（电路与系统专业论文）一款采用psm调制模式的acdc芯片的设计.pdf

摘要 本论文的设计工作来源于西安电子科技大学c a d 所科研项目“功率模拟集成 电路设计技术研究”，主要研究a c d c 芯片的设计。论文从电特性指标要求出发， 通过系统设计、电路设计、版图设计和性能仿真验证，设计了一款采用p s m 调制 模式的a c d c 芯片x d l 1 6 2 。 x d l l 6 2 内部集成耐压7 0 0 v 的功率开关管，并包含电压预调制、基准、振荡 器、前沿消隐和逻辑控制等模块。为了芯片能够安全工作，还集成了电流限制， 短路保护，过温保护，自动重启动等保护功能。芯片采用p s m ( p u l s es k i pm o d e ) 的工作方式，在跳过的周期内关断芯片的部分模块，降低静态电流，从而提高了 芯片的工作效率，同时引入自供电技术，省去了变压器的辅助绕组和相关的偏置 元件。振荡器模块采用了频率抖动技术，极大降低了整个电路的e m i 。 基于0 5 t mb c d 工艺，使用c a d e n c e 软件平台完成了芯片的电路设计仿真与 版图设计，版图面积2 3 3 0 m 6 8 0 “m ，输入电压8 5 2 6 5v a c ，输出功率2 8 w ， 目前该芯片已经流片。 关键词：开关电源a c d c 芯片p s mb c d 工艺 a b s t r a c t b a s e do nt h ep r o j e c t d e s i g nt e c h n i q u er e s e a r c ho fp o w e ra n a l o gi n t e r g r a t e d c i r c u i t o fk e yl a bo fh i g h - s p e e dc i r c u i td e s i g na n de m c ，m i n i s t r yo fe d u c a t i o ni n x i d i a nu n i v e r s i t y ，t h ep a p e rf o c u so nt h ed e s i g no fa c - d cc h i p t h r o u g hs y s t e m a t i c d e s i g n , c i r c u i td e s i g n , l a y o u td e s i g na n dp e r f o r m a n c es i m u l a t i o n , aa c d cc o n v e r t e r c h i p 诵m t h ep s mc o n t r o lm o d e ，n a m e dx di16 2 ，i si n t r o d u c e di nt h i sp a p e r a7 0 0 vh i g hv o l t a g es w i t c h i n gp o w e rm o s ，v o l t a g ep r e - r e g u l a t o r , b a n d g a p ， o s c i l l a t o r ，l e a d i n ge d g eb l a n k i n gc i r c u i ta l ei n t e g r a t e di nt h ec h i p t h ep r o t e c t i o nc i r c u i t o fc u r r e n tl i m i t ，s h o r tp r o t e c t i o n , o v e rv o l t a g ep r o t e c t i o n ，a u t o r e s t a r ta l ea l s oi n c l u d e di n t h ec h i p ，a f t e rt h ec o n s i d e r a t i o no ft h ec h i p ss a f e t y t h ec h i pw o r k si np u l s es k i pm o d e i nt h e s ep e r i o d s ，p a r t so ft h ec h i pa r es h u td o w nt od e c r e a s et h eq u i e s c e n tc u r r e n tf o r t h ec o n s i d e r a t i o no ft h ee f f i c i e n c y t h et e c h n i q u eo fs e l f - b i a s e ds u p p l yi su s e df o r s a v i n gt r a n s f o r m e ra u x i l i a r yw i n d i n g t h eo s c i l l a t o rc a l li n t r o d u c eas m a l la m o u n to f f r e q u e n c yj i t t e r , w h i c hw i l lr e d u c et h ee m ie f f c t i v e l y b a s e do n0 5 i t m2 0 vb c d p r o c e s s ，c i r c u i td e s i g na n ds i m u l a t i o n , l a y o u td e s i g n a l ea c c o m p l i s h e db yu s i n gt h ee d at o o l so fc a d e n c e 8 5 - 2 6 5v a ci n p u t , 2 8w o u t p u tp o w e ra n dl a y o u ta r e al5 6 0 “m 16 2 0 “i i l ，t h ec h i ph a sb e e nt a p e d o u t k e y w o r d ：s w i t c h i n g p o w e rs u p p l ya c - d c c h i p p s mb c dp r o c e s s 第一章绪论 第一章绪论 随着计算机、电子信息技术的发展，人们对各种电子设备的需求越来越多， 这就给电源管理产品给提出越来越高的要求【l 】【2 】。传统的线性稳压器( l d o ) 是线性 控制的稳压电源，其内部调整管工作在线性范围，其具有输出纹波小，外围器件 少，静态电流低等优点，但是由于其调整工作时承受了较大的压降，因此芯片内 部消耗了较大的功率，在输入输出压差较大的应用中，线性电源的效率很低，一 般只有4 5 左右，在这些场合中，开关电源芯片由于其体积小，重量轻，控制精 度高等优点已经逐步取代了线性稳压电源，广泛的应用在各种电子设备q 丁t 3 1 。 开关电源内部的调整管工作在高频开关状态，所以开关管的损耗很低，芯片 的效率可以达到9 5 以上1 4 1 。开关电源使用调整管来稳压，省去了笨重的工频变 压器，在其正常工作频率范围内，只需要很小的电感电容滤波器，而且随着新型 开关器件的不断发展，开关频率不断得到提高，使得电感的体积不断减小，从而 使电源系统的重量更加减轻。传统的开关电源一般采用电压模脉冲调制( p w m ) 技术，随着开关频率的提高，开关电源效率在轻载下会降低，近年来，开关电源 多采用电流模p w m 和p s m 结合的调制方式，这样不仅能改善系统的电压调整率 和电流调整率，同时能提高开关电源在轻载下的效率。总而言之，随着半导体工 艺的不断发展，电路设计的不断优化，更高性能的开关电源芯片的需求量将会越 来越大，因此研究并开发开关电源芯片具有重要的理论意义和实际价值。 本论文结合当今电源管理技术发展趋势，设计实现了一款采用p s m 模式调 制的a c d c 控制器芯片x d i1 6 2 。芯片基于0 5 肛mb c d 工艺实现。输入电压范 围8 5 2 6 5v a c ，适用于手机、p d a 、数码相机、m p 3 等电子设备使用的充电器 或者适配器。内置主开关管可以承受最高7 0 0 v 的电压；选择合适的外围器件即 可提供设计的功率输出；集成自供电电路，可以省去变压器的辅助绕组以及相关 的偏置元件，从而减轻电源重量；9 k h z 的频率抖动极大的降低了e m i ；精确的过 温关断电路可以为芯片提供保护。 论文分为五章，第一章为绪论，简要介绍了课题背景和研究意义，第二章主 要介绍了开关电源的原理，调制模式以及控制模式；第三章对芯片x d l l 6 2 进行 了整体描述，并给出了电特性指标和系统设计方案；第四章是具体的各模块电路 设计实现，以及各个子模块性能指标的仿真结果。第五章对x d l l 6 2 整体电路进 行仿真验证，同时，简要叙述了芯片版图设计实现的注意事项。 2 第二章开关电源原理概述 第二章开关电源原理概述 3 第二章开关电源原理概述 开关型稳压电源一般可以分为直流直流( d c d c ) 和交流直流( a c d c ) 两大类，其中d c d c 按输入输出电压的关系，有三种基本结构：b u c k 型、b o o s t 型、b u c k - b o o s t 4 1 型，a c d c 按其工作模式可以分为正激式和反激式。在这一章 中，第一节首先介绍了a c d c 系统两种基本结构工作原理；第二节介绍了开关 电源系统中常用的三种调制方式，即p w m 调制模式，p f m 调制模式和p s m 调 制模式；第三节以b u c k 型d c d c 变换器中的电压p w m 模式和电流p w m 模式 为例，介绍了开关电源系统中的控制模式。 2 1 开关电源的工作原理 开关电源由于体积小，重量轻，效率高等特点，已经成为当今电源管理的首 选。本节首先论述了伏秒平衡原理和电容电荷平衡原理，并在此基础上介绍了正 激式和反激式两种a c d c t 5 】的拓扑结构和工作原理。 在大量开关周期中，当开关频率固定时，开关占空比d 也保持恒定，例如对 n 个周期，电流波形和电压波形在每个开关中期是重复的，这就意味着电压波形 和电流波形为周期性波形，这样的状态就称为稳态。