易受信道干 扰影响。 以上涉及的同步算法或多或少都存在以下不足:估计范围有限; 优化能力不足;估计方差较大和需要额外开销。为此，本论文以文献 l 为基础，对数据辅助型中的训练符号同步法进行了研究，并提出 了一种适合在无线传输环境下应用的同步方案。 1 . 4论文主要工作 本文主要研究的是 o f d m 系统中基于数据辅助原理的同步问 题， 并根据i e e e 8 0 2 . 1 1 a的标准， 提出了一种基于无线分组的o f d m 同步模块设计方案。所采用的仿真软件是ma t l a b和 c c s ，实验平 台是基于t ms 3 2 0 v c 5 4 0 2 的o f d m mo d e m， 仿真器是s e e d - x d s p p , 论文第二章中简单介绍 o f d m 的原理，并且通过对 o f d m 同步 模型的分析研究了这些同步要素对系统接收信号的影响。最后，介绍 了 o f d m 系统的同步流程并阐述了本论文选择重复训练符号同步法 的理由。本章是以后各章研究的基础。 第三章主要研究了基于重复训练符号的符号同步法。通过比较文 献 1 提出的基于重复训练符号的相关法和 文献 8 提出的 基于共辘对 称训练符号的对称法， 提出了一种基于共辘对称性质的重复训练符号 的对称法。该方法主要是将共扼对称性引入重复训练符号，从而可以 在符号定时估计中采用对称算法，由此得到的定时曲线要比相关法的 定时曲线尖锐得多，判决检测也更加准确可靠。 第四章主要研究了基于重复训练符号的子载波 ( 频率)同步法。 为了提高训练符号的同步效率， 通过采用新的方法， 将文献 门 的训练 符号个数控制在 1 个。 首先在分数频偏的估计上， 比 较了文献【 1 中相 第一章:绪论 北京交通大学硕士论文 关法的相位检测与文献 8 中 对称法的相位检测的 估计性能， 指出了 对 称法相位检测的缺陷。其次在整数频偏的估计上，提出了在高斯信道 下， 可在文献【 8 的训练符号结构下采用虚载波组估计法: 在多径信道 下，该方法又可以与p n自相关法结合采用，非常的灵活。最后，综 合上述频率同步法， 提出了一种低复杂度， 高效快速的频率捕获方案。 第五章通过参考i e e e 8 0 2 . 1 1 a 建议的分组结构和同步方案，将前 几章基于训练符号的同步法研究成果应用到了基于无线分组的同步 方案设计中。同时将 d v b - t的同步实现结构框架改造成了适合于无 线分组的同步模块。 为了能顺利地在d s p 平台上实现， 对同步设计的 算法也都进行了近似线性化的处理，并得到了初步的性能仿真。 第六章主要是对所选择的同步算法在d s p 环境下实验仿真的数据 分析。通过对实验图表及数据的分析，再次验证前面所作的理论分析 和推断。 第二章 o f d m的同 步模型及概述北京交通大学硕士论文 第二章 o f d m的同步模型及概述 2 . 1 o f d m 的基本原理 o f d m ( o rt h o g o n a l f r e q u e n c y d i v i s i o n m u l t i p l e x i n g ) 技术是多载 波调制技术的一种形式， 它的基本原理就是把高速的数据流通过串并 变换，分配到传输速率相对较低的若干个子信道中进行传输。由于每 个子信道中的符号周期会相对增加，因此可以减轻由无线信道的多径 时延扩展所产生的时间弥散性对系统造成的影响。通过加入循环前 缀，可将线性卷积信道变为循环卷积信道，从而可以避免由多径信道 带来的子载波间的千扰。 图2 - 1 : o f d m 系统发送端的调制部分 o f d m的 实 现原理如图2 - 1 所示. 速率为凡b i t 1 s 的串 行比 特流 经过数 据编码器 后， 就产生 速率为r , = 凡j l o g 梦 符号 每秒的串 行符号 流， 符号周 期为兀= 1 1 r , 。 这些串 行符 号经 过串 并 变换后， 就可调制 到 n个正交子载波中的一个，最后各子载波相加就构成一个 o f d m 的数据块。 各个子载波间的正交性是通过适当 选取子载波间隔及基频f . 