（通信与信息系统专业论文）cofdm传输系统中的信道估计与均衡技术.pdf

： ， r 摘要 本文介绍了高清晰度电视的发展现状，阐述了编码正交频分复用( c o f d m ) 的基本原理和数字高清晰度电视地面广播c o f d m 传输系统；通过对传输信道多 径衰落的分析，阐明了信道估计和均衡的重要性，并在m a t l a b 软件仿真的基础上， 讨论了基于导频的信道估计、解映射和量化的方法，结合a l t e r a 公司q u a r t u s 仿 真环境，采用f p g a 电路实现了以上的电路方案。 关键字：高清晰度电视编码正交频分复用信道估计均 窦j x a b s t r a c t i nt h i sp a p e r , w ef i r s ti n t r o d u c et h ed e v e l o p m e n to fh d t va n dt 1 1 e p r i n c i p l eo f c o f d m ( c o d e do r t h o g o n a lf r e q u e n c ym u l t i p l e x ) ，f o l l o w e d b y t h et r a n s m i s s i o n s c h e m ef o rd i g i t a l h d t v a c c o r d i n gt ot h ea n a l y s i so fm u l t i p a t hc h a n n e l ，c h a n n e l e s t i m a t o ra n d e q u a l i z e r a r en e e d e d b a s e do nt h es i m u l a t i o nw i t hm a t l a b a p i l o t - b a s e d c h a n n e le s t i m a t i o nm e t h o di sp r e s e n t e d d e m a p p i n ga n d q u a n t i z e ra r ea l s od i s c u s s e di n t h e p a p e r i nt h ee n d ，f p g ac i r c u i ti sd e s i g n e di nq u a r t u s k e y w o r d s ：h i g h d e f i n i t i o n t e l e v i s i o n ( h d t v ) o r t h o g o n a lf r e q u e n c y m u i t i p l e ( o f d m ) c h a n n e l e s t i m a t i o n e q u a l i z a t i o n - _ 一 屯 - 声明 创新性声明 。y 五0 5 2 2 6 本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成 果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不包 含其他人已经发表或撰写过的研究成果；也不包含为获得西安电子科技大学或其 它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我同工作的同志对本研究所做的 任何贡献均已在论文中做了明确的说明并表示了谢意。 本人签名：多协臣互 r 期2 o 口，o 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：学校有 权保留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全部或部 分内容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文； 本人签名：；鬣犀五 导师签名 蔫也等 日期 p o ，口 日期z ，i 口 第一章绪论 第一章绪论 随着数字技术日新月异的发展，广播电视领域正面临着一场新的革命。从电 视节目编播、节目制作、信号传送、信号接收都在向数字化方向高速发展。广播 电视业由模拟向数字化的全面过渡转换已成为必由之路。 