变换器稳态工作时，有两个 非常重要的原理来描述变换器的工作，那就是电感的伏秒平衡和电容的电荷平衡 【6 】。 2 1 1 电感伏秒平衡 电感是一种能够存储磁场能量的器件。理想的电感器只具有产生磁通( 存储 磁场能量) 的作用而无其他任何的作用。线性非时变电感元件在任一时刻的电流 和磁链甲之间的关系可表示如- f r n t 8 】： 甲( f ) = 三屯( 2 - 1 ) 式( 2 1 ) 中，l 为正值常数，代表每单位电流产生磁场的能力，单位为亨利( 国 际代号为h ) 。 又根据电磁感应定理：感应电压等于磁链的变化率，即： 吃= 警( 2 - 2 ) 把式( 2 1 ) 代入式( 2 2 ) 中可得： 4 第二章开关电源原理概述 屹乱等( 2 - 3 ) 在一个开关周期内积分得到： “+ l 矿 屯( ( 拧+ 1 ) 丁) 一i l ( 疗丁) = 7 1 ，v l ( t ) d t ( 2 - 4 ) 由于( 2 4 ) 中左边为零，那么( 2 - 4 ) 中右边也应该为零，即 ( 肿少 0 = i 屹( ，) 讶 ( 2 - 5 ) 矗 ( 2 5 ) 表明在稳定状态时，电感两端的电压在一个开关周期内积分为零，积分 的单位为v s ( 伏秒) ，所以称这个特性为伏秒平衡。直观的来看，如果电感两端 电压在一个开关周期内积分分不为零，那么电流的幅度会不断增加，也就是说在 一个完整的周期内，加在电感两端的平均电压等于零【9 l 。 2 1 2 电容电荷平衡 电容是一种可以储存电荷的元件，与伏秒平衡类似， 的电压和流过电容的电流有以下关系【1 0 l ： i c ( ，) = c 掣 则对( 2 6 ) 在一个周期内积分可以得到 对于电容来说，其两端 ( 2 - 6 ) 吃( ( n + 1 ) 丁) 叱( ”r ) = 石1 ，i c ( t ) d t ( 2 7 ) 一 h r 由于( 2 7 ) 中左边为零，那么( 2 - 6 ) 中右边也应该为零，即 ( 肿少 0 = ii c ( t ) d t ( 2 - 8 ) 矗 ( 2 8 ) 表明在稳定状态时，流过电容的电流在一个开关周期内的积分为零，积 分的单位时a s ( 安秒) ，所以称这个特性为安秒平衡。直观的来看，如果流过电 容的电流在一个开关周期内积分不为零，那么电容电压的幅值会不断增加，也就 是说在一个完整的周期内，流过电容的平均电流等于零。 2 1 3 反激式开关电源 反激式变换器广泛应用于高压和离线供电电源，它是一种恒定功率输出的开 关变换器。反激式变换器不需要输出电感，所以在多路输出应用中，跟其它结构 第二章开关电源原理概述 的开关电源相比，反激变换器不仅能够节省外围器件，降低成本，而且对输出电 压跟随性能更好，因此具有很大的吸引力。反激式变换器是b u c k b o o s t 1 1 】【1 刁的一 种变形，对变压器来说，其初级极性和次级极性相反。图2 1 是反激式开关电源 拓扑结构，当开关s 控制信号 为高电平时，开关s 导通，此 时变压器次级二极管d 反偏， 负载由输出电容提供电能，同 时变压器的初级存储磁能，而 当开关管s 关断时，变压器的 磁能转换成次级线圈的电流， 向负载提供电甜1 3 j 。 一 图2 2 和2 3 是反激式开关 电源c c m 和d c m 下主要参数 图2 1 反激式开关电源拓扑结构 的波形图。对于理想的反激式型转换器，在c c m 模式下，当开关管导通时，电 源电压加在变压器初级绕组上，初级电流i p 从最小值i p m i n 开始线性增加，增加 的斜率为： 了d i ：善( 2 - 9 ) d t l n 在t = d t 时，电流i p 达到最大值i p m a x ，在此过程中变压器的铁芯被磁化， 磁通也线性增加。 ， 当开关管关断时，初级绕组开路，次级电流开始最大值i s m a x 线性下降，其 下降速度为： d i 孚 ( 2 1 0 ) 西 、7 在t = t 时，电流i s 达到最小值i s m i n ，在此过程中变压器的铁芯去磁，磁通 也线性减小。 对c c m 模式下的对初级线圈运用电感伏秒平衡可得： 等= 簧尚 p m ll d 、7 其中n 2 n l 是次级线圈和初级线圈的匝数比。 在d c m 模式下，开关管导通时，初级线圈电流从零开始上升，开关管关断 时，次级线圈电流能够降到零，对初级线圈同样运用伏秒平衡原理，有： 告= 篑去 ld l 、 工作在d c m 模式下的反激式变换器适用于输出电流恒定的应用，而工作在 6 第二章开关电源原理概述 c c m 模式下的反激式变换器适用于输出电压恒定的应用，与c c m 工作模式相比， d c m 工作模式下的反激电路响应更快，负载电流或者输入电压突变引起的输出 电压瞬时尖峰较小，但是d c m 模式时，反激电路会有较大的峰值电流，因此， d c m 模式下的反激变换器需要额定电流更大变压器和更大纹波的输出电流，由 于变压器的利用率不高，反激变换器设计中变压器的设计非常关键，同时由于反 激变换器没有输出滤波器，因此输出纹波低压一般都比较大。 