（通信与信息系统专业论文）数字视频广播ofdm传输系统中的同步技术.pdf

摘要 本文介绍了高清晰度电视的发展概况，阐述了o f d m 传输原理和数字地面视 频广播( d v b t ) 系统的c o f d m 实现方案。讨论了多载波传输系统的接收同步 理论，重点对o f d m 接收机方案中基于保护间隔的符号定时估计、频率偏移估计 进行了原理分析，提出了改进算法。同时对o f d m 传输系统的符号同步控制、频 率同步控制、采样钟同步控制控制作了详细阐述，对a d 前端数字下变频和高频 头自动增益控制也作了理论分析。在用m a t l a b 作了算法仿真之后，提出了一套基 于f p g a 实现的设计方案，最后完成了电路的q u a r t u s 仿真和f p g a 硬件电路的实 现。通过调试，整个方 关键字：高清晰度电视 案工作性能达到预期目的。 千￥磊三分复用懈。定时同步 频率偏移采样钟偏移a g c a b s t r a c t b a c k g r o u n da st h ed e v e l o p m e n to fh d t vi s ，t h i sp a p e rp r e s e n t st h et h e o r yo f m u l t i - c a r r i e rm o d u l a t i o n o f d mt e c h n o l o g ya n dd v b tc o f d ms c h e m e b a s e do n o f d ms y n c h r o n i z a t i o nt h e o r ya n d s i g n a lm o d e ，a l g o r i t h m s o ft i m i n ga n dc a r r i e r f r e q u e n c yo f f s e te s t i m a t i o nw i t hg u a l di n t e r v a l sb e t w e e no f d ms y m b o l si sp r o p o s e d t h ec o n t r o ls t r u c t u r eo fs y m b o l ，f r e q u e n c ya n ds a m p l i n gc l o c ks y n c h r o n i z a t i o ni s m a i n l y d i s c u s s e da l s o t h e p r i n c i p l e s o fd i g i t a lp l lc o n t r o l l o o p ，a g c ，d i g i t a l f r e q u e n c y d o w n c o n v e r s i o na l ef o l l w e d f i n a l l y , s o m ea l g o r i t h m sa l es i m u l a t e da n d s o m e d e s i g ns c h e m e sa p p l i e d t of p g a p r o p o s e d t h i sp a p e r a l s om a k e sas i m u l a t i o no f c i r c u i t sw i t hq u a r t u sa n df p g a h a r d w a r ei n t or e a l i t y k e y w o r d s ：h i g hd e f i n i t i o nt e l e v i s i o n ( h d t v ) o r t h o g o n a lf r e q u e n c yd i v i s i o n m u l t i p l e x i n g ( o f d m ) s y m b o lt i m i n gr e c o v e r y f r e q u e n c yo f f s e ts a m p l i n g c l o c k0 凰e ta g c 第一章绪论 第一章绪论 数字技术的飞速发展，使广播电视事业发生着日新月异的变化。计算机、通 信、网络、多媒体等技术的迅速成熟，使高清晰度电视( h d t v ) 成为数字技术在 电视领域里的必然发展趋势。数字高清晰度电视是集图像压缩编码技术、计算机 及网络技术、电子集成技术、数字通信技术于一身的高科技产物，蕴藏着巨大的 市场潜力。 1 1 世界高清晰度电视发展现状 数字高清晰度电视是指全部采用数字方式制作、传输和接收高清晰度电视节 目，不仅能使观看者看到、听到接近演播室质量的电视图像和c d 质量的声音， 同时还提供多种业务，实现交互、数据广播和计算机联网等功能，它将成为2 1 世 纪的主要电视产品。其主要优点在于能充分利用有限的频谱资源，实现无失真传 输。从8 0 年代末研制数字电视到现在只有短短十几年的时间，但发展速度之快令 人惊异。数字高清晰度电视代表了数字电视体制的高端应用。 