（电路与系统专业论文）24ghz频率综合器的设计与实现.pdf

摘要 本文设计了一个工作在2 4 g h z 的频率综合器，工作频段是 2 4 0 2 - 2 4 8 0 g h z ，分为7 9 个信道，在系统上使用锁相环+ 锁频环的 双环结构，实现了在工艺引起的频率偏差时自动校正，同时也能加快 环路的锁定时间。整个频率综合器主要包括鉴频鉴相器、电荷泵、滤 波器、压控振荡器、预分频器和分频器等等。对于电荷泵和滤波器采 用差分结构，抑制共模；v c o 采用n e g a t i v e g ml co s c i l l a t o r 的 结构，使用工作在线性区的n m o s 管代替尾电流源，不额外使用电 感也能达到很好的相位噪声。 本文在设计电路的过程中就对芯片的测试给予一定考虑，采用的 工艺是t s m co 1 8u m 层p o l y 、六层金属的射频c m o s 工艺，芯 片面积1 0 9 m mx0 6 m m 。 本文对测试结果做了比较详细的分析，并提出了一些建议。 关键字：射频集成电路：频率综合器；压控振荡器； a b s t r a c t t h ei m p l e m e n t a t i o no ft h eh i g h f r e q u e n c yb u i l d i n gb l o c k sf o ra f a s t - l o c k2 4g h zf r e q u e n c y - s y n t h e s i z i n gp l li nas t a n d a r do 18 一t l m c m o sp r o c e s si sd i s c u s s e d ，w h i c hc o n s i s to fap h a s e - l o c kl o o pa n da f r e q u e n c y - l o c kl o o p ，s oi t sf r e q u e n c yc a nb et u n e da u t o m a t i c a l l yt oa v o i d t h ep r o c e s sv a r i a t i o n t h ec o m p o n e n t sa r ep f d ，c p , l p f , v c o ，p r e s c a l e r a n dd i v i d e r d i f f e r e n t i a ls i g n a la r eu s e di nc p , l p fa n dv c ot os u p p r e s s c o m m o nd i s t u r b a b o u tt h ev c o ，n e g a t i v e 孙l co s c i l l a t o ri su s e d ， a n di t sp h a s en o i s er e a c h e st h es a m el e v e lw h e nu s i n ge x t r ai n d u c t o rt o l o w e rt h en o i s e t h et e s tp r o t o c o li sp r e d e s i g n e d ，a n dt h ep r o c e s si st s m c 0 18 r f t h ed i es i z eo ft o t a lc h i pi s1 0 9 m m o 6 m m t h i sp a p e ri s d e s i g n e d ，t e s t e da n da n a l y s e s ，s o m ea d v i c ei sp r o v i d e d i n t h ee n d k e y ：r f i c ；f r e q u e n c ys y n t h e s i z e r ；v o l t a g e c o n t r o lo s c i l l a t o r ； 4 第一章引言 1 1 本文研究背景以及蓝牙【1 1 相关技术的比较 无线通信技术使人们之间的信息传递摆脱了空间和自然条件的制约，它提供 了一种快捷方便的通讯方式。自从1 9 0 1 年马可尼第一次成功地跨越大西洋的无 线通信以来，无线通讯技术得到了很大的发展，随着计算机技术的不断进步，以 及c m o s 等大规模集成电路技术的发展，通讯技术得到很大的进步，无线网络 通信和互联网技术的优势，提出了很多通信协议，让世界各地的信息变得触手可 及。个人无线网络技术便是其中的一种，主要包括蓝牙技术，i r d a t 2 l 7h o m er f b 1 以及i e e e8 0 2 11 1 等技术。这些技术与蓝牙技术相比，有着各自的优缺点。 在无线局域网方面，蓝牙技术主要面临着i e e e8 0 2 1 1 技术的竞争，i e e e 8 0 2 1 i 技术是国际机构电气电子工程师协会( i e e e ) 带t j 定的无线局域网技术，与 蓝牙技术相比，它在数据通信方面拥有相当的技术优势。