反激式变换器结构简单，元件数少，因此成本较低，广泛应用于各种功率为 数瓦到数十瓦的小功率开关电源，在各种家电，计算机设备，工业设备中广泛使 用的小功率开关电源基本上都是采用的反激型电路，但该电路变压器的工作点仅 处于磁化曲线平面的第一象限，利用率低，而且开关元件承受的电流峰值大，不 适合用于大功率电源。 til s l ( c ) l i r 图2 2 反激式开关电源c c m 波形图图2 3 反激式开关电源d c m 波形图 2 1 4 正激式开关电源 t 正激变换器1 1 4 1 是5 0 0 w 以下中功率电源应用中非常普遍的一种拓扑结构，它 是b u c k 电路的一种变形，与反激变换器不同，正激变换器的二次绕组和一次绕 组同时流过电流，这使磁芯磁通几乎完全抵消。图2 4 是正激式变换器的基本拓 扑结构。需要注意的是，变压器绕组的同名端就是同相位端，也就是说同名端电 压同时增大或者同时减小。当开关s 控制信号为高电平时，二极管d 1 导通，变 压器绕组两边的电流均为线性上升。当开关s 控制信号变低时，开关关断，因为 电感l 中的电流不能突变，电感电流通过续流二极管续流，同时对滤波电容c o l r r 充电。 第二章开关电源原理概述 7 根据电感l 上的电流在一个开关周期内是否为零，可以将正激式变换器的工 作模式分为c c m 和d c m 。图 2 5 和2 6 是正激式开关电源 c c m 和d c m 下主要参数的波 形图。当正激式变换器工作在 ， c c m 模式下，开关s 关断时， 在电感l 的反激作用下，续流 二极管导通，此时电感上的电 压等于输出电压，电感中存储 的能量大小将直接影响输出电 压的峰值，电感电流等于峰值 l 图2 4 正激式开关电源拓扑结构 电流；当开关s 导通时，变压器初级线圈储能，次级线圈释放电能， 压，对电感l 在一个周期内运用伏秒平衡原理可得： 监：丝d l 输出直流电 ( 2 - 1 3 ) 同理，d c m 工作模式下对正激式型变换器运用伏秒平衡原理，可以得到 监：丝旦 ( 2 1 4 ) lq 、 正激型电路简单可靠，广泛应用于功率为百瓦千瓦的开关电源中，但是该 电路变压器的工作点仅处于磁化曲线平面的第一象限，没有得到充分利用，同样 的功率，其变压器面积，重量和损耗都大于全桥型，半桥型和推挽电路，因此， 在电源和负载条件恶劣，干扰很强的环境下使用开关电源，对体积，重量和效率 都要求不高时，采用正激型电路比较合适。 l 嘻 t t 图2 5 正激式开关电源c c m 波形图图2 6 正激式开关电源d c m 波形图 2 2 开关电源的调制模式 8 第二章开关电源原理概述 开关电源的调制模式一般可以分为：脉冲宽度调制模式( p w m ) ，脉冲频率 调制模式( p f m ) ，和脉冲跨周期调制模式( p s m ) i s l 。 2 2 1p w m 调制模式 p w m 模式调制模式的开关频率固定，通过调节导通脉冲宽度改变占空比， 从而实现对电能的控制，它一般通过负载端反馈信号与内部锯齿波信号进行比较， 然后输出频率恒定宽度变化方波信号，最终环路稳之后，占空比不变，输出电压 稳定。p w m 调制模式开关频率固定，噪声谱窄，只需要简单的低通滤波器就能 降低输出电压纹波，这种调制模式在重载的条件下效率较高，但是轻载下效率较 低。 2 2 2p f m 调制模式 p f m 调制是指固定开关的导通时间或者关断时间，通过改变周期来改变占空 比的调制模式。通常由于导通时间或者关断时间可以在很大的范围内变化，因此 p f m 调制模式的输出电压调节范围很宽，在负载较轻的情况下效率较高，工作频 率高，但是p w m 模式需要滤波电路在较宽的频率范围内工作，从而加大了滤波 电路的面积，而且p f m 模式下，由于开关频率的变化易于负载的频带相互干扰， 产生e m i 问题。 2 2 3p s m 调制模式 p s m 工作模式是指脉冲宽度恒定，通过选择性的跳过某些工作周期来调节输 出的控制模式采用此模式的开关电源效率几乎与负载无关。p s m 模式根据负载情 况调节跳周期的个数，满载的时候，采用全周期驱动输出，当负载变轻的时候， 系统会跳过大部分周期，从而在轻载下达到很高的效率。但是采用p s m 模式的开 关电源输出纹波较大，输入电压的调制能力较弱，一般适用于小功率场合。 综合以上三种模式的优缺点，本文设计的芯片x d l l 6 2 输出小功率，采用来 p s m 控制模式，从而提高了芯片在轻载下的效率。 2 3 开关电源的主要控制模式 开关电源一般采用p w m 控制模式，本节以b u c k 型d c d c 变换器为例介绍 第二章开关电源原理概述 9 电压p w m 控制模式和电流p w m 模式。 2 3 1 电压p w m 模式 电压p w m 控制方式1 16 j 是指开关电源环路中比较器检测的是输出端或者负载 两端的电压信号，来控制开关管的脉冲宽度，图2 1 1 是b u c k 型d c d c 变换器的 电压模控制器，误差放大器通过比较输出电压采样和固定参考电压，得到一个误 差电压，把这个误差电压加到比较器的同相输入端使之与加在反向输入端的锯齿 波信号进行比较，开关管是由固定频率的时钟脉信号驱动，此时钟脉冲的频率就 是开关电源变换器的频率。