数字电视广播主要通过卫星、有线电视及地面无线等三大传输方式实现。目 前，全球数字电视广播有三个相对成熟的标准制式：一种是以美国为首的a t s c 数 字电视标准：第二种是以欧洲为中心的d v b 数字视频广播标准：再之是日本推出 的i s d b 标准。由于卫星和有线电视的传输环境相对没那么复杂，所以其制式争议 不大，而数字电视地面广播的传输环境恶劣，频谱资源有限，应用需求分散，其 制式目前在各国仍有争议。全数字的高清晰度电视地面传输目前主要有两种传输 制式：( 1 ) v s b 方式，( 2 ) o f d m 方式。 1 9 9 6 年1 2 月2 4 日，美国联邦通信委员会( f c c ) 决定采用a t s c 数字电视标 准作为国家下一代h d t v 广播电视标准。开始进行高清晰度数字电视试播，在1 9 9 8 年正式开始了数字电视的广播，并计划在2 0 0 6 年开始停止模拟电视节目的播出。 a t s c 地面标准中用了单载波调制8 - v s b 技术，是介于单边带调制与抑制载波双 边带调制之间的一种调制方式。美国企图将a t s c 作为国际通用标准是其最重要 的推动力之一。 欧洲的d v b 组织包括世界3 0 多个国家的2 2 0 多个团体。1 9 9 7 年提出了数字 视频地面广播( d v b t ) 采用编码正交频分复用( c o d e do r t h o g o n a lf r e q u e n c y d i v i s i o nm u l t i p l e x i n g ，c o f d m l 即：d v b tc o f d m 。d v b 标准还包括：数字卫 星转播系统( d v b s ) 、数字电缆传送系统( d v b c ) ? d v b - s 和d v b - c 已经成为 了全世界应用在卫星和有线电视网络中数字电视的传输标准。 2 数字视频广播o f d m 传输系统中的同步 日本在1 9 9 7 年提出了综合业务数字地面广播i s d b t ( i s d b ：i n t e g r a t e ds e r v i c e d i g i t a lb r o a d c a s t i n g ) 的方案，选用c o f d m ，但又根据自己的研究有所创新。由 于1 s d b 是在a t s c 和d v b 之后进行开发的，故更多地考虑了数字广播新业务的 特点，在音频编码、数据复用、时间频率调制等方面自行设计成专有体系。出于 日本国的实际情况，日本首先计划在2 0 0 0 年实现i s d b 广播，将在2 0 0 2 年开始数 字广播。1 9 9 9 年5 月，日本向i t u r 提交了i s d b t 标准草案建议书，并被i t u r 接受为可供研究的第三种标准 目6 u ，世界上还有加拿大、墨西哥、韩国和阿根廷均采用a t s c 的数字地面广 播标准；选择d v b - t 的国家除了英国、法国、西班牙、瑞典等欧洲国家外，还有 澳大利亚、新西兰、新加坡、印度、我国台湾等国家和地区；日本的i s d b t 由于 提出地较晚，还不成熟，目前除日本外，还没有被别的国家选定。我国己于1 9 9 9 年”十一以数字信号转播国庆五十周年庆祝活动，并开始高清晰度数字电视试播。 1 2 我国数字电视发展状况 从数字电视的发展趋势来看，我国数字电视发展大致可分为三个阶段：普及 型数字电视p d t v 、标准清晰度数字电视s d t v 和高清晰度数字电视h d t v ，这 三者将在一个很长的时期内并存。h d t v 电视机的诞生和推广普及，随着国家的重 视，相关产业的兴起，数字芯片和生产成本的下降，预计到2 0 1 5 淘汰模拟电视， 进入数字电视时代。 标准是国家利益的集中体现，在当今知识经济时代，更是为发展中国家保护 和促进本国产业的发展提供了一种合法手段。我国对数字高清晰度电视系统技术 已开展了近十年的研发工作。目前已经制定了数字卫星传输标准、数字有线电视 传输标准及三十多项数字电视和数字高清晰度电视的演播室标准，正在组织力量 制订具有自主知识产权的中国数字地面电视传输标准。 不论是数字电视地面广播，还是互联网或者是移动通信，归根到底是数据的 传输，只是在终端还原的体现不同而已 体现三网合一或者相互兼容的技术特点 所以未来的数字电视地面广播制式必将 这将是我国数字电视地面广播制式制定 的依据之一，是技术创新所在。我国现行电视广播频道带宽为8m h z ，与欧洲基本 相同，但与美国、日本不同。我国地面广播频道频谱分配和规划情况复杂，而且 受我国政治、文化、经济现状决定，其数字电视节目和其它业务形式与发达国家 需求不完全一致。我国要正式进行数字电视广播，首先要结合自己的国情确定标 准。 在国家的高度重视与支持下，1 9 9 8 年国家成立的高清晰度电视总体组完成了 中国第一套h d t v 地面功能样机系统的研究开发，在此基础上与中国的广播者和 、 第一章绪论 制造商起共同开发了第二套也就是第二代h d t v 功能样机系统。1 9 9 9 年1 0 月1 日，h d t v 总体组用自行研制的高清晰度电视系统成功完成了国庆5 0 周年庆典活 动的试播。