但是由于8 0 2 1 l 技术 在功耗和价格上的先天劣势，它和蓝牙技术之间更多的是相互补充而不是相互排 斥的关系，前者主要面向中小型办公室的无线计算机联网，而后者面向个人，家 庭用户和便携式设备的无线接入。 在家庭无线联网方面，蓝牙技术的最大竞争对手是h o m er f 技术。h o m er f 技术一种基于家庭无线局域网的共享无线访问协议。它采用的是简化的 i e e e 8 0 2 1 1 协议。h o m er f 协议主要面向p c 及其外部设备的无线联网，这与蓝 牙技术主要面向个人，家庭手提和便携式设备的应用是不同的，后者在更大范围 内适合家庭信息化和家用电器的无线组网。同时由于h o m er f 技术只限于成员 内部开放，与蓝牙技术的开放协议相比，应用程度上有着很大的差距。 在价格方面，蓝牙技术面临着i r d a 技术的竞争。i r d a 技术是一种在便携式 电脑上应用多年的成熟的红外接口技术。与i r d a 技术相比，蓝牙芯片在价格上 短期内还无法与之竞争。但是i r d a 技术在无线局域网组网上有着先天缺陷，它 的点对点直线连接的要求限制了它在局域网组网上的灵活性，它的无障碍红外传 输要求也限制了家庭局域网的扩展。随着蓝牙芯片价格的不断降低，i r d a 技术 必然慢慢的被蓝牙技术所取代。 因此从技术上讲，蓝牙技术在未来的家庭信息化网络、各种便携式无线设备 组网等领域有着广阔的用武之地。2 0 0 4 年2 月，信息产业界著名的市场研究公 司格瑞奈日前公布的一份报告显示，由于i t 和汽车等产业界近期的广泛支持以 及一系列新设备的面市，2 0 0 4 年蓝牙技术产品的销售额预计将比上一年增长 6 0 。行业观察家们均认为“蓝牙步入成熟期”。相应的，蓝牙芯片的价格也在 不断下调。目前市场上已经有了7 美元左右的芯片，美国的s i l i c o nw a v ei n c 最 近还推出了5 美元左右的蓝牙用r f 收发和基带处理芯片。预计在今后的几年里， 蓝牙芯片的价格将继续下降；其芯片尺寸也将越来越小；整个芯片设计将向单芯 片的方向发展。同时，蓝牙产品将具有更好的兼容性，能与其它技术更好的共存， 得到更多操作系统的支持，解决现在的干扰问题，并开始支持漫游功能。 目前，蓝牙技术已形成一系列软、硬件技术、方法和理论，包括：无线通讯 与网络技术、软件工程、软件可靠性理论、协议的正确性验证、形式化描述和一 致性与互联测试技术、嵌入式实时操作系统、跨平台开发和用户界面图形化技术、 软，硬件接口技术( 如r s 2 3 2 ，u a r t ，u s b 等) 、高集成，低功耗芯片技术等等。 同时，围绕建立通用的无线接口、开放性的控制软件两大基本技术目标，蓝 牙技术也已形成了一整套较为完整的理论和技术。1 9 9 9 年，蓝牙技术特别必趣 小组( s i g ) 公布了第一版蓝牙技术规范。2 0 0 3 年4 月，国际机构电气电子工程 师协会( i e e e ) 宣布蓝牙技术标准已获该团体批准，从而为蓝牙技术标准在手机、 计算机以及其它设备中的广泛普及铺平了道路。 作为一种无线接入技术，蓝牙技术在简洁性和易用性上具有先天的优势。同 时，由于蓝牙技术本身的特点，决定了它可以方便的实现个人便携式无线设备互 连、网络家电、办公室无线局域网、无线免提等领域的通信应用。因此，蓝牙技 术的开发和应用在国内市场具有广阔的应用前景和巨大的市场潜力。例如家电业 使用蓝牙家电遥控器，仅电视机大约有1 5 亿台，而且每年都在新添和更替t 电 脑的数量也在俱增，蓝牙把电脑、电话、打印机等组成的无线家庭网络，能实现 轻松上网，打电话，传递数据等等。 1 2 论文的研究目的 近年来无线通信市场快速发展，同时也遇到了很多具有挑战性的技术问题比 如移动设备要求具有低成本、低功耗和便携等优点，同时随着数字多媒体技术的 发展和因特网技术的普及，使用者对带宽的要求在稳步增加。而c m o s 工艺也 在不停的更新，c m o s 器件的性能和速度也在改善，但是一个高度集成的射频 c m o s 解决方案现在还不算非常成熟，确切地说，还是不停的实践中。新的无线 系统的应用使传输信号的工作频段变得非常拥挤，为了能够在不干扰其他在相近 频段工作的用户，又能把数据从工作频段恢复出来，需要一个在频谱上很纯净的 频率信号。而热噪声的存在使能量从一个中心频率附近，向两边扩散。这种现象 会影响邻近频段上的使用者，降低系统的信噪比。本文的重点就是研究一个高度 集成的频率综合器，提供给一个无线的收发器使用。 1 3 论文的主要工作 本论文的主要工作是实现2 4g h z 7 9 信道c m o s 频率综合器的设计和实现。 ( r _卜” ：i “ jjf = l f 怕 芒- 一i “ j l i ( 一| 卜 啪口 图i i 蓝牙i 1 标准模拟射频电路结构简图 图1 1 给出了蓝牙1 1 标准模拟射频电路结构简图，主要由四部分构成，发射器、 接收器、本振信号生成器和d s p 信号生成器。