由于比较器的增益很大，每当同相端信号高于反相端 信号时，它的输出会接近正向电源电压，而比较器的输出就是图2 1 l 中的p w m 信号，当误差电压大于锯齿波信号时，输出为高，然后把此p w m 信号送到门级 驱动电路，用于驱动电源变换器的开关管。当采样输出电压远小于固定参考电压 时，通过比较器的比较，占空比会变大，从而使得输出电压升高，当输出电压升 高时，又会使占空比减小，整个环路通过负反馈使得输出电压稳定。 l 图2 7b u c k 型d c d c 变换器的电压模控制器 电压模p w m 控制模式有以下优点：占空比的调节不受限制，而且占空比的 变化对系统没有任何影响；单环控制方式，调试比较容易；p w m 三角波的幅度 大，脉宽调制时具有较好的抗噪声能力；输出阻抗低，对于多路输出电源，它们 之间的交互调节效应较好。但是电压p w m 模式也存在一系列的缺点：电压模式 控制只有一个电压反馈闭环，当输入电压或输出负载突变时，要经过电容与电感 的相移延迟以及误差放大器中偿网络的延迟，才能传至p w m 比较器进行脉宽调 制，因此动态响应速度较慢；输出部分的l c 滤波器结构令系统中存在双极点， 1 0 第二章开关电源原理概述 补偿时需要将主极点移至低频处，或者增加一个左半平面零点，因此补偿结构比 较复杂；闭环增益和频率特性随输入电压不同而变化，使得补偿网络更为复杂。 2 3 2 电流p w m 模式 电流模式控制p w m 1 6 】是双闭环控制系统，它包括两个控制环路：内部电流 控制环路和外部电压控制环路。电流内环加快了对输入电压变化的响应，抗干扰 性增强，可以及时、准确地检测开关管中的瞬态电流，形成逐个电流脉冲检测电 路。电流p w m 模式可分为峰值电流模式、平均电流模式、滞环电流模式与相加 模式，图2 1 2 是b u c k 型d c d c 变换器的峰值电流模示意图，在此电路中，误差 放大器放大得到的误差电压信号送到比较器后，比较器反向端输入不再是固定三 角波电压，而是与一个峰值电感电流信号与斜坡补偿信号叠加后产生的新信号v s 比较，然后得到脉宽调制信号去控制开关管的导通与关断。峰值电流模控制不是 电压误差信号直接控制p w m 脉冲宽度，而是通过控制电感峰值电流间接地控制 p w m 脉冲宽度，由于采用了内外两个环路的控制，峰值电流模式具有比电压 p w m 模式更大的带宽。 图2 8b u c k 型d c d c 变换器的峰值电流模控制器 峰值电流模控制具有以下优点：双环路控制，瞬态响应快；电压外环控制输 出电压，电流内环调整峰值电流，电感处于内部控制环路中，消除了电感造成的 双极点，环路控制比较容易设计；电流内环可以检测开关管中的瞬态电流，具有 实时过流保护功能。但峰值电流模式也存在一些缺点：系统容易不稳定，占空比 大于5 0 ，会发生亚谐波振荡；抗噪声性差，电流信号中较小的噪声容易使得开 关器件改变关断时刻，使系统进入亚谐波振荡；占空比的调节受限，因为峰值电 流模控制采用逐周期导通，系统响应时间受电路延迟等限制导致系统存在最大和 第二章开关电源原理概述 最小占空比。 虽然峰值电流模控制存在着一些缺点，但只要合理设计电路，调整好斜坡补 偿，版图设计时注意器件的布局，就可以消除掉这些缺点。 1 2 第二章开关电源原理概述 第三章x d l1 6 2 芯片系统设计方案 第三章x d l1 6 2 芯片系统设计方案 3 1 1x d l1 6 2 芯片特点 3 1x d l1 6 2 芯片整体描述 本文所设计的x d l l 6 2 芯片内部集成了一个7 0 0 v 的l d m o s 、振荡器、高压 调制电路、电流限制以及过温保护电路。芯片的电源全部来自l d m o s 的漏端， 采用自供电电路，从而消除了偏置线圈和辅助电路。此外，还集成自动重启和频 率抖动【1 7 1 1 8 1 模块，p s m 模式的调制方式保证了芯片具备较高的效率【1 9 1 。该芯片 输入范围8 5 - - 2 6 5v a c ，输出电压6 4 v + 6 ，输出功率2 8 w 。 3 1 2x d l1 6 2 芯片引脚定义 通过对市场的调研和实现芯片的功能的需要，本文设计的芯片采用8 引脚封 装形式，如表3 1 所示。 表3 1 芯片引脚定义和功能描述 编号名称功能 反馈输入端，反映负载情况向芯片内部提供反馈电流， lf b 以保证输出电压的稳定 芯片的供电端，通过外接0 1 心的旁路电容储存电能 2b p 为芯片内部低压电路提供正常的工作电压 3 宰 空 功率管l d m o s 的漏端，实际应用时与初级线圈的一 4d 端连接。 功率管l d m o s 的源端，也是旁路和反馈引脚的接地 5 ，6 ，7 ，8 s 参考端 3 2x d l1 6 2 芯片电特性指标 x d l1 6 2 电气特性指标如表3 2 所示。测试条件在源端等于零伏，温度在- 4 0 c 到1 2 5 ，开环测试电路如图3 1 。 