经过各界技术人员的共同努力，特别在数字电视地面传输技术方面逐 步形成了具备自主专利技术的多种实现方案。目前，已有拥有自己知识产权5 套 地面广播传输方案正在进行测试论证，它们是国家高清晰度电视总体组的8 - v s b 和c o f d m 、广播科学研究院的q a m 、清华大学的基于t d s o f d m 的d m bt 等制式，成都电予科技大学的o f d m 。今年国家计委在北京、上海和深圳等城市 设立了我国首批数字电视试验区，这些方案将在试验区中得到充分实验和改进。 预计数字电视地面传输标准将在2 0 0 3 年底制定实施。 国内广播行业一直在积极推动广播发射的数字化进程，有些地区已经开始了 卫星数字电视的试播，已有数个省市启动了有线网络数字电视的试验播出。中央 电视台利用国外技术，实验和分析比较了地面数字电视的不同国际标准和系统性 能，积极准备尽快在全国开播高清晰度电视。 国家有关部门还部署了高清晰度电视显示器件、数字电视专用芯片、软件中 间件、高清晰度电视节目制作播出等一系列研究及产业化项目，并适时进行数字 高清晰度电视商业广播的准备工作。随着我国加入w t o 和2 0 0 8 年在京举办奥运 会，国内数字电视产业化的进程将会明显加快，一个全新的产业正在形成。 在制定具有中国特色的数字电视标准时，要考虑的关键技术包括数字信源压 缩编码技术、数字电视传输技术( 信道编码及数字调制技术) 、数字电视存储技术、 数字电视显示技术以及各种数字电视处理技术。 数字传输技术是针对不同的传输媒介，在继续提高卫星及有线电视信道编码 和调制技术的基础上，重点研究地面数字电视广播的传输技术。数字电视传输系 统性能的优越性主要来源于信道编码和信号调制方式。 美国a t s c 的8 - v s b 系统具较好的载噪比，可在较低的载噪比下运行，为消 除多径干扰，采用自适应均衡技术，对短时延的多径干扰有较强的抵抗能力，计 算量大，硬件结构较为复杂，使接收机成本也高，不支移动接收。 d v b tc o f d m 系统采用多载波方式调制，通过延长符号周期使对多径干扰不 敏感，利用加入的保护问隔和插入的带内导频进行载波恢复、时钟恢复和快速信 道均衡，从而能更强地对抗变化的多径干扰，有效消除多径，其算法简单、硬件 实现容易、成本相应较低。由于有较强的抗多径干扰能力，可以组成单频网，能 更有效地利用频率。同时该系统具有许多可选择的参数，以适应大范围的载噪比 和信道特性，它允许固定、便携或者移动接收。 只有在充分研究以上两种调制技术的基础上，结合我国国情，考虑传输容量、 频谱利用率、抗多径干扰、移动接收、便携接收、多层次接收及单频网技术等要 求，才能研制适合我国的具有自主知识产权的数字信道编码及数字电视调制技术， 4 数字视频广播o f 删传输系统中的同步 从而制订出我国数字电视地面广播的标准。o f d m 调制解调技术正是本文所要研 究的技术方向。 1 3 本文主要工作 本文主要研究在数字视频地面广播o f d m 传输系统中，基于保护间隔的符号 定时估计、频偏估计及环路符号同步控制、频率同步控制，采样钟同步控制、a g c 、 数字下变频部分等问题。论文的结构安排如下：第二章对o f d m 调制解调的基本 原理进行了分析，介绍了数字视频广播d v b t 的c o f d m 发射接收系统方案，并 阐述了同步部分的系统原理。第三章重点讨论了o f d m 传输系统中基于保护间隔 的符号定时估计及频偏估计算法，提出了一种低复杂度、高性能的同步算法，给 出在不同信道信噪比时该算法的参数选择计算机仿真结果，同时给出了在衰落信 道下该算法的改进。第四章主要讨论了o f d m 系统的符号同步控制、频率同步控 制、采样钟同步控制的原理。同时讨论了o f d m 系统的环路相位跟踪的原理，给 出了环路滤波器参数对跟踪效果影响的计算机仿真结果。第五章重点讨论了 a g c 、数字下变频部分的原理。第六章为前述主要电路的f p g a 电路实现方框图 和仿真结果波形图，得到和m a t l a b 仿真基本一致的结果。 第二章数字视频广播c o f d m 系统传输方案 第二章数字视频广播c o f d m 系统传输方案 在第三代移动通信系统日益受到广泛关注时，以o f d m 技术为核心的第四代 移动通信也在实验室悄然进行。o f d m 技术以其频谱利用率高、抗噪声能力相当 强、适合高速数据传输等优点，受到无线通信专家的青睐，已被用于欧洲数字无 线音讯广播系统( d a b ) ，无线本地环路( w l a n ) 中2 4 g 频段的i e e e8 0 2 1 1 标准， 欧洲电信标准委员会( e t s i ) 所制定的数字视频地面广播( d v b t ) 标准，也被 建议用于h d s l 和a d s l 中。 数字视频广播信号通过地面信道传播时，由于地面信道特性变化剧烈，信号 幅度、相位的变化，多径的时延和幅度的变化速度都远比卫星和有线电缆信道复 杂，尤其是v h f u h f 频段的电波穿越城市建筑群或地形复杂区时会因散射和反射 而形成信号的合成，带来多径。