实现 北京交通大学硕士论文第二章 o f d m的同步模型及概述 的， 其中子载波间隔a f = 1 / n t , , f o = k / t ,( 其中k 为非负数，为了 简便，我们就设k = 0 ) ， 这样，图2 - 1 中的人= n 颐， 各子载波可在一 个 o f d m 符号周期内保持正交。图 2 - 1中的输出信号的数学表达式 为: ( n ) c o s 2 ;tf t + b ( n ) s in 2 nf t n t , 对其用t = m t , 进行离散化: s ( m t , ) = j a ( n ) c o s 2 nf ( m t ) + b ( n ) s in 2 ;f 0-t ( . t , ) l 0m n 将人= n / n t ,代入上式可得: s ( m ) 其中， 艺a ( n )- .ib(n)k fzm ivi m=0 , 1 , 2 . . . . . .n一 1 大括号内正是序列d ( n ) = a ( n ) - j b ( n ) , n 二 散复文叶变换 i d f t ，可见图 2 - 1中的框内部分可用 0 , 1 , 2 . . .n一 1 的离 i d f t / d f t的快 速算法 f t / f f t来实现。 同理， 图2 - 2 的接收解调部分也可以由离散 复立叶变换d f t来等效的 1 3 0 图2 - 2 : o f d m 系统接收端的解调部分 第二章 o f d m的同步模型及概述北京交通大学硕士论文 of dm 制和解调， 的基带系统 系统的一个重要优点就是可以利用快速复立叶变换实现调 从而可以大大简化系统实现的复杂度。图2 - 3 就是o f d m 图2 - 3 : o f d m基带系统框图 2 . 2 o f d m同步系统的模型分析 本文的o f d m同步模型是在a wg n及慢衰落多径信道下建立的。 考虑到系统同步的复杂性，为了简化建模，突出重点，本模型将忽略 由时钟器件不稳定所造成的一些采样时偏及采样频偏等因素，重点考 虑o f d m系统的符号时偏和子载波频偏的影响。 2 . 2 . 1 . o f d m系统的同步数学模型 o f d m 符号的发送表达 (，卜1 系 s -fe e s k “ ， j 3 x k u - ft - t , )rr - r e c t ( t 一 i t ) t j 是循环前缀的长度，t = n t , 是有用信号的长度 )中 (l其 t = t 十 兀 是整个 o f d m符号的长度。 矩形窗函数: r e c t ( t ) 0t t e l s e ( 2 - 0) 了les褚1 一工 北 京交通大学硕士论文第二章 o f d m的同步模型及概述 时 间 离 散 后， 令t = 1 t 十 几+ n 兀 n=0 , 1 , 2 . . . . . . n一1 则: 其中 s , ( n ) = 1 轰 -1n s , (k ) “ j 2 a k (- in - n , )xn . r e 。 ， 肠一 in , ) ， n = t , n s = tb , n , = n + n g 加入循环前缀后，实际的发送信号是: s l,。 一 , ( n 一 n 8 ),.s , ， 一 1)s r (0 ) .s , ( 、 一 1) ( 2 ) o f d m信号的同步接收表达 当我们将发送接收滤波器和传输信道都视为理想情况时， 就可以 用 高 斯 信 道 来 模 拟 信 道 类 型 。 则 时 域 接 收 信 号 为 : r , = s , ( n ) + w , ( n ) n = n - 凡， n - 1 . . 0 ,1 ,2 . . n - 1 。 其中凡 是 方 差为 叮 了的高斯白噪声样本值。去除保护间隔后，接收的信号为 r, 一 lrl,o. rf.1. r,-， 一 ， ， 其 中， r,.， 二 r (n + 凡十 ， . n , ) .习 经过 f f t解调后: n - . y , ( k ) 一 e r .， . 6,- j 2 m k /n = ,fn- . s , ( k ) + w , ( k ) k 一 。 ,1,2 .n 一 1 ( 2 - 1 ) 月 . o 当 信 号 通 过 一 个 频 率 选 择 性 衰 落 信 道 传 输 : p-1 h ( r , t ) = 艺 h ; ( t ) - e ( r - 动时 ， 其 中p 为 信 道 数 目 ， 信 道 的 最 大 迟 延 满 足 : . 