1 4 第三章x d i1 6 2 芯片系统设计方案 表3 2x d l l 6 2 电气特性指标 最小 典型 最大单 参数符号测试条件( 参见图3 3 ) 值值值 位 平均值1 2 41 3 21 4 0 工作频率f o s c t j - - 2 5 k h z 频率抖动大小 9 最大占比比 d c m a x s 2 开路 6 6 关断阈值的反馈 v r at r - - 0 c 蛩j1 2 5 ( 2 1 5 51 6 51 7 5 v 引脚电压 旁路引脚电压v s p 5 5 55 86 1 v 旁路引脚 i a p s c参照说明i 6 8 p a 充电电流 电流限流 i l i m i t印2 5 1 5 01 6 01 7 0m a 前沿消隐时间t l e a舻2 5 1 5 02 0 0鸺 热关断温度t 1 4 21 5 01 5 8 热关断迟滞 t s r i d 7 5 关断状态v b p - - 6 2 v ，v f b 芝2 v l o s s 5 0 g a 漏极电流v d s = 5 6 0 v ，t j = 1 2 5 v b p - - 6 2 v ，v f b 芝2 v ，t j = 2 5 击穿电压b v d s 7 0 0v 参照说明 漏极供电电压 5 0v 自动重启动时间t a r”= 2 5 参照说明i n 3 2m s 导通电阻r d 蛐聪5 5 06 0q 关于表3 2 的说明： i 该电流仅是用来驱动旁路引脚和反馈引脚之间引入的光耦，不能用来给任 何其它外部电路进行供电。 i i 可以通过抬高漏极引脚电压，但不能超过最小b v d s s 的方式检测击穿电 压。 i i i 自动重启动状态时的导通时间与振荡器拥有相同的温度特性( 与频率成反 比) 。 图3 1 是x d l l 6 2 开环测试电路图。通过图3 1 可以测得芯片的振荡器频率， 最大占空比，芯片限流点以及功率开关管的导通阻抗r d s o n 等参数。 第三章x d i1 6 2 芯片系统设计方案 s 1 r】av df b 蚤c 。= _ s 乙 一r _ _ vv 、 p v 1 e b p ss l 丌 sn 图3 1x d l l 6 2 开环测试电路 当s 2 关断时，将v i 从零电压开始缓慢往上加，当测得b p 端电压达到5 8 v 稳定输出时，此时电源电压v l 即为b p 建立的最小电压，继续加大v l 的值，当 测得a 点开始出现方波信号时，此方波频率即为芯片内部的振荡器频率，而此时 的占空比也就是芯片的最大占空比。 当a 点出现方波信号时，使v l 电压继续往上加，直到测得a 点的方波信号 占空比开始发生变化，此时芯片内部限流电路开始工作，记录下a 点方波信号的 低电平为v 3 ，由于流经电阻r l 的电流即为芯片所设定的限流，则可以得到芯片 的限流点： 1 71 7 k 盯= 1 ( 3 - 1 ) 1 可以得到芯片功率开关管的导通电阻r l 湖： l - = 产 ( 3 - 2 ) l i m 时 同时还可以用图3 1 去验证f b 的反馈功能，当s 2 断开，s 1 闭合时，增大 v l 直到a 点出现方波信号，此时功率开关管正常开关动作，然后保持s l 闭合， 再闭合s 2 ，调节i 毪和v 2 的大小，直到a 点方波信号消失，a 点电压等于电源 电压v l ，即反馈电流通过f b 端流到芯片内部，芯片内部电流比较器翻转，于是 功率开关管关断，同样的，再保持s l 闭合，将s 2 断开，a 点又会出现方波信号， 此时功率管又恢复了正常的开关动作。 3 3x d l1 6 2 系统设计方案 3 3 1x d i1 6 2 系统框图和子模块划分 x d i l 6 2 是一款新型的，高效的，低成本的开关电源芯片，芯片内部集成了 基准电压源、振荡器、反馈输入电路、电压预调制、旁路引脚欠压、过热保护、 电流限流和自动重启动电路等模块，芯片的整体系统框图如图3 2 所示。 1 6 第三章x d i l 6 2 芯片系统设计方案 b p 。一1 d “1 ”l t 基基 女 电瘴偏置() 一鼯 i 麟比麴 i 沁 基准电压 7 匡e 母 广、f 卜 f b i 。 孽压fj f j 卜v 甩帕 1 l 孔 。卜 二i 。：l 叫。一。卜 下n o j n j 曾群l l j i 啊描硐瞎卜j s 图3 2x d l l 6 2 系统框图 芯片上电时，功率管的v d s 电压开始上升，此时芯片通过预调制电路开始向 b p 引脚外接电容充电，当b p 电压冲到大于3 v 的时候，基准电路开始工作，产 生芯片内部电路正常工作所需要的基准电压和基准电流，当b p 电压大于5 8 v 时， 功率管在振荡器所产生的p w m 信号驱动下开始开关动作，同时输出电压开始上 升。 芯片采用p w m 和p s m 相结合的控制方式，当系统的输出电压低于所设计的 电压时，芯片在正常的p w m 信号下进行开关，当系统的输出电压高于所设计的 电压时，外围电路通过光耦器件反馈回一个电流信号，并和内部设计的电流比较 器进行比较，电流比较器发生翻转，产生一个屏蔽信号，使功率管关断，于是输 出电压开始下降，当输出电压降到低于所设计的阈值时，电流比较器再次翻转， 功率管恢复正常的开关动作【2 6 1 1 2 7 1 。 