发射器主要包括功率放大器p a ， 卜 i 】一黧 鼎 一 f 育 7；掣叩 j，lll l 混频器m i x e r ，滤波器l p f ，数模转换器d a c ：接收器主要包括低噪声放大器 l n a ，混频器m i x e r ，复频域滤波器p f t ，功率控制器v g a 和模数转换器a d c ； 本振信号生成器主要由频率综合器构成。 2 _ 1 介绍 第二章频率综合器的基本知识 频率综合器可以分为基于锁相环( p h a s el o c kl o o p 1 ) 的、基于延迟环 ( d e l a y l o c kl o o pm 1 ) 和直接数字合成( d i r e c t d i g i t a lf r e q u e n c ys y n t h e s i z e rm ) 。他们 的结构不同，各有优缺点，作为设计者要根据自己的设计要求选择不同的结构。 一般判断的标准包括输出频率，相位噪声，毛刺的抑制，建立时间，锁定时间， 频率精准度以及功耗等等。选择了体系结构以后，每个具体的模块也有很多种选 择，首先也要知道各种不同选择的优缺点，选择一种最适合要求的方案。下面具 体介绍有关的内容。 2 。2 频率综合器的结构 2 2 1 基于锁相j 不( p h a s e l o c kl o o p ) 结构 典型的锁相环通过一个负反馈系统，能够迫使它的输出频率和输入参考频率 相同，如下图所示，f i n = f l o o p ，如果分频器的分频数是n ，那么f o u r 的输出频率 则是n * f i n 。如果分频数是可以编程控制的，那么就可以输出不同频率的信号。 当f i n 是非常精准和稳定的信号时，输出信号可以作为r f 信号使用。 图2 1 锁相环 2 2 1 1 固定分频数的锁相环 有的锁相环电路只需要一个固定的频率，这时分频器只需要一个固定的分频 数就可以。这时的r e f e r e n c es p u r 主要集中在参考频率的整数倍上，通过调整环 路参数可以对它进行压制。 2 2 1 2 整数一n 分频 整数n 分频的频率合成器就是个分频器的分频数是整数，输出频率是参考 时钟频率整数倍的综合器。如图2 1 所示，如果分频器的分频数为n ，在环路锁 定的条件下，f l o o p 和f i n 的频率相同，相位非常接近，那么输出频率f b u t 是f i n 的n 倍。这种结构是频率综合器的经典电路具有实现简单，频率稳定，输出 频率范围大等特点，但是也有定的缺陷，它要求输出频率只能是参考频率的整 数倍，要想减小频率间的间隔，就必须减小参考频率，这样使得分频电路过于复 杂。影响环路带宽，加大锁定时间。 2 2 1 3 分数频率合成 分数频率合成和整数频率合成最大的区别就是分数频率合成在信道选定以 后，它的倍频系数不停发生变化，在固定的时间内实现固定的分频数，从周期上 看，输出频率可以是输入频率的分数倍。 脉冲吞吐是其中的一种方法，如图2 2 所示，由分频选择决定是m 分频或者 m + 1 分频， fd i v i d e r s e l e c ti 。n 分频选择 图2 2 脉冲吞吐图 这个分频选择也可以由一个计数器来代替。使用分数频率合成器的好处是可以使 用较高频率的参考时钟，加大环路带宽，加快环路锁定等。如果有x 个输出脉冲 选择了n 分频，y 个脉冲选择了n + 1 分频，那么实际的分频数是n a v g = n + y ( x + y ) 。 选择合适的x 、y 可以使得总体的分频数是整数。 匡 一 器 一 一 i | | | 一 匡一 j|_ 一尹一= 苦一 | | 蝻二蹴耋i 兰焉竺 一 器 一 一率 一热一上一 ，颛 凡舨 弦 名磊肄 2 2 2 基于延迟环( d e l a y - l o c kl o o p ) 结构 产生高速时钟的另种方案是采用基于延迟环路( d e l a y l o c k e dl o o p ，d l l ) 的倍频器，其原理框图如图2 _ 3 ( a ) 所示，工作时的波形如( b ) 所示。d l l 的 原理与p l l 非常相似，不同之处在于延迟链路没有闭环，而是用参考时钟作为 输入，称为压控延迟线( v o l t a g e c o n t r o l l e dd e l a yl i n e ，v c d l ) 。v c d l 中的 每个延迟单元均将晶振信号延迟相同的时间，p f d 则比较v c d l 的输入和输出 信号之间的相位差，产生误差信号。该误差信 ； 一 i 厂厂 1 门厂_ 一 厂 广 一 ： n 门门r nn 一 ( a )( b ) 图2 _ 3 基于延迟环路的时钟发生器( a ) 原理框图和( b ) 工作原理 号控制电荷泵，并通过环路滤波器滤除高频分量。滤波器的输出就是v c d l 的 控制电压，该电压使各级延迟单元的延迟时间发生相应的改变，以减小相位差。 当环路锁定时，延迟线的输入和输出信号相位相同。这时，每级延迟单元的 输出波形的边沿均匀分割一个参考时钟周期。对于如图2 3 所示的三级延迟线， 第一级延迟单元的输出波形相对于参考时钟延迟3r e f r ，其中t r e f 是参考时钟 的周期。同样的，第二级延迟单元相对于前一级波形延迟3r e f t 。