1 1 高清晰度电视的发展现状 电视经历了从模拟黑白电视及彩色电视的发展，现在正进入数字高清晰度电 视阶段。数字高清晰度电视是指全部采用数字方式制作、传输和接收高清晰度电 视节目，能使观看者收看、收听到相当于电视台演播室中的节目质量的图象、声 音；它是集数字信号及信息处理技术、数字通信技术、计算机及网络技术、微电 子技术等高新技术发展于一身的高科技产物。 数字电视从档次上可分为数字高清晰度电视( h i g hd e f i n i t i o nt e l e v i s i o n ，简称 h d t v ) 和数字标准清晰度电视( s t a n d a r dd e f i n i t i o nt e l e v i s i o n ，简称s d t v ) 。根据 c c i r 所下权威定义，h d t v 是指：( 1 ) 当观看距离为屏幕的三倍时，h d t v 系 统的垂直和水平方向的空间分解力大致是c c i r 6 0 1 号建议书中规定值的两倍； ( 2 ) 时间域分解力与c c i r 6 0 1 号建议书中规定相比，有显著改善；( 3 ) 彩色重 现质量优于现行电视标准，宽高比为1 6 ：9 ，并配有多声道优质伴音；( 4 ) 正常 人眼观看h d t v 时，图像的主观质量应接近或达到观看真实景物的效果，并相当 于3 5 m m 电影放映的图像质量。值得注意的是，上述定义是观众收看到的结果， 对于现行电视由于其固有缺陷，即使是现行分辨率量级，也无法保证收看到正常 图像质量。而数字电视正是要从根本上解决这一问题，数字高清晰度电视则代表 了数字电视体制的高端应用。 欧洲于1 9 8 6 年春设立了尤里卡一9 5 ( e u 9 5 ) 项目，并随即提出了兼容制的 h d t v 系统。他们设计了一条从m a c 到h d m a c 逐步过渡到h d t v 的道路， 并于1 9 9 2 年夏成功实现了对巴塞罗那奥运会的h d t v 卫星实况转播，但是m a c 和h d m a c 也是采用模拟传输。1 9 9 3 年9 月成立d v b 项目，即数字视频广播项 目。d v b 发展很快，其卫星和电缆的普通数字电视标准已在欧洲通信标准组织和 i t u 通过。 美国于1 9 8 3 年成立了高级电视系统委员会( a t s c ) ，自1 9 8 7 年f c c ( 联邦 通讯委员会) 组建了高级电视业务顾问委员会( a c a t s ) 以来，对建立美国高级 电视( a t v ) 的步骤、组织、技术进行了周密的准备。f c c 于1 9 9 3 年5 月决定 成立“大联盟”( g a ) ，期望制定美国国家标准。1 9 9 5 年4 月，a t s c 通过了“a t s c 数字电视标准”，同年8 月g a 样机研制成功，同年l o 月“a t s c 数字电视标准” c o f d m 传输系统中的信道估计与均衡技术 被提交给f c c 审议。1 9 9 6 年1 2 月2 6 目，f c c 终于批准了该标准。从普通电视 向数字电视过渡方面，美国采取了强制过渡方式。美国国会制定了一个计划，规 定到2 0 0 6 年美国全部的模拟电视要被数字电视所替代。美国打破常规、行政干 预，加速数字电视的举措引起世界电视业的极大关注，其目标显然是瞄准世界市 场、推进美国在该技术上的垄断与领先地位。 目前国际上数字电视有线广播标准基本采用q a m 调制方案，卫星广播标准 基本统一采用q p s k 调制方案。唯有数字电视地面广播标准技术体制各国差异较 大，美国、欧洲、日本先后在1 9 9 5 年、1 9 9 7 年和1 9 9 9 年制定了三个数字电视地 面广播传输标准。美国采用的是格状编码八电平残留边带( 8 v s b ) 调制方案， 采用a t s c 标准的其他国家和地区还有加拿大、墨西哥、阿根廷和韩国等。欧洲 数字视频地面广播( d v b t ) 采用编码正交频分复用( c o d e do r t h o g o n a lf r e q u e n c y d i v i s i o n m u l t i p l e x i n g ，c o f d m ) 调制方案，选择d v b t 的国家除了英国、法国、 西班牙、瑞典等欧洲国家外，还有澳大利亚、新西兰、新加坡、印度等国家。