芯片采用自供电模式，在功率管关断的时候，外接电源通过预调制电路向一 个0 1 u f 的旁路电容充电，用来产生产生维持芯片内部电路工作所需的电源，当 功率管开启时，芯片将存储在旁路电容内的能量消耗掉，内部的极低功耗使得芯 片可以使用从漏极吸收的电流持续工作，从而使外围电路不需要偏置绕组为其专 门供电，减少了外围器件。 振荡器电路产生了两个信号，分别是周期信号和显示此周期信号开始时刻的 时钟信号，振荡器的频率设置在1 3 2 l ( h z ，并产生9 k h z 峰峰值的频率抖动来优化 e m i 。 限流电路用来检测流过功率管的电流，当电流超过所设定的阈值时，功率管 会在剩余的周期时间内关断。每次周期开始的时候，前沿消隐电路会将限流比较 器抑制2 0 0 n s ，从而避免整流管在反向恢复时间内产生的电流尖峰引起的功率管 第三章x d l l 6 2 芯片系统设计方案 1 7 误关断。 过温保护电路检测芯片内部的温度，其阈值温度在1 5 0 ，并有7 5 1 2 的迟滞， 当芯片内部结温度超过这个阈值时，功率管会关断，直到结温度下降了7 5 ，功 率管才会重新导通。 在输出过载，短路的情况下，芯片自动重启动发生作用，每当反馈引脚电压 拉高时，振荡器记时的计数器就会重新置位，说明芯片工作正常，但如3 2 r n s 内 反馈引脚电压没有被拉高时，功率管就会关断7 5 0 m s ，自动重启动电路在输出出 现故障时，会使功率管交替导通和关断，直到故障排除。 3 3 2 ) 1 1 6 2 芯片典型应用 图3 3 为芯片x d l1 6 2 典型应用电路图，输入交流信号通过桥氏整流和p i 型 滤波器加到初级电感上，在芯片的开关动作下，输出电压开始上升，同时通过光 耦器件向芯片f b 引脚反馈电流信号，当电流信号小于芯片内部所设定的阑值时， 芯片进行正常的开关动作。当电流信号大于芯片内部所设定的阈值时，芯片便进 入p s m 的调制模式。 图3 3x d l l 6 2 典型应用电路图 3 4 应用电路中变压器的设计 反激开关电源的变压器实质上就是一个耦合电感，它承担着储能，变压等工 作，接下来结合x d l1 6 2 芯片说明单端反激变换器变压器的设计 2 0 1 1 2 1 1 。 本设计中输入电源电压为8 5 - 2 6 5v a c ，输出电压为6 4 v ，输出功率2 w ，效 率t 1 为7 0 ，芯片内部振荡器频率设定在1 3 2 k h z ，占空比定在了6 6 7 。芯片最 1 8 第三章x d i1 6 2 芯片系统设计方案 低电源电压为8 5v a c ，则此时加在变换器上的整流直流电压为： = 4 2 = 4 2 x 8 5 v = 1 2 0 v ( 3 3 ) 反激电源的最大占空比出现在最低输入电压，最大输出功率的状态，根据稳 态下的变压器的伏秒平衡原理，可以有下式： d = ( v o 盱+ 吩) ( 1 一d ) n ( 3 - 4 ) 其中v f 是次级二极管上的压降，一般取0 6 v ，n 是电感原，副边的匝数比， d 是电感工作时的占空比，由于芯片内部振荡器占空比为6 6 7 ，则电感正常工 作时的占空比为3 3 3 ，于是可以得到： n = ( d ) 1 ( v o w + ) ( 1 一d ) 】1 1 4 3 ( 3 - 5 ) 设在最大占空比时，当开关管导通时，原边电流为i p l ，当开关管关断时， 原边电流上升到i p 2 ，由于输出功率为2 w ，则设芯片工作在d c m 工作状态，因 为d c m 对应较小的电感和较大的电流纹波，而且没有二极管反向问题，于是由 电源能量守恒，有下式： 1 = 去：d r i ( 3 - 6 ) 二 有上表达式，可以得到： i p ，= 1 4 3 m a ( 3 7 ) 由初级电感电流的斜率可以得到初级电感大小，有下式t l v = d r i o t , , 2 一1 ) ( 3 - 8 ) 可以得到 l 。1 9 5 8 棚 ( 3 - 9 ) 再由电感原，副边的匝数比可以得到副边匝数为： 1 s 1 4 9 8 7 z h ( 3 1 0 ) 有了初级和次级电感值的大小，在c a d e n c e 仿真工具中就可以对所设计的芯 片进行仿真。 但是在实际的变压器设计中，还要求出变压器的铁芯，这里仅给出计算的方 法： 4 4 = ( l p i ；2 1 0 4 瓦r o k ，) 1 1 ( 3 1 1 ) 在上式中，a w 为磁芯窗口面积，a e 为磁芯截面积，l p 为初级电感量 l p 为次级电感量，l p 2 为初级峰值电流，b w 为磁性工作磁感应强度，k 为 窗口有效使用系数，k ，为电流密度系数。 根据求得的4 4 值选择合适的磁性，一般尽量选择窗口长度之比比较大的磁 性，这样磁性的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感。 有了磁性就可以求出原边的匝数。根据下式： 以= p i p 2 1 0 4 民4 ( 3 - 1 2 ) 第三章x d l1 6 2 芯片系统设计方案 1 9 再根据原、副边的匝数比关系可以求出副边的匝数，有时候求的匝数不是整 数，这时候应该调整某些参数，使得初级和次级匝数合适。 