以此类推。 最后，边沿组合器将v c d l 所有输出信号的上升沿组合起来，即可产生高速时 钟信号。在图2 r 3 中，输出时钟的频率是参考时钟频率的三倍。 基于延迟器件的频率综合器有如下的缺点：首先，它的倍频数受到一定的限 制，因为想实现n 倍频的电路，就需要n 级的延迟器件，如果n 很大的话，边沿 组合器会变得非常复杂，同时电路的功耗也会增大。其次，在需要i 、o 时钟的 系统中，那么就需要2 n 级和一个全差分的v d l 。再者，只能为奇数，这样才 能保证中间波形的上升沿和下降沿不会重合在一起。 随着无线通讯系统对时钟频率要求的逐渐升高，基于延迟器件的频率综合器变得 没有太大的吸引力。 2 2 3 基于直接数字合成( d i r e c t - d i g i t a lf r e q u e n c ys y n t h e s i z e r ) 结构 具有跳频功能的频率综合器在切换频率时，需要一定时间来稳定。当系统对 时间要求非常严格时，可以考虑使用直接数字合成的方法来实现。如图2 , 4 所示， 当需要改变频率的时，直接更改频率寄存器中的值，相位积累器立刻采用更改 图2 4 直接数字合成的频率综合器 后的速度进行积累，然后送到数字正弦波发生器，进行低通滤波后，送到输出。 频率的精准度主要由频率寄存器的精度决定，对毛刺等干扰信号的抑制，主要由 相位积累器和d a c 决定。 直接数字合成的频率综合器也有一定的缺陷，首先，它的最高输出频率受限 于d a c 的采样频率：其次，为了对毛刺的抑制，需要高精度的d a c ；再者，在 输出高频信号时，所需要的功耗比较大，甚至有可能需要单边带的混频器配合使 用。 2 2 4 总结 上面给出了3 种频率综合器的结构，直接数字合成的频率综合器所需要的功 耗比较大，同时需要d a c ；基于延迟环的频率综合器在固定频率应用更加适合， 而且一般都应用在不超过2 0 h z 。本文设计的是2 4 g h z 的有7 9 个信道的频率综 合器，选择了基于锁相环的频率综合器，同时为了避免使用过于复杂的一分频 器，采用了脉冲吞吐机制的整数分频器。 2 3 基于锁相环的频率综合器 下面介绍基于锁相环的频率综合器，对其中的各个模块进行介绍。 2 3 1 锁相环的基本原理 锁相环是通过采样相位差的一种负反馈系统，如图2 5 所示，由鉴相器p d 。 低通滤波器l p f 和压控振荡器v c 0 构成。鉴相器主要用来检测生成信号和参考信 号的相位差，把它“放大”后送到低通滤波器，然后送到压控振荡器，改变压控 振荡器的输出频率，间接地改变了相位，直到两者相位非常接近。 图2 5 锁相环 2 3 2 鉴相器( 鉴频器) 在锁相环的系统中，鉴频鉴相器是一个很特殊的器件，它能够生成一个正比 于输入信号相位差的信号，但是如果注意到相位可以通过对频率的积分得到，那 么它也能用来指示频率差。能用做鉴相器的电路结构很多比如g i l b e r t 乘法器、 v o h 。 兀彻 删 r v o l 、 图2 6 鉴频鉴相器图2 7p f 9 工作范围 异或门、触发器和鉴频鉴相器( p f d ) 加电荷泵等等由于他们的工作范围比较 小，而没有广泛采用，当前被广泛采用的是基于两个d 触发器加上延迟复位组成 鉴频鉴相器。首先，锁相环的频率捕捉范围只受限于v c o 的输出频率范围，而 1 1 s 1 n g f r e f r l s m g j 二- - 一 v c 0 r x s l n g 图2 8p f d 工作状态转换图 与鉴相器无关。这对于片上集成的v c o 很重要，因为它们的振荡频率会随工艺 和温度的变化有很大的变化。其次当锁相环锁定后，在理想情况下，p f d 的 两个输入信号的静态相差为零。这对信道同步和数据恢复电路很关键，因为任何 静态相差都会引入误码。另外，锁相环可以很快地锁定，即使p f d 的两个输入 信号之间的频率相差很远。 图2 8 给出了p f d 的状态图和逻辑原理图，该状态机包含三个状态，因此 p f d 又被称为三态鉴相器。假设d 触发器是上升沿触发的，则r e f 的上升沿会 将u p 罱为高电平：同样的，v c o 的上升沿会将d n 罱为高电平。而当u p 和 d n 都为高时，与门将复位d 触发器，使u p 和d n 立即变为低电平。上面的 电路已经消除“死区”，它的输入范围出( _ 2 石，2 n ) 到( - 2 厅+ ，2 万一) 。同时引入 v邮v悱 矩蹦 y , 侈i1 i - 4n- 2 v v 0f n4 j - a l 4 - 2 0八。，一 、j 、 0 2w“一t k 图2 9 消除死区效应后的变化 了耨的问题。如图2 1 0 所示，当参考时钟频率比较快，并且相差在2 万时，由于 r e s e t 有效的时间较长，下一个r e f 的上升沿将在d 触发器被复位前到来。可以 r e f li 帅l ；厂 一一j1 一 v c o 厂 u p ir d o w n 同 l r e s e t m厂 图2 1 0 消除死区效应带来的问题 看到，r e s e t 信号使r e f 的上升沿无法 触发”信号( 即时钟沿丢失了) 。 