由于多径效应造成的频率选择性衰落会引起码间 干扰，产生误码，当这种干扰严重时，单靠增加发射机功率来提高接收信噪比并 不能降低误码率。o f d m 技术采用正交多载波窄带复用传输方式，加之编码措施， 能有效对抗多径，为地面信道提供可靠传输。 2 1o f d m 技术的基本原理 正交频分复用( o r t h o g o n a lf r e q u e n c yd i v i s i o nm u l t i p l e x i n g ，0 f d m ) 是 种多载波调制方式，其基本思想是把高速率的信源信息流变换成低速率的n 路 并行数据流，然后用n 个相互正交的载波进行调制，将n 路调制后的信号相加即 得发射信号。在所传输的频带内，当许多载频并行传输一路数据信号时，这一方 式比串行传输来大大扩展了信号的脉冲宽度，提高了抗多径衰落方面的性能。编 码的正交频分复用( c o d e do r t h o g o n a lf r e q u e n c yd i v i s i o nm u l t i p l e x i n g ) 是 结合了信道编码的正交频分复用，可有效对付信道的频率选择性衰落和各种干扰。 输入数据序列多载波信号s ( f ) 可写为如下复数形式： 一1 j ( f ) ；d 。( f ) p 口嗍 ( 2 1 ) 面 其中，z = 五十珂4 ，r 为第n 个载波频率，以( r ) 为第n 个载波上的复数信号 若设定在一个符号周期内为定值( 即非滚降q a m ) ，有d 。( f ) = 以 ( 2 2 ) - i 设信号采样频率为1 t ，则有s ( j | r ) = d 。e 。2 ”。7 ”7 ( 2 3 ) n ；0 一个符号周期t 内含有n 个采样值，即有t s = n t ( 2 4 ) 一6 数字视频广播o f d m 传输系统中的同步技术 不失一般性，令 = 0 ，则s ( r ) = d 。e 。2 小v ” ( 2 5 ) 将其与i d f t 形式( 系数忽略) g ( k t ) = 篓g ( 斋) p 门m “” ( 2 6 )将其与形式( 系数忽略) = g ( 熹) p 。2 ”“” ( 2 6 ) 比较，可以看出，若把d 。( f ) = 以看作频域采样信号，s ( k r ) 为对应的时域信号，当 下式a f 2 而1 = 五1 ( 2 7 ) 成立时，( 2 5 ) 、( 2 - 6 ) i 喘9 7 。 由此可知，若选择载波频率间隔为1 t s ，则0 f d m 信号不但保持了正交性，而 且可以用i d f t 来定义。接收端只要用d f t 就可恢复原始信号d ( n ) 。由于时域是一 系列矩形码元，故频域每个子载波信号的频谱为s i n ( x ) x 函数，并且与相邻予载 波信号的频谱有1 2 的交叠( 见图2 1 ) ，使每个载波都以其它载波的零点为中心， 体现了正交性。 图2 1 ( a ) 单个o f d i d 子带频谱图2 1 ( b ) 0 f d m 信号频谱 由于o f d m 采用的基带调制为离散傅里叶变换，所以我们可以认为数据的编码 映射是在频域进行，经过i f f t 转化为时域信号发送出去，接收端通过f f t 恢复出 频域信号。 为了使信号在i f f t ( f f t ) 前后功率不变，d f t 按下式定义： d f t ：础) = 嘉蓑砌) e x p 百2 7 7 7 d ( 畎挺- 1 ) ( 2 8 ) i 。f t ： z = 去篓x ( 动e x p ( ，百2 n k 功 ( 。n - - ) ( 2 9 ) 下图是o f d m 基本原理框图。在发射端输入的二元串行数据序列先进行串并变 换和编码映射，编码方法可以采用q p s k 、q a m 等形式，每x 。比特映射成一个复数。 然后对n 个复数用i f f t 进行基带调制，再经过并串变换、d a 转换及低通滤波后 调制到主载频发射到信道。接收端的处理过程与发射端相反：信道出来的信号先 、一 第二章数字视频广播c o f d m 系统传输方案 经过主载频解调、低通滤波、a d 转换及串并变换后，再进行f f t 得到一个符号的 数据。对所得数据进行均衡，以校正信道失真。然后进行译码判决和并串变换， 恢复出原始的二元数据序列。 镉謦r th 扎：o 卜 j 映射p _p - 串l 旧；! 颏 串行输出矛薯：译码# 二 均 一钱协u 决二衡串i 例决二_ _ 衡 一王 噪声* 信道： 图2 2o f d m 系统框图 2 2 数字视频广播c o f d m 传输方案 2 2 1 方案特点 以欧洲的d v b - t 为基础的数字视频广播c o f d m 传输系统如图2 3 。 在发送端首先根据高低优先级，分离器将复用器输出的码流分为两个独立的 m p e g 传输流，然后通过各自的扰码器、r s 编码器、外交积器、卷积编码器和比特 交积器完成信道编码，再通过映射器将编码后的码流映射到信号的星座上，最后 再经过频域交织、0 f d m 频谱形成、i f f t 、保护间隔插入完成正交频分复用。 为了保证简单的接收机接收到分层发射的信号，分层仅限于信道编码和调制， 不使用分层源编码，因此不同的节目可用具有不同抗扰度的各自码流发射。