为了避免磁芯饱和，我们应该在磁回路中加入适当的气隙，计算如下： = 0 4 7 r ；4 1 0 哺0 ( 3 - 1 3 ) 在上式中，i g 为气隙长度，n p 为原边匝数，a e 为磁芯的截面积，l p 为原边 电感量。 到此，单端反激开关电源变压器的主要参数设计基本完成，最后，在实际应 用中，还要注意考虑集肤深度等参数，为绕组选择合适的导线规格和铜皮厚度。 第三章x d i1 6 2 芯片系统设计方案 第四章x d l l 6 2 关键子模块电路设计及仿真验证 2 l 第四章x d l1 6 2 关键子模块电路设计及仿真验证 根据芯片设计要求，本章对a c d c 控制器x d l1 6 2 关键子模块的设计做了 详细的介绍。并且给出基于0 5 1 t mb c d 工艺、s p e c t r e 软件环境下的仿真验证结 果。 4 1 1 电路功能 4 1 高p s r r 带隙基准模块 带隙基准模块用来产生零温度系数带隙基准电压，为芯片各模块提供高精 度基准电压。硅的带隙宽度随着温度的升高而下降【2 2 1 ，使二极管的正向压降具 有负温度系数。衬底p n p 双极晶体管由p + 注入，n 阱，p 型衬底构成，可将基 极和集电极短接，构成p n 结二极管，用于基准电压的产生。一般二极管上电 流和电压的关系为【2 3 1 2 4 ： 1 = i s ( e g 舸一1 ) ( 4 - 1 ) 设 k t q( 4 2 ) 于是有 ， = 巧l i l 睁) ( 4 3 ) s 如图4 1 为典型的基准电路架构图【2 5 1 2 们，其中o p 用来保证a 和b 两点电 压相等，于是电阻r 3 上的压降就等于两个三极管的p n 结正向电压之差，如果 两个双极晶体管工作在不相等的电流密度下，则他们的p n 结正向电压的差值 和绝对温度成正比，可以用具有负温度系数的电压v b e 和具有正温度系数的电 压v b e 进行叠加从而产生一个零温度系数的带隙基准电压【2 7 l 【2 引。 第四章x d i1 6 2 关键子模块电路设计及仿真验证 对于图4 1 的两个三极管，它们的v b e 之差为 = 巧l i l 砉一巧l i l 老 ( 4 - 4 ) 于是 = 讪陲 - 讪 ， 可以这样求得： 蠢( ”瑙譬+ 每 ( 4 - 6 ) 于是可以求得基准电压输出为 嘶k 忖u 嘶小譬+ 等 ( 4 - 7 ) 从上式可以看出，基准电压等于具有正温度系数的a v b e 和具有负温度系数 的v b e 按一定比例的叠加，选择合适的电阻值，就可以得到零温度的基准电压， 存版图设计中老虑到= 极管的匹配一般可以取n 为8 或者2 4 。 4 1 2 电路设计 图4 2 所示为x d l1 6 2 带隙基准电路，该基准采用预调制电路为基准核电路 提供电源，从而在较宽的频率内具有良好的电源噪声抑制能力。 该电路的设计原理如下：m 1 ，m 2 ，m 3 ，m 4 和r 1 组成自偏置电路为d 倍 乘的基准源【2 9 1 ，产生一个p t a t 电流。预调制电压由v r e g = v x + v s g l 2 确定，根 第四章x d i l 6 2 关键子模块电路设计及仿真验证 据输出电压的大小，可以对v w g 进行嵌位，从而满足在较低的输入电源电压的 情况下v r e f 的正常输出。本文中，v r e f 输出1 2 6 2 v 时，电源电压为2 2 v 。电 阻r 2 可于调整整个电路消耗的静态电流，同时提高输出电压v r e f 的p s r r 。 m 1 0 ，m l l ，m 1 2 组成负反馈电路对v r e g 的值进行稳定：当v r e g 升高，流经 m 1 2 的小信号电流变大，通过和流经m l l 的小信号电流的相减，从而使m 1 0 的栅极电压拉高，进而降低v r e g 。 矿 ：m 懈( 1 ) 1 一 * 一r 1 一卜 卅一 o ”“ 乍n “7一。 一 呻 产卜 。 产 _ 1 卜m 一一 念n a净 j o 丑呻h m 蚋 ： 丑斗 m 1 5 鸬： 却心 4：m 图4 2 基准模块电路图 假设预调制电压有v r c g 的变化，则 。：靠。：(k曙一匕)：g，。：【形曙一粤k曙】 么+ 咒+ ( 马i i 素) ) 乙 其中v x 为m 1 2 的栅极电压，于是 l ： ! 羔 u i = 1 旦鱼世 上+ 4 墨岛2 6+ g 埘4 玛6 肼2 6 们 g i n 2 本文中，g 肘5 = 2 ，晶l l = g 肼6 ，则有 ，： ：翌 k l l2 r l 一 l + 岛4 墨 ( 4 - 8 ) ( 4 - 9 ) ( 4 一l o ) t 0 2 l ，r 0 2 2 分别是m 2 1 和m 2 2 的输出电阻，设r o x 等于t 0 2 1 和r 0 2 2 之和，则 2 4 第四章x d i1 6 2 关键子模块电路设计及仿真验证 ：g m l o 饥：1 ) ( i i = g m l o 社碰越篁掣一t l 】( i i ) k + 民+ ( 马“赢麦+ 岛曷 在m i o 的漏端断开环路，设从m 1 0 向下看的小信号电阻为r r c g