如果f r e f 代表输入参考频率值，t 。 是复位通路的延迟时间，那么当相位 差大干2 z r - 2 ，；r t “o y 厶，会有一半的 时间p f d 丢失r e f 的上升沿。由次， 可以间接得出这种结构的p f d 最大 工作频率： 眦。= i ( 2 t y ) a 2 3 3 电荷泵 电荷泵最先是由f m g a r d n e r 引入的，此后便在p l l 和d l l 中得到了广泛 的应用。电荷泵通常与环路滤波器连在一起使用，下图给出了电荷泵和滤波器的 原理图。p f d 产生的u p 和d n 信号分别用于控制充电电流源l 和放电电流源 匕。的开和关。假设，= ，。，。= 0 ，时开关也是理想的，如果p f d 的两个输入 同完全同相并且u p d n 信号相同，那么在电荷泵输出端测得的电流为零。如果 两个输入有相位差由p ”，那么输出端测得的平均电流为o 笔。因此对于由p f d z 万 和电荷泵构成的鉴相器来说，其增益为= 鲁。 图2 1 1 电荷泵和滤波器图2 1 2 电荷泵 电荷泵是一个非理想器件，主要表现为电荷泵的不匹配、电荷泄漏，开关的 不理想、使用死区消除电路以及分数分频器补偿电路等等。相应的会对系统带来 一定的影响，比如在v e 0 输出频率上有r e f e r e n c es p u r 等现象。图3 1 2 给出了 一个电荷泵的简图，这种结构的电荷泵能够减小时钟馈送、沟道电荷注入等效应。 在锁相环电路中，由于鉴频鉴相器和电荷泵对环路的噪声贡献非常大，它引 入的毛刺往往会恶化系统的性能，本文将重点介绍。用频谱分析仪查看压控振荡 器的频谱，经常会看到在锁定频率附近会有2 个很大的旁瓣，最常见的就是 r e f e r e n c es p u r ，表现形式就是基准频率的整数倍。1 般的讲，s p u r s 主要有两 类，一类是由于泄漏引起的称为l e a k a g es p u r ，还有类是由于电荷泵的不匹 配、开关的不理想、使用死区消除电路以及相位矫正电路的不精确等等，称为 p u l s es p u r ，下面分别介绍。 2 3 4 1l e a k a g es p u r 比较低的基准频率下，电荷泄漏的影响比较明显，特别是在早期的p l l 设计 中。在p l l 环路锁定的情况下，电荷泵在以一个或者几个基准频率周期的周期状 态变化，产生正脉冲或者负脉冲，大部分的时间电荷泵在中间态( 高阻态) 。但 是不可避免的存在一些寄生的电流泄漏，可能出现在电荷泵，环路滤波器的电容 以及压控振荡器上。为了定义由于泄漏引起的r e f e r e n c es p u r sl e v e l ，一般使 用以下的公式( 参见p l lp e r f o r m a n c e ，s i m u l a t i o n ，a n dd e s i g n ) ： l e a k a g e s p “r = b 甜p l p d k a g e s p u r + 2 01 0 9 ( l e a i k - a g e ) + s p u r o 口i n 其中印眦i n ( 叫划i o g ( 1 望譬竖k 一一，电荷泵的泄漏是随着温度 的上升而增加的。b a s e l e a k a g e s p u r = 1 6 0 d b c ( 经验值) 。 2 3 4 2p u l s es p u r 早期设计的p l l 泄漏现象比较严 重，一般能达到l u a 左右，而对于现 在设计的p l l 这方面有了很大的改 进，可以做到i n a 的水平，于是 l e a k a g es p u r 相对p u l s es p u r 显得 不那么重要了，下面把重点放在 p u l s es p u r 上。 p u l s es p u r 主要由电荷泵的不 匹配、开关的不理想、使用死区消 除电路以及分数分频器补偿电路等等引起 图2 1 2 不匹配带来的影响 下面做详细的说明。 电荷泵的不匹配主要是指上下两个电流源没有很好的匹配，他们不匹配程度 越大，经过环路以后，鉴频鉴相器检测到的e r r o r 越大，产生的e r r o r 补偿脉冲 也越大，由于p m o s 的_ t 艺参数比n m o s 要低，在牛产上也有些浮动，做到很好 的匹配不太可能。可以按照高斯分布把他们大致估算出来。死区消除电路是为了 消除鉴频鉴相器的死区，这时在锁定的情况下会出现一4 些问题，为了避免问题 的出现，尽可能使用较小的电路，能够保证电荷泵开关的开和关就够了，下面详 细介绍。 正如在前面所讨论的，为避免“死区”问题，在p f d 中加入了附加的延迟气。 在这段时间内，电荷泵的上下两个开关均被打开。在理想情况下，充电电流和放 电电流相等，没有电流注入环路滤波器。但实际上，这两个电流总是存在着不匹 配，从而对控制电压产牛影响。如图馓的认为放电电流要比充电电流大，为使 滤波器的电荷保持恒定，充电电流有效的时间必须比放电电流长。为做到这点， p f d 的两个输入信号必须有一定的相位差，这就是静态相差，而理想的电荷泵型 p l l 是没有静态相差的。