无论 在哪种情况下，接收机仅需一组互逆的单元：内解交织器、内解码器、外解交织 器、外解码器、解扰器。唯一对接收机的附加要求是其解调器的逆映射器具有从 发端映射码流中选择产生某一码流的能力。 在接收端，从天线接收下来的数据经高频头，变成中频模拟信号，放大后经 a d 转换成数字信号。其中a d 采样钟受晶振v c x o 控制，采样钟偏移由采样钟同 步部分估计得到。a d 转换后的数据一路做a g c 检测去控制高频头的输出，一路经 r c 变换成f f t 所需要的复信号。同步部分利用时域保护间隔和频域发端插入的带 内已知导频，估计并跟踪确定时域f f t 窗口位置，同时估计由于收发上下变频引 rlll l 一串并 、 入 输行串 数字视频广播o f d m 传输系统中的同步技术 j f 放大 正 变 调 制 r s 编码 r s 编码 外交 织器 外交 织器 2h ；箸! ：! 门竺r l 怍h 升网娥 晶振 v c x o 襄h 蒜 解卷 积 交织 卷积 编码 卷积 编码 o f d m ( f f t ) 比特 交织 比特 交织 蓬h ： 导频及 t p s 信号 豢i l i 一冲 瓣；步h 兰l采样钟同步li ：二二：广= 维特 比 量度 引篓慨 。( b ) 图2 3 数字电视地面广播c o f d k l 传输系统框图 ( a ) 发送端框图( b ) 接收端框图 起的频偏，经过频偏控制单元跟踪频偏，送到数字频偏校正单元，对数据流进行 频偏校正。采样钟同步估计得到收发采样晶振不能完全匹配带来的采样时钟误差， 经数字p l l 送给压控晶振，使收发采样时钟同步。经频偏校正后的数据流在f f t 单元做0 f d m 解调。解调后的频域信号由频率同步模块和t p s 译码模块分别得到频 域符号类型和帧同步头位置，同时符号同步模块估计得到f f t 窗位置偏差带来的 线性增长的相位偏转值，频率、采样钟同步模块估计得到定时。频偏、模拟器件 引起的公共相位偏转，对这两种相位进行校正。校正后的数据经过信道估计和均 衡处理，消除信道多径的影响，然后经过维特比量度、量化，进入和发端编码相 逆的解码过程：解内交织、维特比译码、r s 码同步、解卷积交织、r s 解码、解扰， 最后得到t s 码流。 符号变织 惟 刊 噼 第二章数字视频广播c o f d m 系统传输方案 该方案有以下特点： r ( 1 ) 采用o f d m 技术，理想时频带利用率为丢l 0 9 2 m ，比较单载波的 v 十l 1 圭l o g ：m ，频谱效率提高了近一倍，这正是o f d m 的优势所在。这里m 为o h m 映射 z 点数。 ( 2 ) o f d m 采用并行传输机制，将信息分散到大量子载波中，将高速的数据流 比特速率r 降为速率为r n 的n 个子流，使调制符号的时间间隔远大于信道的时 延扩展，能在较大的失真和突发性脉冲干扰环境下对传输的数字信号提供有效的 保护。扩展了信号持续时间，减小了系统对迟延扩展的敏感程度，也就减小了符 号间干扰( i s i ) 的影响。 ( 3 ) 在严重衰落的无线传播环境下，本方案通过时域插入循环扩展的保护间 隔，延长o f d m 调制信号的持续时间，使保护间隔大于最大多径的最大时延扩展， 可进一步消除多径带来i s i 和邻道干扰( i c i ) ，保持子载波之间的正交性。该系 统保护间隔长度取f f t 点数n 的1 3 2 ，1 1 6 ，1 8 ，l 4 。 ( 4 ) o f d m 系统可利用发端插入的已知导频，在频域的时间、频率方向上进行 内插，即可很好的跟踪信道的变化，进行信道估计和均衡，结构简单，不仅能进 一步对付信道衰落和延迟失真，而且快速均衡有利于实现移动接收和对付动态多 径。 ( 5 ) 在有强反射回波干扰时，不同回波的破坏性组合使得一些载波遭到衰减 的同时另一些载波又有可能得到放大。o f d m 系统中结合信道估计、编码、交织技 术，把频率选择性衰落平均到整个信号带宽和交织深度上，恢复遭到严重破坏的数 据。利用交织可将突发随机错误分散，编码技术进一步纠错，同时信道估计技术 可以给译码判决提供信道状态信息。总之这些技术利用可靠接收的子载波上传输 的数据以及它们同严重衰落的子载波上的数据之间的联系就可以在接收端有效对 付频率选择性衰落。本方案前向纠错外码为r s ( 2 0 4 ，1 8 8 ) ，内码为卷积编码( 码 率为1 2 ，2 3 ，3 4 ，5 6 ，7 8 ) ，外交积器为深度i = 5 1 的5 1 5 0 卷积交织，内 交织为比特符号交织。 ( 6 ) 该系统在调制信号的时域插入保护间隔，频域加入各种导频信号，可在 恶劣的地面环境下，有效进行符号同步、频率同步和采样钟同步，恢复接收机时 钟、恢复子载波间的正交性，也有利于接收机得到关于调制参数的配置信息。 ( 7 ) 该方案的其它特点还有：在传输系统中使用了扰码方法对输入信号进行随 机化，有利于信号的正确接收。数据载波调制方式采用6 4 q a m 1 6 q a m q p s k ，固定 接收业务采用6 4 0 a m 1 6 q a m ，移动接收业务采用q p s k ，通过分层传输可以同时实 现移动接收和固定接收业务。 