几 ， h ; (t ) 为 第i 个 信 道 的 脉 冲 响 应 函 数 。 可 以 将城 r ,t ) 视 为 广 义的信道函数，综合考虑无线信道和发送接收滤波响应。假设信道是 广义平稳非相干的;各径时延是固定的;发送接收滤波是平坦的。在 符号同步的条件下，接收端的采样信号为: 。 = 艺 h , ( l , n ) .s , ( 。 一 r i l l ) + w ( n ) ( 2 - 2) 第二章 o f d m的同步模型及概述 北京交通大学硕士论文 n- i 用f f t 解 调 信 号 :y ( k ) 二 艺 r , e j 2- k / n k = 0 ,1 ,2 . n - 1 在慢衰落信道下的解调信号: y ( k ) = 而 s , ( k ) h , ( k ) 十 w , ( k ) ( 2 - 3 ) 其 中 h , ( k ) = 艺 h , (i) -e i 2 - (*,1r ， 是 信 道 传 输 函 数 在 子 载 波 j k 二 u t 上 值 。 i 根据c i m i n 在文献 1 4 中的所述， 当信道在1 个o f d m符号时间 内恒定，即信道是慢衰落的前提下，则信道的卷积干扰就会成乘性干 扰，而乘性干扰是不会有i c i 的，只会影响s n r . 将 ( 2 - 1 )与 ( 2 - 3 ) 相比，在多径信道下，o f d m信号除了在幅度和相位上有些变化外， 并没有出现符号间的干扰i s i 和子载波间的干扰i c i 。 所以从这里， 就 反映出了o f d m符号在抗多径信道上的独特能力。 2 . 2 . 2 . o f d m系统的同步数学模型分析 (!) 方号沱时甫参劣属嗬 如果假设符号定时 偏移 = n . . 兀 ( n 是整数) ， 则接收符号定 时n = n + n , + 凡+ 1 - 从， 这 样接收 信号 为 1 5 : 。 ， = 艺h , ( n ) -艺 s , ( n ) - a ( n 一 : ， i t , ) + w , ( n ) ( 3 - 1 ) 其中 办 - r , / t , ) = e x p o 2 n ( k / n ) - (n 一 凡- i - n , 一 ; l t ) ) - r e c ( ri - in , - r ) 只有当 接收的弓 只与 第i 个o f d m信号 有关， 则正交性仍旧 保持。 也就是说，当1 * 1 ， 应该满足r e c t ( n - i 戈 - r , / t , ) = 0 。 所以为了 保 证定时 偏移， 二 不会产生i s i , 就应该有下式成立: 扮c t(n .1 1一 1 n , 一 r ; 一 t , ) = ? l me c r k n一a i v ， 一t i i j , ) =i 1 =1 土1 1 =1 北京交通大学硕士论文第二章 o f d m的同步模型及概述 最后利用r e c t ( t ) 的定义域 ( 2 - 0 ) ，得到所允许的， 的范围: n g n , 0 ，实际的接收向量是: r , 一 栋 ， ， 气 ， 1， 如一 】 ， 弘 ，。 ， rl+l .， 。 二 一 1 这样所 接收的 信号不但与r , 有关， 也与爪 ， 有关， 所以 就会产生i s i . 再 经过f f t 解调得到 1 5 - y , ( k ) 二 艺r , ( n + n , ) - e - j zx r. l n w / w e j z w/ n 洲艺树 + n -1- ,y- r,(n + n , ) 。 一，“ + 艺r,+ , ( n - n + n , ) - e - j z . a / n + w , ( k ) 月 =n一 月 厅 = 券-jz- k，二 i . - uv / v 艺s , ( m ) h . ( 1 ) e ; z . . t . , u n + w , ( k ) + ( 3 - 4 ) m k / n i , i n艺s , ( - ) h . ( 1 ) e z . c 一 万 ，“ ， n e 洲艺 月 二n- 月 = 导 一 一 “ s , (k )h , (k ) + w , (k ) + ic i + isi 第二章 o f d m的同 步模型及概述北京交通大学硕士论文 i c i = 毛 二二, l n 步甲 ， n- 1 - n , 艺s , (k ) h , (k ) e j 2 m n ( + e , n . 