日 本的地面综合业务数字广播( i n t e g r a t e ds e r v i c ed i g i t a lb r o a d c a s t i n g ，i s d b t ) 采 用分段式正交频分复用( o f d m ) 调制方案，i s d b - t 提出较晚，还不成熟，目前 除日本外，还没有被别的国家选定。 由于广播电视行业的特殊性，地面数字广播标准的制定或选用工作显得尤为 重要，这不但涉及到本国的社会制度、政治需要，还影响到本国经济发展及相关 产业的发展，故各国对此都采取谨慎的态度来对待地面数字电视广播标准的制 定。 1 2 我国发展数字电视的进展 我国早于八十年代末就开始跟踪研究世界数字电视发展的趋势。在“八五” 和“九五”期间，我国在h d t v 技术的科研项目攻关上都取得了重大突破。数字 电视产业化也列入国家“十五”计划中十二大高新技术工程之一。 在数字电视标准研究制定工作方面，我国也取得了非凡的进展。国家为此专 门成立了数字( 高清晰度) 电视标准工作组，进行数字电视标准的研究制定。目 前，涉及演播室的主要标准已完成并发布实施；数字( 高清晰度) 电视音频编码 及复用标准已完成两项，另有两项进入征求意见稿阶段；数字电视地面传输标准 还处在研究制定阶段。 “数字高清晰度电视项目”经过几年的努力开发出一批拥有我国自己知识 产权的设备，同时开发了适应我国特殊情况的数字电视制式，“高清晰度电视总 体组”的v s b 和c o f d m ，广播科学研究院的q a m 、清华大学的s - o f d m 等制 式。目前国内拥有自己知识产权的制式，正在进行测试论证。 第章绪论 国家将广泛征集具有我国自主知识产权的地面数字电视标准方案。全国广播 电视标准委员会接收方案的截止日期为2 0 0 1 年4 月3 0 日。预计数字电视地面传 输标准将在2 0 0 3 年制定实施。 在推动数字高清晰度电视发展的同时，我国政府密切地关注我国的产业发 展，关心着我国的高清晰度电视的显示器及芯片的发展，同时关注拥有我国自己 的知识产权制式的发展，最近出台了在北京、上海、深圳建立数字高清晰度电视 地面广播的实验平台的有关政策，这不仅能积极推动我国自己知识产权的制式的 发展，同时扶持了相关产业的正常发育。 1 3 数字电视广播系统的组成 一个通常意义下的数字电视广播系统是指数字电视编码传输和接收解码系 统，不包括数字电视摄录设备和显示设备。图l 给出了一个典型数字电视广播系 统的基本组成框图，该系统在技术上可以分为信源和信道两部分。 实现数字高清晰度电视的关键技术主要包括：数字信源压缩编码技术、数字 电视传输技术( 信道编码及数字调制技术) 、数字电视存储技术、数字电视显示 技术以及各种数字电视处理技术。应特别关注以下两点： 数字信源压缩编码技术 在充分研究图象及声音信源特性及人眼视觉特性与人耳听觉特性基础上开发 出更为高效的数字图象及声音的高效压缩编码技术。 在开发m p e g 2 压缩编码及其应用技术的基础上，继续研究“基于内容”的 m p e g 4 压缩编码技术及m p e g - 7 “多媒体内容描述接口技术”等。 数字传输技术 针对不同的传输媒介，在继续提高卫星及有线电视信道编码及调制技术的基 础上，重点研究地面数字电视广播的传输技术。在充分研究美国a t s c 的8 - v s b 调制技术，欧洲d v b t 的c o f d m 调制技术及日本i s d b t 的b s t o f d m 调制 技术的基础上，考虑到利用频谱利用率、抗多径干扰、移动接收、便携接收、多 层次接收及单频网技术等要求，研制适合我国的具有自主知识产权的数字信道编 码及数字电视调制技术。从而制订出我国数字电视地面广播的标准。 c o f d m 调制解调技术正是本文所要研究的技术方向。 c o f d m 传输系统中的信道估计与均衡技术 视频 输入 音频 输入 数据 输入 视频 输出 音频 输出 数据 输出 信源+ 信道 鉴卜 复 用 器 一釜卜 解 复 用 图1 数字电视广播系统的基本组成 1 4 本文主要工作 本文主要研究在数字电视地面广播系统c o f d m 调制方案中，信道估计、均 衡、解映射及量化等问题。论文的结构安排如下：第二章对o f d m 调制的基本原 理进行了分析，阐述了数字高清晰度电视c o f d m 发射接收系统方案。