同时，这也使控制电压受到扰动，在其上产生纹波 ( r i p p l e ) 。当采用如图所示的二阶环路滤波器时，并联电容c p 提供高频极点， 它决定了滤波器对高频电流脉冲的响应。因此，控制电压上的最大纹波为： ：垒宅箬坐( 类似地可以算出由于电荷泄漏引起的最大纹波) 。控制电压 乙p 上的纹波会调制v c o 的频率。使v c o 输出信号的频谱在参考频率处产生寄牛 边带( s p u r i o u ss i d e b a n d ) 。 为了定义p u l s es p u r 带来的影响， 般使阁下面的公式 尸“b 螂u r = b a s e p u 沁印计+ 印u r g a i n + 4 0 1 0 9 f 篙 船e 尸“印舯= 一，o o 柏c ， 跏酬。) = 2 0 1 0 9 ( i 竺孚竖k 啊：，) 。和l e a k a g e s p u r 相比p u l s c s 叫的主要差别在t 。s ( 急) 而不鼢怕s ( 急) ，这是由于反拉普拉斯变 换时l s 对应1 ，而其他i m 部分不变，于是在时间域p u l s es p u r 就损失了1 m ，为 ，f、 了弥补，使用了4 0 - l o g l 惹j 。 2 3 4 3l e a k a g es p u ra n dp u l s es p u r 由公p u l s e 计= 胁枷+ 勋舯i n + 4 0 1 0 9 ( 篙净公式 工p 口k a g e s p u r = b a s p 三8 础q g 雌“r + 2 0 l o g ( l e a f k a g e ) + 印“，g 口m 可以看出，随着基 准频率的变化，p u l s es p u r 快速变化。可能在某个频率下，l e a k a g es p u r 和p u l s e s p u r 相等，这是当考察频率f 厂时，丰要看p u l s es p u r ，当f n + 乃，可以得到：r 2 4 荔彳亍i 面，在近似认为q r 1 和q r 3 比 n j 一可，- + ，- 较小( 留意零极点位置) 这样可以得到r l + t 3 。s e c ( # ) - t a n ( 庐) q t 1 。s e c ( 庐) - t a n ( 妒) t 3 1 ：t 3 q ( 1 + t 3 1 ) t 1 类龇。署= 等 c 1 = 巳，瓦t 1 ，c 2 = c , o , - c i - c 3 ，c 3 = c 1 5 ，r 2 ；瓦t 2 ，r 3 = 等 这样就能得到近似的三阶环路滤波器的参数，然后再检测我们得到的数据是否满 足假设条件( t 2 t 1 + 7 3 ，q r 1 和q t 3 ) 。 2 3 6 压控振荡器 在集成电路中，用得最多的振荡器结构是l c 调谐振荡器( l c - t u n e do s c i l l a t o r s ) 和环形振荡器( r i n go s c i l l a t o r s ) 。环形振荡器的振幅比较大，但它的开关非线 性效应很强，使得它对电源和地的干扰抑制能力很差，在g h z 以上噪声性能往往 比l c 调谐振荡器差很多，所以在g h z 上的频段上的压控振荡器多采用l c 调谐 振荡器的结构。本文所指的压控振荡器是l c 调谐振荡器( 如果不做说明) 。 2 3 6 1 压控振荡器的设计约束 在设计压控振荡器的过程中，功耗、谐振电压幅度、频率调谐范围、启振条 件、电感外径以及相位噪声等要求决定了压控振荡器的参数。 最大功耗 在现代的集成电路设计中，功耗是，1 个越来越重要的设计指标，尤其是移动 设备等使用电池供电的器件。在定的工艺下，采用定的结构设计压控振荡器 以后，最大功耗总是能够转换成最大的电流约束：， ，一。 谐振电压幅度 l c 振荡器的谐振电压幅度的要求主要来自系统性能指标( 如接收机) 、锁相 环的预分频器和振荡器相位噪声等要求。l o 的输出振幅越大，接收机混频器的 i p 3 越好，增益也越大；l o 的输出振幅如果没有达到一定的幅度，预分频器将无 法正常工作；而输出l o 振幅大，相位噪声会往小的方向走。 k h 。 频率调谐范围 频率调谐范围要求能够在中心频率上至少要保证最小频率调节范围的频率 带宽，要保证在频率最大值0 和频率最小值厶。能正常1 二作： 厶ns 2 丽1s 厶， 而实际上由于电容和电感生长上的偏差，往往设计的工作范围要比上面的表达式 范围大的多：名ns = 荔而1 蔓= 蛆。 启振条件 根据振荡器原理，电路扁振满足的两个条件知道，小信号开环增益要大于1 ， 而在实际的设计中通常取2 4 ，对于l c 谐振的振荡器， 般可以表示为 g 。h ! ) a g k n 电感外径 为了达到芯片面积的约束，片上电感往往不能做的很大，一般对电感的直径 都有一个最大的约束：d d 一 相位噪声 。般的系统都会对相位噪声提出明确的要求，满足 a c o 。 2 3 6 2l c 调谐振荡器 常见的l c 调谐压控振荡器如3 1 5 所示，两个交叉耦合n m o s 作为负阻， 补充l c 振荡电路的能量损耗，电感和可变电容构成了谐振电路。