用 o , . . 泛 艺s , ( k ) h , ( k ) e 2 - ( - n + 二 ， “ e - j 2 - k / n i n= 姿 v a t e j 2 - k , n 艺间n-i艺 月 . n - n , 一 0 当n很大时， ( 3 - 4 ) 与 ( 3 - 3 ) 相比， 就多t i c i , i s i 两项干扰。 文 献 1 5 对由 符号定时偏移所引 起的i s i , i c i 作了更深入的分析并指出: 虽然这种i s i , i c i 是由符号定时偏移所引起的， 但是干扰的程度却是由 信道所决定的。 上面分析的符号时偏相对 o f d m 符号中的信号时间都是整数倍 的，但是实际情况下，由于多径时延是连续量，再加上如果出现符号 采样定时偏移的话，很有可能存在分数倍的时偏。整数时偏时由 o f d m 的时间同步捕获纠正的，而分数时偏就是由 o f d m 的时间同 步跟踪纠正的。 ( 2 少 . 翔单，漪参劣影肺 如果假设频率偏移是颐 = 十 娇) , 其中 0 1 ; 是 整 数， 娇 是 分数。则时域的接收信号是 r ,. w ) ， e x p ( .1 2 ; r ( a f+ 娇 ) ( i n , + 凡 + n ) i n ) . r , . ( 3 - 5) 其中，r , .n 就是指 ( 2 - 2 )的同 步接收信号， 如果此时 还考虑符号定时 偏 移n 的 话， 则r i. 就 对应着( 3 - 1 ) 的 接收 信号了 。 分数频偏和整数频偏对于 o f d m 信号的影响是不同的，为了能够 进一步表述清楚，我们将分别对它们进行研究。 . 分数频偏的影响 假设符号定时是理想同步的，整数频偏为零，则经过 f f t解调 后: 北京交通大学硕士论文第二章 o f d m的同步模型及概述 y (k ) = f r (f f )e b lw n n -4 r，a l -1、1 习 壳公(, )h i(m ” 一 ， 川l l- 门 臼 月j e “ 十 勘e jh b v n = 风s , (k )h , (k ) ) s i柯 ), e ; . s n - w n + 1 , ( k ) + w ( k ) k=0 , 1 , 2 . . . . . . . n一 i 其中所谓的子载波间干扰 i c i : i , ( k ) 一 y- , f n- (s , (二 ) h , ( m ) 由【 1 6 分析得到: s in 画 ) e j = ( n - i) i n e-%,(,-k)/iv 那s i n 卜 如一 k 十 娇 ) i n 当 : 卜 0 .5 时 ， e vi ,( k )iz j _ 2 0 d b，则 o f d m 符号中的频偏 必 须 满 足娇 :5 4 %e . 整数频偏的影响 假设符号定时是理想同步的， 分数频偏为零， 则经过 f f t解调后: l -r i m +、i n= 1 y (k ) = 刀, (-aj , y 7 nb n = 刘 壳沙(m wi (m )e 11q ,)in i.e f + 沙e j2,fu / n ， 州 月 州lvj ，州 州 口j 目 _ 而 = 扬 公(m )h (m ) 公m c y,-kh in + w (k ) s r (k - 9 f ;) n h( k - 4 ) m 十 a , ( k )k = q 议 . . . n- 1 第二章 o f d m的同步模型及概述 北京交通大学硕士论文 可见， 整数频偏造成的结果是信号的整体平移， 虽然它不会 有 i c i ，但是这种信号的错位如果不及时纠正，则由它引起的误 码将更加严重。 臼夕索骗和号定对必攀片暴时 当将符号定时偏移和频率偏移因素都一起考虑时， 得到的时域 接收信号是【 3 : p- t 。 