第三章重 点讨论了c o f d m 方案中信道估计、均衡的几种算法，最后给出了计算机仿真结 果。第四章重点论述了软判决、解映射及量化，并给出计算机仿真结果。第五章 给出了整个部分的f p g a 电路实现原理方框图和仿真结果波形图。第六章简单介 绍了调试问题。 第二章c o f d m 调制系统方案概述 第二章c o f d m 调制系统方案概述 由于数字信号处理( d s p ) 和超大规模集成电路( v l s i ) 技术的发展，o f d m 越来越广泛的应用于高速数字通信中。 数字高清晰度电视( h d t v ) 地面广播信道属于多径衰落信道，由多径效应所造 成的频率选择性衰落会引起码间干扰。当这种干扰严重时，单靠增加发射机功率 来提高接收时的信噪比并不能降低误码率，该系统采用的编码的正交频分复用传 输方式，可以利用多载波窄带复用的办法来解决此问题。 2 1o f d m 基本原理 正交频分复用( o r t h o g o n a lf r e q u e n c yd i v i s i o nm u l t i p l e x i n g ，o f d m ) 是一种 多载波调制方式，它的基本原理是将高速信息数据编码后并行的分配到n 个相互 正交的载波上，每个载波上的调制速率变为r n 。编码的正交频分复用( c o d e d o r t h o g o n a lf r e q u e n c yd i v i s i o nm u l t i p l e x i n g ) 是结合了信道编码的正交频分复用， 编码能够克服频率选择性衰落。 c o f d m 以数字信号正交处理为基础，充分利用了信号时频正交性而允许各 予信道信号频谱1 1 2 重叠，从而获得最佳的频谱利用率，无需奈奎斯特滤波就可 实现奈奎斯特速率传输。如果把正交变换基信号看作子载波，则调制解调实际上 是正交基上的反正变换，信息埋藏在编码的变换系数中。f f t 是最直观、最便于 实现的一种希尔伯特正交变换。 多载波信号s ( t ) 可写为如下复数形式： m 王 j ( f ) = y ：d 。( t ) e “。 ( 2 1 ) 其中国。= c o 。+ n a c o 为第n 个载波频率，以( f ) 为第n 个载波上的复数信号 若设定在一个符号周期内以( f ) 为定值( 即非滚降q a m ) ，有 以( f ) = 以 设信号采样频率为1 t ，则有 一l s ( = 瓯e “”“”7 n m 0 一个符号周期t 内含有n 个采样值，即有 ( 2 2 ) ( 2 3 ) c o f d m 传输系统中的信道估计与均衡技术 不失一般性，令= 0 ，则 f = n t( 2 4 ) 一i s ( k t ) = 巩e 巾“妒 ( 2 5 ) 将其与i d f t 形式( 系数忽略) 鼬d = 薹g ( 扩“ ( 2 - 6 ) 比较，可以看出，若把以看作频域采样信号，s ( k t ) 为对应的时域信号，当 下式 ，= 而1 = i 1 ( 2 - 7 ) 成立时，( 2 5 ) 、( 2 6 ) 两式等价。 由此可知，若选择载波频率间隔为1 t ，则c o f d m 信号不但保持了正交性， 而且可以用d f t 来定义。 引入d f t 技术对并行数据进行调制解调时，频谱是s i n e 函数而非带限( 见 图2 1 ) ，f d m 的实现是通过基带处理，而不是通过滤波器，这大大降低了f d m 系统实现的复杂性。 厂、厂 弋= j r 卜弋产弋7 ( a ) 单个0 f d m 子带频谱( b ) o f d k l 信号频谱 图2 1 单个子带( a ) 和0 f 嘣信号频谱 由于c o f d m 采用的基带调制为离散傅里叶变换，所以我们可以认为数据的 编码映射是在频域进行，经过i f f t 转化为时域信号发送出去，接收端通过f f t 恢复出频域信号。 为了使信号在i f f t ( f f t ) 前后功率不变，d f t 按下式定义： 第二章c o f d m 调制系统方案概述 d f t ：x ( 女) = 面1 缶n - i x ( n ) e x p ( - 7 百2 n n t ) ( 0 k n - 1 ) ( 2 8 ) i 。