很大程度上 电感的品质因数q 决定了相位噪声的大小，d b l c e s o n 提出了相位噪声模型， 从中可以看出品质因数和相位噪声的关系： 埘h o l o s 警哪+ ( 齿) 2 】( 1 + 争 傩嗍“黝髓 馘，是频谱的1 ，3 拐角，只w 是振荡器输出功率，q 是电感的品质因数。 在当前的工艺下，提高电感的 q 值是很大的挑战，现在好的 c m o s 工艺电感q 值可以做到1 2 左右，在实际的使用时，受电路损 耗等原因，真正能得到的大约只有 8 9 左右。如果能够提高电感的0 值，将是非常有意义的事情。 除了电感、做负阻的m o s 管以 外，一般都会有一个调整谐振回路 电容的器件，图中列举p n 结变容 管，也可以使用工作在积累区的变 容管。由于变容管有最大电容和最 图2 1 5l c 调谐压控振荡器 小电容，在使用时应该经可能减小最小电容以保证有较大的调频范围。 2 3 7 分频器 分频器在频率综合器中除了v c o 外，另外个_ t 作在很高频率的模块，当 工作频率超过g h z 时的低功耗设计是，个挑战。分频器的结构随着频率综合器 的不同用法可以有不同的选择，比如固定分频的分频器( 参阅2 2 1 节) ，只需要 比较简单的电路实现：整数分频器的分频数是整数，在工作时需要及时改变；分 数分频器则需要多模的预分频器等。由于固定分频的结构比较简单，这里不做过 多的阐述，下面介绍整数分频器和分数分频器。图2 1 6 给出了一个分数分频器 结构，在2 个输入时钟周期中，o u t p u tc l o c k 有( 2 一1 ) 个周期处于n 分频， 有1 个周期处于n + m 分频，从长时间看分频数堡2 尘掣掣= n + 百m 。 图2 1 6 分数分频器 图2 1 7 给出了一个整数分频器的结构图，上半部分是一个2 3 分频的异步分 频器，其中d 触发器如图2 1 8 所示，使用差模输入，降低对v c o 输出的峰峰值 要求，同时降低功耗，电源和地接电流源，可以减少分频器噪声对周围模块的影 响。下半部分是一个1 6 分频的分频器，m c 是分频选择控制，当m c = l 时，实 图2 1 7 整数分频器 现3 3 分频，m c = 0 时，实现3 2 分频。同上为了减小功耗以及降低噪声，使 用了图2 1 9 给出了电流型逻辑门( c u i t c r i t m o d el o g i c ) 电路简图，可以减小门级 延迟。 图2 1 8 d 触发器 图2 1 9 逻辑门电路 2 4 环路响应 24 1 环路的瞬态响应 当环路滤波器设计好了以后，环路瞬态响应也就确定了。对于三阶环路滤波 器四阶系统而言，它的瞬态响应计算非常复杂，为了简化这里只做近似的计算。 三阶环路滤波器的阻抗可以表示为： z ( s ) = 而丽l + 而s k o ，其中。= c 2 脚1 = c 1 c 2 c 3 舢3 ， k 2 = c 2 c 3 r 2 + c 1 c 2 r 2 + c l c 3 r 3 + c 2 c 3 r 3 ，k 3 = c 1 + c 2 + c 3 。 闭环传输函数：血( s ) = 了蕊i 再了j 兀瓦k i o , 五k w 万, o 磊o n 再( 1 j + i s k 习o i ) i 丽i i _ 瓦= ， 口，：莲美聒舻ik#【kvco小一c2r2o)k3- n ( c i + c 2 + c 3 ) 口1 s 2 i j ：鱼：生压舻 一f2 t 可以得到两个极点是：一f ，。再。 假设p l l 已经锁定在频率z 下，这时分频器把分频数n 改为j 响应的锁定频率 应该是五，等效于把输入的耩准频率由_ n 换到 n ，这时并没有初始相位 差，通过反拉普拉斯变化可以得出： f ( f ) ： + ( 一胁十一【c o s ( 峨i 了f ) + ( - c 7 荠2 r 2 p 0 2 , s i n ( 鸭可r ) 1 后面部分的最大值是 正夏面函磊可瓦丽 再i 在频率误差允许的范围厶下，所需要的锁定时间是： l o c 灯i m e = 峨f 当乞= 5 0 0 u a ，k v c o = 4 4 m h z v ，n = 2 4 4 0 ，c 1 = 1 6 8 p f ，c 2 2 1 0 8 p f ，c 3 。3 3 6 p f r 2 ：5 8 k 。r 3 ：2 7 8 k 时，频率由2 4 4 g h z 跳变到2 4 9 g h z 时，由上面公式需要 的锁定时间是3 2 8 u s 。 但在实际测试中往往会发现锁定时间比理论分析值要大，有以下几种可能，一是 压控振荡器和电荷泵的非线性，二是在频率切换的时候出现了很大的过冲现象， 三是没有估算压控振荡器的寄生电容，四是整个电路的寄生比较大，五是v c o 和d i v i d e r 的结构以及算法，六是滤波器设计不理想。 匡| 毒 l 图2 2 0 锁定过程 2 4 2 线性小信号连续时间模型 锁相环是一个非线性系统，对于电荷泵型p l l 来说，它还是一个离散时间 的时变系统( d i s c r e t e t i m ea n dt i m e v a r i a n ts y s t e m ) 。