数字视频广播o f d m 传输系统中的同步技术 2 2 2帧结构 传输信号由帧组成。每帧由6 8 个o f d m 符号组成，持续期为t f 。每四帧组成 一个超帧，每个符号由一组持续期为t s 的载波组成。8 k 模式的载波数k = 6 8 1 7 ， 2 k 模式的载波k = 1 7 0 5 。t s 由持续期为t u 的有用部分和持续期为t g 的保护间隔两 部分组成。保护间隔与有用部分构成周期性的连续段，它插入在有用部分t u 之前， 本方案有6 种保护间隔可供选择。 一个o f d m 帧的符号数为o 一6 7 ，除了所传输的数据外，一个0 f d m 帧还包括散 步的导频单元，连续的导频载波，t p s 导频。导频信号可用于帧同步，频率同步， 时间同步，信道估计，传输模式识别，也能用于跟踪相位噪声。 载波由k ，k k m i n ，k m a x 】表示，在2 k 模式中k m i n = o ，k m a x = 1 7 0 4 。载波k m i n 与k m a x 之间的间隔为( k - 1 ) t u ，相邻载波之间的间隔为1 t u 。发射信号由下式 描述： r 。6 7 k 1 s ( f ) = r e e j 2 t r f d 。州o ) l = 0 1 = 0k = k j 其中： 以斗h 挚一a 。- m 酬舯”6 8 川6 8 斛帅 in 献乙 式中：k 载波序号 1 0 f d m 符号序号 m 传输帧序号k 传输载波数 t s 符号持续期t u 载波间隔的倒数 保护间隔持续期f c 射频信号中心频率 t 相对与中心频率的载波指示，七= k 一( k m a x + k m i n ) 2 c m ，1 ，k 第m 帧第1 个数据符号的载波序号位k 的复信号 根据用于星座调制的归一化数据集和，归一化因予满足e c c + 】_ l ，导频在“提升 后”功率电平上发射，相应的调制为r e ( c m ，k ，1 ) = 4 3 * 2 ( 1 2 一w k ) i m f c m ，k ，l = 0 ，w k 为用于加扰的伪随机序列。 第二章数字视频广播c o f d m 系统传输方案 1 1 2 3数字视频广播0 f d m 同步概述 在无线数字通信系统中，接收机对发送机到接收机的传播时延一般是未知的， 而0 f d m 信号是以符号形式处理的。为了能正确地进行解调，首先必须从接收机的 信号中提出正确的符号起始位置，保证无i s i 。其次由于收发端的上下变频的变频 器中心频率和相位不可能完全匹配，导致下变频后的o f d m 信号在时域上引入了一 个频率偏移乘性项，反映在频域信号上使得各个子载波的相位发生翻转，失去正 交性，不仅降低了子载波上的信号功率，而且会导致载波间干扰( i c i ) 。理论分析 表明，o f d m 系统与单载波系统相比对载波的频移更加敏感，因此频率同步必须 实时估计并校f 这个偏移，恢复载波之间的正交性。同时，在接收端为了恢复发 送信号，时域连续信号在接收端要进行采样，采样时刻由接收端的时钟决定的，而 收发两端的采样品振在频率和相位上一般有差异，而且两个振荡器的频率随时间 慢漂移，这样带来的采样位置和采样速率的偏差，会使信号的相位旋转和减弱， 并引入了i c i ，采样钟同步即估计并跟踪发端采样晶振的频率，使收发晶振匹配。 图2 40 f d m 索统同步原理函 图2 4 为数字视频广播的0 f d m 系统同步原理图，以f f t 为界分为时域同步估 计、同步控制，频域同步估计。按功能包括符号定时同步、频率同步和采样钟同 步三部分。 符号同步就是确定o f d m 符号的起始位置，即每个f f t 窗的位置。如果符号 同步的起始位置在循环扩展的保护间隔内，载波间的正交性仍然保持，在这种情 况下，符号同步的偏差可以看作是由信道引入的相位旋转，而这一旋转角度可由 信道均衡器来求出：如果符号同步的偏差超过了保护间隔，就会引入载波间干扰 ( i c i ) 。子载波的频率越高，旋转角度就越大，因此在频带的边缘，相位的旋转最 大。符号同步的方法主要有两种：基于保护间隔的符号同步和基于导频的符号同 步。基于保护间隔的符号同步保证符号起始位置在保护间隔内，考虑到多径的影 响，在跟踪态准确的起始位置应进一步由基于导频的符号同步估计给出。起始位 置只要不会引起i s i ，引起的频域相位旋转在频域校正。 数字视频广播o f d m 传输系统中的同步技术 频率同步是估计并校正数据流中存在的频率偏移，设调制后的信号为 x ( t ) = s ( t ) e 门州，则由于通信双方上下变频的本振不匹配，加上多普勒效应导致 接收信号的载波频率发生偏差，收到的信号解调为 r ( t ) = s ( t ) e “e ”= s ( t ) e 珊，6 f = f f 即为调制载波和解调载波之 间存在的频偏。与符号同步一样，载波同步也分为基于导频和基于保护间隔两种 方法。基于保护间隔的频偏估计给出小数部分频偏，基于导频的频偏估计给出整 数部分频偏和剩余小数部分频偏。 由于接收端a d 晶振频率的偏移导致接收端和发射端的数据间隔t s t s ，载 波问隔f f 。