f t x ( 胛) = 而1 刍n - i ( 七) e x p u 百2 n k n ) ( 0 n _ n - 1 ) ( 2 9 ) 2 2c o f d m 技术性能特点 c o f d m 技术特别适用于在信号可能受到多径衰落严重失真情况下数据可靠 传输的系统。它主要具有以下优点： 1 允许频谱有1 2 重叠，有效地利用频谱。 2 把频谱分割成窄的平坦衰落子信道，c o f d m 比单载波系统更能抗频率选择 性衰落。 3 利用循环扩展消除i s i 和i c i 。 4 针对频率选择性衰落选择适当的编码和交织来避免符号丢失。 5 相对于单载波系统，信道自适应均衡更为简单。 6 在允许的复杂性范围内，可以使用极大似然译码。 7 c o f d m 利用f f t 技术来实现调制和解调功能，使得计算更加有效。 8 相对于单载波系统，对采样时钟偏移具有更小的敏感性。 9 对信道间干扰和脉冲寄生噪声提供了很好的保护。 c o f d m 信号的缺点主要有： 1 由于d f t 的泄露，相对于单载波系统，它对载波频率偏移和漂流更加敏感。 2 c o f d m 信号具有类似高斯型统计特征，信号的峰平比比较大，对大功率放 大器的线性特性要求比较高。 c o f d m 传输系统中的信道估计与均衡技术 2 3c o f d m 传输接收方案 2 3 1 系统框图 c o f d m 传输方案发送端和接收端框图如下图所示。 ( b ) 图2 2 数字电视地面广播c o f d m 传输系统框图 ( a ) 发送端框图( b ) 接收端框图 在发送端，分离器将复用器输出的码流分为两个独立的m p e g 传输流。然后 第二章c o f d m 调制系统方案概述 通过各自的扰码器，将数据进行随机化：再经过r s 编码器、外交织器、卷积编 码器、比特交织器和符号交织器完成信道编码：通过映射将编码后的数据映射到 信号的星座上；经过o f d m 帧形成、插入导频和t p s ；再通过i f f t ；最后插入 保护间隔，实现正交频分复用。 为了保证简单的接收机接收到分层发射的信号，分层仅限于信道编码和调制， 不使用分层源编码，因此不同的节目可用具有不同抗扰度的各自码流发射。无论 在哪种情况下，接收机仅需一组互逆的单元：内解交织器、内解码器、外解交织 器、外解码器、解扰器。唯一对接收机的附加要求是其调制器的逆映射器具有从 发端映射码流中选择产生某一码流的能力。 接收端的信号流程是这样的：从天线接收下来的信号经高频头，变成中频模 拟信号，放大后经过a d 转换变为数字信号。其中a d 采样钟受晶振v c x o 控 制，采样钟偏移由采样钟同步部分估计得到。a i d 转换后的数据一路做a g c 检 测去控制高频头的输出，一路经r c 变换成f f t 所需要的两路信号( 数据实虚部) 。 t i m i n gs y n c 部分估计得到一个时域符号同步头和粗略估计由于收发频率不一致而 引起的频偏，再分别送到f f t 单元和f r e q s h i f t 单元去定出f f t 窗口位置和校正 带有频偏的数据。数据流经过数字频偏校正后，在f f t 单元做o f d m 解调。 解调后的频域信号由f r e q s y n c 模块和t p s 译码模块分别得到频域载波同步 头和帧同步头位置，同时采样钟同步模块估计得到由于f f t 窗位置估计偏差及a d 采样钟偏差带来的相位偏转值，在相位校正块进行校正。校正后的数据经过信道 估计，得到无线信道模型，经过均衡处理，消除掉信道多径的影响，然后经过维 特比量度、量化，进入和发端编码相逆的解码过程：解内交织、维特比译码、r s 码同步、解卷积交织、r s 解码、解扰，最后得到t s 码流。 2 3 2 方案特点 c o f d m 有利于克服多径干扰，实现移动接收。 数据载波调制方式采用6 4 q a m 1 6 q a m q p s k ，固定接收业务采用 6 4 q a m 1 6 q a m ，移动接收业务采用q p s k ，通过分层传输可以同时实现移动接 收和固定接收业务。 前向纠错外码为r s ( 2 0 4 ，1 8 8 ) ，内码为卷积编码( 码率为1 2 ，2 3 ，3 4 ，5 6 ， 7 8 ) ，外交织器为深度i = 5 1 的5 1 * 5 0 卷积交织，内交织为比特符号交织，有利于 对付加性噪声、脉冲干扰及频率选择性衰落。 在传输系统中使用了扰码方法对输入信号进行随机化，有利于信号的正确接 收。 