二 = e j e . e j 2 wr, 艺h , ( ( n + n , ) t ) - s , ( n 一 n , ) + w , ( n ) ( 3 - 8 ) 7 . 0 其中， b = 2 鹤n , 兀 ，n , = - n , + c , / 兀 ，n 二 是 满 足( 3 - 2 ) 式中 所允许的范围。频域的接收 3 1 : y (k ) = 公, e 2w v = ，1 l . (s , (m w m ) jn 二歹 w,) / n + = e )b .汤. h (k - 46 )s 2 (k - 4 , f) e ff (n -) n w , ( k ) s i n ( 4 ( f ) n s i n 卿f / 扔 + e艺 f-h ,(k )s , (k ) - e l f f - s i e m x -4t v n , n s i d o f f ) m - k - 4 f ; 一 娇)/ 所以可以看到， 作用时一种组合， 即使是这些因素都共同作用， 总的影响也是单独 虽然没有新的干扰项，但是己经彼此祸合了。 2 . 3 . o f d m系统的同步流程 在o f d m接收端存在两大不确定因素:接收信号的定时偏移和 频率偏移。同步的目的就是在收端估计出这些随机的偏移量。当估计 的偏移量的随机特性已知时，可以将同步分为捕获和跟踪。同步捕获 是通过采用特殊的算法确定出估计量的初始值;同步跟踪就是通过迭 代反馈使估值误差收敛到较小范围内，进一步提高估计的精度。 北京交通大学硕士论文 第二章 o f d m的同步模型及概述 频率细同步 馈-走匡组质步-一 反rlwe|，1|l-踪 代一跟 迭一门土jj入肚 频偏校正 频率粗同步 -获 1一|习一捕 定时祖同步-、步 !一-同 同步头检测一 图2 - 4:o f d m系统的同步流程 7 l d f d m系统同步流程如图2 - 4 所示，各流程分别介绍如下: . 同步头检测 这是检测信号到达的第一步。连续数据传输中，通常采用特 殊的全零符号来标志。在突发数据传输中，则采用 自动增益控制 ( a g c )的功率检测方法。 . 定时粗同步 主要估计出符号定时偏移，即确定出f f t窗的起始位置。保 证接收的o f d m符号无i s l 。此时还包括帧同步. 最常用的技术 是接收信号在时域的自 相关检测【 1 7 . 频率粗同步 主要是估计子载波的频偏， 将估计误差控制在子载波间隔的一 半以内。 频偏可以在时域估计 1 7 , 1 8 ， 也可以 在频域估计 1 1 , 1 6 0 . 频偏校正 用粗/ 细同步中估计的频偏重新校正， 来改善o f d m符号中的i c i . 第二章 o f d m的同步模型及概述北京交通大学硕士论文 . 信道估计 通过估计多径信道中第一径或功率最强径的到达时间，进一 步提高符号定时偏移的估计精度。将信道估计和接收同步联合 考虑可进一步优化o f d m系统 1 9 e . 定时细同步 进一步调整符号的定时精度，同时达到系统的比特同步。常 用时延锁定环路 ( d l l )实现 2 0 a . 频率细同步 通过迭代反馈的形式进一步降低 o f d m符号中的i c i .最常 用的就是相位检测方法【 1 7 1 . 2 . 4 基于训练符号同步法的选择 本论文由于主要考虑的是突发数据传输模式，采用的分组结构 数据，所以根据i e e e 8 0 2 . 1 1 a 的建议将重点选择基于重复训练符号 的同步法， 但是我们选择的重复训练符号的重复周期是o f d m有用 符号时间的 1 / 2( 而 i e e e 8 0 2 . 1 1 a中的短训练符号的重复周期是 o f d m有用符号时间的1 / 4 2 1 ) ， 即 参 考的 是文 献 i 提出的 训练符 号结构形式， 但是我们只用1 个这样的 重复训练符号 ( 而文献 1 中 采用2 个训练符号进行同步) .做这样选择的理由如下: . 在相同条件下， 根据文献 1 的分析， 它提出的重复训练符号 要比i e e e 8 0 2 . 1 1 a 的短训练符号估计性能要好， 因为此时重 复训练符号的相关长度是短训练符号的2 倍。 虽然在频率的 捕获范围上，短训练符号是重复训练符号的2 倍， 但是依靠 其他的频域同步法，还可以达到更大的捕获范围。 . 重复训练符号的结构比较灵活， 可以非常方便的吸收其他同 步算法的巧妙思想，最大限度的发挥训练符号的同步性能， 以期真正做到系统优势的整合效果。 . 采用一个重复训练符号不但可以减少系统的开销， 而且也便 于将它移植到i e e e 8 0 2 . 1 1 a的同步报头中。 北京交通大学硕士论文 第三章 基于训练符号的o f d m符号同步 第三章:基于训练符号的 o f d m符号同步 根据第二章的分析，符号同步的 目的就是确定出 f f t时间 窗的起始位置，从而保证经过 f f t变换后 o f d m 符号的信息不 受损。文献 1 提出的采用基于重复结构训练符号下的相关算法 来确定符号定时同步点的思想是由文献 1 2 中基于循环前缀的 最大似然估计法演变而来，虽然文献 1 的相关法在实现是受信 道的影响更小， 但是有它确定的同步定时往往很模糊， 只能确定 在 一个无害范围内， 即 第二章提到的卜 二 t i 区间， 所以 在最后 还要对信号进行一次相位的矫正， 即在同步系统模型中提到的由 符号定时偏移和频偏共同决定的干扰相位 。 本文下面将详细的介 绍这种基于重复结构训练符号的相关算法的性能特点， 并在此基 础上， 将文献【 8 提出的基于对称结构训练符号的对称算法引入 到文献【 1 的符号同步法中，结果大大的提高了同步定时点的准 确度， 几乎可以非常精确的定出同步定时点的位置。 3 . 1 基于重复结构训练符号的相关法 文献 1 提出的利用重复结构的训练符号进行符号时间同步 在实际应用中很普遍 2 , 3 , 5 , 1 1 , 2 1 ，因为由它估计的同步参数受 信道影响很小，都比较稳定且可靠。为了提高自相关的性能，都 采用了p n码字作为训练符号. 这种相关法在理论上属于最大似 然估计法，而且实现也很简单。 3 . 1 . 1 符号定时估计及性能分析 在文献【 1 中提到的训练符号结构如图3 - 1 所示，其中训练符 号1 用于符号定时和部分的频偏估计，再和训练符号2 一起用于频 率的捕获。p n ?p-i 字都采用q a m调制。 第三章 基于训练符号的o f d m符号同步 北京交通大学硕士论文 e ! 0 1 e 1 0 一 当 图3 - i ( a ) : s c h m i d l e的v i 练符号 1 ( 频域) 图3 - 1 ( b ) : s c h m i d l e 的训练符号2( 频 域 ) 图3 一 1( c ) s c h m i d l e 的训练符号1 的时域重复结构 在a w g n 信道下， 接收信号 几= s n e j 2 - i n + w . 其中， 是相对的 频率偏移，u lm 是高斯白噪声。 如 1 得到 p ( b ) = l , re + m r b + m + l 其中b 是接收的信号序列号。 相关检测函数 : 、 ( a ) = ip ( 0 )i2 /( * (e ) 2 说它是文献( 1 2 方法的变型 l - 1 2 其中 r ( b ) 二 艺 !、 。 十 : 那是因为联合最大似然算法是: a (b ，二 ) = !y ( b ) i - c o s (2 ;re + l y ( 9 ) ) 一 p ( e ) ll一 二 m ea x l y (9 ) i一 p (b ) 、 = 一 i l y lb . r (e ) = 叉r (k ) - r ( k + n 1 2 ) * 介 . 夕 二 含 l+9-7i认 yy 4r(k )z + jr(n (2 + k )2,k=6户 中介勺 其j载 这 样 得 到 的 定 时 函 数实 际 上 就 是n (e ) 一 y (e 卜me ) ， 但是 如 果 北京交通大学硕士论文 第三章 墓于训练符号的o f d m符号同 步 、二，: 、 、 、二 。 丫*、ne )!7 ( b一 。 。，_ _ . 对 函 数a ( b ) 做如下 变换: 书 乡 共 寻 一 牛 芬 三 - - p ，当 信噪比 一 定时， 就 省 沪 ) 杏 (0 ) 一 -， - - ， 一，朴 * 、 _。 y (b )一 ， 一 、 一* 、- - 一 - ，一 - ， -一 直 接 可 用气 宁 三 令 = m ( 6 ) 来检 测定 时。