为了讨论采样钟偏移的影响，我们把采样钟偏移分为采样频率偏 移和采样相位偏移两部分，这两种偏移动导致的结果是不同的。相位偏移的影响 与符号偏移类似，它使得载波相位发生偏转，第k 个子载波的相位偏转与采样相 位偏移at 的关系如下：= 竺鼍半，由于t 的范围为。一o 5 个采样间隔，所 以它造成的影响比符号同步偏移要小得多。采样钟频率的变化将导致采样间隔的 变化，使得在一个o f d m 符号内数据的个数发生变化，从而使得符号同步发生偏 差，同样也使载波相位发生偏转，第k 个子载波的相位偏转与采样频率偏移 1 l， f s 的关系如下( 文献 4 ) ：m = 竺等等_ 冬。其中6 为一个符号内多或 j 。+ 掣、 少采的数据个数，其值为整数+ 1 ，一1 。实现收发两端的采样钟同步有两种方法： 同步的采样系统和非同步采样系统。前者利用定时算法控制压控振荡器来实现同 步，后者采样速率是固定的，它需要在发送端对信号进行处理。在文献 5 中，分 析了非同步o f d m 系统的性能，表明相对于同步采样系统来说，它对于频率偏移更 加敏感，频偏导致其性能下降与子载波序号平方值和相对频移平方值有关。因此， 在实际中，一般采用同步采样系统。利用频域导频估计出采样钟偏差，调整v c x o 的电压。符号同步偏移和采样钟偏移构成的时域同步偏移可用图2 5 表示如下： r 11 1 7llll il11 i c 1i z i 一1 0 l 1 l 2 l3 i l t i l 一一z l 一一1 0 最佳采样时刻山乃：符号定时偏移 ： o f d m 符号的第1 个采样时刻 采样定时偏移 图2 5 时域同步信号模型 总之，o f d m 系统利用保护间隔和频域内插导频可以有效进行同步。 第三章符号定时同步和频率粗同步 1 3 在多径衰落、脉冲寄生干扰、多普勒频移存在的恶劣地面信道中传输信号， 使得0 f d m 接收机设计时首先要解决两个问题：一是不知道下一个o f d m 符号到 达时间：二是载波发生相位和频率偏移，失去正交性，导致子信道间干扰f i c l l 和 高误比特率。因此估计这两种偏移并减小它带来的影响十分重要。 o f d m 技术在对抗多径方面是一个有效的传输方法。在时间弥散信道里，由 于多径效应引起的符号间干扰会使得o f d m 信号的正交性有所损失。为了在多径 信道中维持o f d m 信号的正交性，在两个符号块之间插入保护间隔，可以很好地 避免符号间串扰i s i ( i n t e r - s y m b o li n t e r f e r e n c e ) ，保护间隔的长度应该大于信道脉 冲响应。如图3 1 所示，首先复制输入采样数据的最后l 个采样点，然后把它们放 在数据的最前面形成一个0 f d m 符号。 二乏、| i j 2 、 捌溯澍闷1l - 1 - l l l 数据间隔n r 。1 一个0 f d m 符号 r 1 图3 1o f d m 符号模型 在接收端，可以用两种方法结合来确定时间偏移和频率偏移，一是利用在发 送端频域插入的己知导频，二是利用保护间隔包含的冗余信息。本章讨论后一种 方法，采用联合最大似然估计( j o i n tm a x i m u ml i k e l i h o o d ) 算法，初步确定符号 起始位置和粗载波频率偏差。 3 1o f d m 时域信号模型和m l 估计 设经过i f f t 、插入保护间隔后的o f d m 符号为n + l 长，n 为i f f t 点数，l 为保护间隔长度，其中的每个数据记为s 。，k = 0 ，n + l l ，这组数据向量串行发 送。在以下分析中，假定信号s ( k ) 经过非散布、加性复高斯白噪声信道( a w g n ) ， 噪声用n ( k ) 表示。o f d m 符号到达时间的不确定性可以用信道响应的延迟表示， r 】8 ( k 一0 1 0 是未知符号到达时间的整数值。载波频率偏移，可用加在时域的复乘积 项表示，e 1l 。”，是频率偏差，含义为倍的子载波间隔，因此接收到的数据可表 示如下：r ( 女) = s ( k 一目) e “+ 月( t ) ( 3 1 ) 数字视频广播0 f d m 传输系统中的同步技术 经过i f f t 得到的s ( k ) ，可以认为是独立同分布随机变量的线性组合。如果子载 波数目足够大，由中心极限定理知，s ( k ) 近似服从复高斯过程，其实虚部是相互独 立的。由于每符号前端的保护间隔是数据末端的复制，故保护间隔内的数与距离 它们n 点的数据相关，这使得s ( k ) 不再是白高斯过程，因此接收到的r ( k ) 也不是白 过程。但是因为它的概率结构，r ( k ) 包含了时间偏移e 和载波频率偏移信息。 假定观察2 n + l 个连续的采样点r ( k ) ，见附录a 。这些采样点包含了一个完整 的n + l 长o f d m 的符号。由于信道延迟未知，所观察的这段数据块内的起始位置是 不知道的。