在调制信号中加入各种导频信号，有利于进行接收机中的定时载波恢复和信 1 0 c o f d m 传输系统中的信道估计与均衡技术 道响应估计，有利于实现移动接收和对付动态多径，也有利于接收机得到关于调 制参数的配置信息。 采用1 0 m h z 采样有利于利用g p s 定时实现单频网，使系统工作更稳定。 2 4 映射和帧结构 系统使用正交频分复用( o f d m ) 传输。在一个o f d m 帧中，所有数据载 波使用格雷码映射的6 4 q a m 。映射如图2 3 ： 内交织器输出的数据流由v 比特字组成。根据图3 4 4 ，这些字映射为某一 复数z 。 传输信号每帧由6 8 个o f d m 符号组成，持续期为t f 。每4 帧组成个超 帧，每个符号由一组持续期为t s 的载波组成。2 k 模式的载波数k = 1 7 0 5 。t s 由 持续期为t u 的有用部分和持续期为的保护间隔两部分组成。保护间隔与有用 部分构成周期性的连续段，它插入在有用部分t u 之前，一个o f d m 帧的符号数 为0 6 7 。所有的符号均含有数据和参考信息。 o f d m 帧结构允许在一个o f d m 超帧内传输一个整数的2 0 8 字节长的r s 码字节包，因此，无论星座类型、保护间隔长度、码率或信道宽如何，可避免任 何填充的需要。 i m y 情捌7 1 4 y 3 汀7 5 9 j -7 1 0 0 01 0 0 q i o1 0 1 0 l o1 0 l o 0 0 l o 1 0 1 00 0 0 0 l o 0 0 0 0 0 0 - 5 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 1 1 t 0 1 0 1 11 0 1 0 0 1 l l t 1 0 1 0 1 11 l0 0 0 0 0 l 3 。氘。：。意。：。 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 1 1 1 0 1 1 1 11 0 i 1 0 1 1 1 0 0 1 0 0 i c o i l o1 0 1 l i o1 0 1 i 咖1 i o l1 1 i o蛳1 i o 0 i o o 一1 5 31l357 崩 - 1 1 0 i o o l i o l i ol j l l l 01 1 1 l 一lo l i i o o0 1 1 1 l oo l o l l oo l o l o o 1 1 0 1 0 1 j 】o l 】l】j 】j l i 】lj o l- - 3 o lj j 肌 o l 】j j lo j 。l o l o 0 1 1 1 0 1 0 i 1j 呻1 11 1 1 0 1 1 1 1 1 0 0 l一50 1 1 0 0 lo l i o l io i i 1u l o “l l - - 1 i c n o oi i o o l o1 1 1 0 1 01 1 l o 一70 l i 0o l i o l o 0 1 1 00 1 o o 圈2 36 4 q a m 映射及相应的比特分布图 ( z ) y 0 q y 4 f 第二章c o f d m 调制系统方案概述 由于o f d m 信号包括了许多分别被调制的载波，可依次将每个符号分解为 单元( c e l l ) ，每个单元对应于一个符号持续期内对某一载波的调制。 除了所传输的数据外，一个o f d m 帧包括： 一散布的导频单元 一连续的导频单元 一t p s 导频单元 导频信号可用于帧同步、频率同步、时间同步、信道估计和传输模式识别， 也能用于跟踪相位噪声。 第三章信道估计与均衡 第三章信道估计与均衡 3 1 简介 无线通信系统中的调制方式主要有差分调制和相干调制，差分调制时，信息 由两个连续符号的差来编码，可以不需要信道估计。在无线传输系统接收机中减 少了复杂度。欧洲的d a b 标准用的就是差分调制。它的缺点是有约3 d b 的噪声 影响，并且不能够用多幅度的星座图。而相干调制允许任何形式的星座图，在高 数据率的系统中应用广泛，但需要估计和跟踪衰落信道，无线系统中信道估计的 复杂度和性能是在设计中非常重要的两个方面。 o f d m 信道估计方法已有了较多的研究，线性最小均方误差( l m m s e ) 估 计利用所有n 个子载波的相关性需要一个n xn 的矩阵乘，复杂度依赖于系统载 波的数目。