但是当满足下列条件时， 可以近似地把电荷泵型p l l 看作是连续时问线性时不变系统，这时可以使用把 普拉斯变换和傅立叶变换对p l l 进行分析。第一个条件，环路必须处于锁定状 态，这时才可以把信号分解为直流( d c ) 分量和小信号( a c ) 分量。第二个条 件，环路带宽必须小于参考时钟频率的十分之。这时，我们可以忽略环路在单 个周期内的细节以及时变特性而只需考虑许多个周期内的平均行为。第三个条 件是，p f d 应不存在“死区”问题。因为前面所讨论的，存在“死区”问题的 p f d 会使p l l 在接近锁定时表现出非线性行为。 对于电荷泵型的p l l ，可以建立基于相位域的模型丸。( s ) ，丸( s ) 。鉴相器和电 荷泵可以看作个鉴相放大器，把相位差转换成电流，环路滤波器可以看作是把 电流转换成电压的转换器，于是开环传递函数可以写为： 丸。( s ) 丸( n h 。( s ) = 州g k ，。n s ，其中k 州是鉴相器和电荷泵的电流对相 位差增益，g l 尸，是环路滤波器输出电压对输入电流的传递函数，k 。是压控振荡 器的输出角频率变化对输出控制电压的传递函数，n 是分频器的分频数。闭环传 递函熄耶) = 锗= 煮券，如果滤波删= 日彳艮简单的形式 一 九( s ) 5 + k 州g l k 帅 一一。1 比如是_ 卟电阻r 扩个电容c 的串联滤波器r 那么( j ) 2 忑1 吼，：1 ( r c ) ，于是可以简化为日( j ) ：型竺竺竺l 。这是一。个最简的 薏铽p d i k n 两阶系统，其中一个极点由v c o 引入，另外一个极点由环路滤波器引入，环路 增益世= 足。k 。n 。为了方便，把闭环传递函数改写成下面的形式： 踯) = 南，峨= 厢萨j | 1 0 1 k 1 2 f ：。 从上面式子看出q 是环路滤波器和环路增益的一3 d b 带宽，而衰减因予f 和 由上面给出的闭环传递函数知道当h ( o ) = 1 ，当输入信号变化非常缓慢时， 输出将随着输入的变化而变化。这时相差的传递函数变为： 也( j ) = i - h ( j ) ；揣，当r ) 。时，以( s ) = o 表示没有相位差。 当某个时刻，输入信号突变了，也就是输入了一个冲激响应a c o u ( t ) ，u ( t ) 是 单位增益函数。这时吮。( s ) = ( j 溺。( j ) = 去号笋，而相差变为 朝如舭) = 稿等础时，相勰 ，斗州，叫= 嘶嘛= 国等= 警 说明k 是相差的抑制因子，k 越大，静态相差越小。 2 5 小结 构：基于锁相环的频率综合器、基于延迟环的频率综合器和直接数字合成的频率 综合器，比较了他们的优缺点，并针对基于锁相环的频率综合器做重点介绍。列 举了鉴频鉴相器、电荷泵、滤波器、压控振荡器、分频器等电路结构，对各个模 块的设计要点做了简单说明，并且给出了环路锁定时间的理论公式以及线性小信 号模型。 第三章相位噪声的分析 3 1 相位噪声的介绍 相位噪声和抖动是对同现象得两种不同的定量方式，在理想情况下，- 个 频率固定的方波信号( 以1 m h z 为例) 的持续时间应该恰好是1 u s ，每5 0 0 n s 有 一个跳变。但是实际上这样的信号是不存在的，信号周期的长度总是在发生一定 的变化，导致下一个沿的到来时间不确定，这种不确定就是相位噪声或者抖动引 起的，抖动是时间域的概念。相位噪声是频率域的概念，本文主要研究相位噪声。 对于理想振荡器来说，它的输出可表示为圪。( ，) = a c o s ( 2 l r f o t + 矿) ，其中a 为 振幅，矗为振荡频率，为一个任意固定的相位，如果用s ( ，) 表示吒。( f ) 的单 边电压谱密度( 0 n e - s i d e dv o l t a g es p e c t r a ld e n s i t y ) ，那么理想振荡器的s ，( ，) 将 是一个位于f o 处的脉冲函数，s ( ，) 的定义域是0 f o o ，：。诒s 也可以用双边电琏 谱密度( t w o s i d e dv o l t a g es p e c t r a ld e n s i t y ) p v ( f ) ，它的定义域是一一( f ，这 是通常意思上的功率谱密度。根据w i e n e r - k h i n t c h i n e 定理，它是自相关函数的 傅立叶交换，单边和双边的电压谱密度可通过公式联系起来 鼠( ，) = 2 只( ，) “( ) ，u ( f ) 是阶跃函数。但是，对于实际的振荡器来说，它的输 出信号通常表示为圪。，( f ) = a c o s ( 2 n f o t + o f f ) ) ，其中彳和巾都是时间的函数， 它们表示信号幅度和相位随时间的涨落。因此，信号的电压谱密度将在靠近五处 有噪声边带，如图3 1 所示： 戈洌一 ( a ) ( b ) 图3 1 ( a ) 理想振荡器频谱( b ) 实际振荡器频谱 鼠( ) 可以直接用频谱分析仪测量，另。个量，称为相位谱密度咒(