定义时间符号，= 口，口+ l 1 ) 及，= 妒+ n ，口+ n + l 一1 ) ，内序 号对应的数是被复制作为保护间隔的样点，为保护问隔，将r ( k ) 组合为一 ( 2 n + ) 1 的矢量： i = r ( 1 ) r ( 2 n + ) 7 ( 3 2 ) 因为循环前缀和它们的复制r ( k ) ，k 八j ，是相关的，得到v k ，： e r ( k ) r ( k + m ) = 盯。2 + 吒2 m = 0 仃。2 e 1 2 ”m = n( 3 3 ) 0其它 其中盯2 。= e l ( ) 1 2 ) ，盯2 ，= 以i5 ( 女) 1 2 ) ，当k 仨八j ，的r ( k ) 是完全不相关的。 对数似然函数是在e 和给定的条件下的的概率密度函数妒l 目，s ) 取对数，即 a ( o ，s ) = l o g f ( f | 口，s ) ( 3 4 ) 由于i 是联合高斯矢量，由附录a 推导得出 a ( o ，s ) = iy ( o ) lc o s ( 2 死e + 么，( 口) ) 一j 嘭( 口)( 3 5 ) y ( m ) ；r ( k ) r ( 七+ ) ( 3 6 ) f ( m ) ；i 1 i ，( ) 1 2 + ir ( k + ) j 2 ( 3 7 ) p ：乓：生(38)2 p 2 丽2 s n r + 1 u 岱 s n 咧言眦，定义为。 式( 3 5 ) 中的第一项为连续的对采样点的相关和的模，它对似然函数的贡献为 正值，贡献大小由频偏决定。项f ( p ) 为能量项，独立于频偏，对似然函数贡献为 第三章符号定时同步和频率粗同步 负，这一项也与信噪比有关。 3 2 符号起始位置和频偏的实时估计 1 5 符号同步偏差影响频偏估计，而频偏也影响符号同步估计。我们可以用一个 仿真来说明这一问题。一个o f d m 符号由2 0 4 8 个子载波加一个有1 2 8 个采样点的 保护间隔组成；瑞利衰落信道按附录c 中的p 1 给出；s n r 置为2 0 d b ；取均方差e ( 口 一p ) 2 ) 作为归一化频偏的函数；仿真结果如图3 2 所示，这说明频偏对同步估计影 响相当大。为了确保在o f d m 系统中，这种符号同步方法能在带有载波频偏的情况 下正常地工作，符号同步和频偏一定要同时估计出来，为此使对数似然函数最大 的计算可分两步： 相时频偏( 子载溯隔) 图3 2 文献 2 中定时估计相对于频偏的均方误差 m ( 目a 计x a ( t g , f ) = m a x m a ( o , ) = m a x a ( o , ( 0 ) ( 3 9 ) 当0 固定，考虑频偏，在c o s 项为1 时式3 7 为最大。此时 2 z r 6 + l y ( o ) = 2 万 n 为整数 ( 3 1 0 ) _- 这样6 m l ( o ) = 一z r ( e ) + 万 ( 3 1 1 ) 二万 文献 3 在不同假设下推出了近似频偏。由于c o s 函数的周期性，可以得到几个最 大值。我们假定可得到一个粗的频偏估计，并且满足i s i 人，( 口，5 )( 3 1 5 ) a 。( 口，占) 是u 3 1 节描述的符号m 的对数似然函数。这样可将每个符号各自的对 数似然函数相加。有两个因素影响m 的选择，即进行实时估计所用的收到样点数 目。第一，接收端的复杂度限制了m 的选择。第二，物理信道特性决定了在多长 时间内0 和可认为是常数，如果这个前提不成立，那么式( 3 1 5 ) 不是优化的m l 估 计。例如简单的将估计结果平均，估计结果的误差也更好。 我们用m o n t ec a r l o 仿真来评估算法在a w g n 信道下，这些结果显示了估计方 法的潜能并给出了性能的下限。 在衰落信道下0 的定义是不明显的。在这种情况下，用估计器的方差来衡量性 能比用均方误差更合适。仿真显示估计器对a w g n 信道是无偏的，即估计器的方差 等于均方误差，故在a w g n 信道和多径信道中均用方差估计。实际上，这种性能测 量显示了估计器的跟踪时变参数能力。在a w g n 信道中，如前所述，对数似然函数 受循环前缀l 和信噪比的影响。为了显示这些参数如何影响估计器的性能，我们 考虑d v b t 中2 k 模式，即2 0 4 8 个子载波并经过加性复高斯噪声信道。结果显示否 和j 的方差是独立于真正的e 和。图3 5 显示了在信噪比为4 d b ，l o d b ，1 6 d b 估计器 的性能。注意时间估计器的性能是独立于l ，前提是循环前缀必须大于某个固定门 限。这个门限随s n r 增大而降低。这样，对a w g n 信道，从符号定时同步的角度， 没有必要使循环前缀的长度超过这个门限。对频率估计器也有一个类似的门限， 但在这个门限之上误方差仍然随l 的增大而减少。这是由于频率估计器隐含了平 f f 旦数字视频广播0 f 删传输系统中的同步技术 均，其性能优于时间估计器。从( 3 6 ) 和( 3 1 1 ) 看出，频率估计器用的是若干复数 和的相位，理想情况下当k 属于保护间隔时，每一个r ( k ) r ( 七+ ) 都有相同的相位， 为一2 7 r e ，因此它们对和的贡献是一致的，而加性噪声的贡献是无规律的，故增加 保护间隔长度意味着频率估计性能的提高，如图3 6 。 图3 5 似然估计随保护间隔变化曲线 图3 6