文献【6 提出了三种低复杂度、次优的l m m s e 信道估计方法，利用离 散傅立叶变换( d f t ) 在时域信道估计。首先将频率的数据经过傅立叶变换i d f t 变换到时域，在时域进行线性估计，然后将结果通过d f t 变换回频域。 根据o f d m 信号的结构，我们可以利用时间和频率的相关性进行信道估计， 由于二维估计太复杂，而是用两个分离的滤波器，一个在频率方向，另一个在时 间方向。为了减少复杂度，文献【7 】中的方法只是利用频率的相关性进行l m m s e 估计，并且用奇异值分解的方法降阶，进一步使复杂度减少。 基于导频信号的信道估计是在传输信号中插入导频，( 已知的数据符号) ，所 有的信道衰减系数从这些导频符号内插估计产生，这一技术被称作导频符号辅助 调制( p i l o ts y m b o la s s i s t e dm o d u l a t i o n ，p s a m ) 。信道响应的估计方法也是利用 信道的相关性，可以分为二维和分离的一维估计，文献 8 】对这两种估计的f i r 维 纳滤波和l m m s e 方法作了比较。 o f d m 系统基于导频的信道估计设计要考虑导频信号形式的选择，这在后面 详细介绍。首先，介绍系统信道模型。 3 2 信道模型 信道模型采用文献【l 】中提供的d v b t 信道模型，主要考虑两种信道：固定 接收( f 1 ) 和便携接收( p 1 ) 。信道模型有下面公式得到：其中x ( f ) 和y ( f ) 分别为 输入、输出信号。 a ) 固定接收f 1 ： c o f d m 传输系统中的信道估计与均衡技术 y ( f ) = n p o x ( t ) + e p p 一。2 码x ( t - r , ) ( 3 1 ) 其中：求和前的第一项代表视距射线 n 表示回波数，等丁2 0 臼表示第i 条路径散射的相移 n 表示第i 条路径的衰减 一表示第i 条路径的相对时延只，p ，f 的值见附录a r i c e a n 因子k ( 直射路径( 视距) 信号功率与反射路径信号功率之比) 由下 式确定： k = 乒 取k = 1 0 d b ， 厂1 广 风2 、1 0 善 b 1 便携接收，瑞利衰落( p 1 ) ： y ( f ) = k z p i e 一2 碱x ( t 一_ ) ( 3 2 ) 其中： k = 从以上输入输出关系可以求得： 瑞利信道： n p o + n e l 2 鸸6 ( n - n , ) 莱斯信道： h ( n h c n ) ) = 。也币尸一 1 委彳 尼码占( n 一吩) = 且了尹一 1 善彳 其中：疗表示由采样时间归一化的第i 条路径的延迟时间。 ( 3 3 ) ( 3 4 ) 一 第三章信道估计与均衡 3 3 导频形式的选择 导频形式选择最重要两个的参数是：最大速度( 决定最小相关时间) 和最大 多径时延( 决定最小相关带宽) 。为了能够跟上传输函数的时频变化，导频符号 要放置的足够近，但另一方面，导频符号又不能太多，以免使数据率太低，所以 要做到数据率和信道估计性能的折衷。导频符号在时频栅格的特定位置上传输， 可以看作随机信号h ( f ；t ) 的二维采样，h ( f ；t ) 是信道脉冲响应在时间t 时的傅里 叶变换( 假设在一个o f d m 符号内为固定的) 。采样必须靠的足够近才能满足采 样定理，避免失真，因此，导频符号的密度最低限由n y q u i s t 采样定理决定。实 际中，为了获得可靠的信道估计，对衰落过程进行更多的采样。在文献【8 】中，建 议在时频方向用采样定理两倍的导频符号数，设时间方向上间隔n 。，频率方向为 n f ，“j 1 面1 i 3 5 ) m “j 1 瓦1 i ( 3 6 ) 厂表示子载波带宽，l 。表示一个符号时间，f 。表示信道最大时延。如果使用 低复杂度的信道估计，如用一维估计而不用二维估计，对导频密度的选择是敏感 的，但即使在这种情况下，“两倍的n y q u i s t 频率准则”也可以很好的工作。频率 间隔的时频关系对减少导频密度是很重要的，为了得到“平衡”的导频形式，时 频方向上有同样的“不确定性”非常有利。这可以看作，时频方向上用相关带宽 和相关时间归一化后，导频间隔是相同的。根据式( 3 5 ) 和( 3 6 ) ，导频间隔是 相关时间和相关带宽的1 4 。在实际情况中，信道的特性通常是不知道的，为了 使信道估计简单并有很强的健壮性，要考虑多普勒频率和信道最大时延最坏的情 况，一般来说，要插入足够多的导频，以便跟上时频变化。因此，导频间隔由整 个系统的多普勒频率和功率迟延谱决定，此外，还要包括硬件上的性能减弱，如 晶振的漂移和相位噪声。 常用的导频形式有以下的几种： 频率 ( a )( b )( 0 ) 图3 1 三种导频形式 图3 】中( a ) 是梳状的导频形式，导频信号在每个o f d m 符号里均匀分布， 聪隘躐 c o f d m 传输系统中的信道估计与均衡技术 这种形式对频率选择性是敏感的。( b ) 中，某一个o f d m 符号全是导频数据，即 周期性的发送导频，这种导频形式适合于慢衰落信道，因为所有的载波都是导频， 相对于梳状导频形式对频率选择性不敏感。( c ) 是另外一种导频形式，它需要在 时间和频率方向内插，但比前两种方法用较少数目的导频。 本系统采用的导频插入类型如图3 2 所示 时 间 k 。= 0 频率 足一= 1 7 0 5 ( 2 k ) k 。= 6 8 1 6 ( 8 k ) o 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 o o 00 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 o 0 0 00 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 o o o o o o o o o o o o o o o o o 0 0 0 0 口o o 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 o o o o o o o o o o o o o o o o o o o 00 0 0 0 d o o o o o 0 0 0 卜 l r散布导频 o 数据 o o o o 0 0 0 o 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 d o o o o 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 d o o o 0 0 0 o o o o o 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 。王 0 0 0 0 0 0 0 i o o o 0 0 0 q 0 0 0 0 l 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 o o d o o o d o j o q 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 上 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 o0 j o o o o o o q o o 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 00 图3 2 帧结构 对于第l 个符号( 范围为o - 6 7 ) ，其导频位黄k 隶属于子集 k = k a n l n + 3 * ( lm o d 4 ) + 1 2 p | p 为整数，p 0 ，k k m i n ，k m a x 。这里，只要对于k 不超过有效范围 k m i n ， k m “1 ，则p 为整数，取大于或等于零的一切可能值。 导频信息的数值由p r b s ( 伪随机二进制序列) 得到，它是一连串数值，每一个 对应于个传输载波。按p r b s 序列w k 来调制导频，w k 对应于它们各别的载 波指示k 。 p r b s 序列按图3 3 所示： 初始化序列 】111111】1】 p r b s 序列起始状态：1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 图3 3p r b s 序列发生器 将p r b s 初始化，使p r b s 的第一个输出比特与第一个有效载波重合。在每 个使用的载波上( 无论是否导频) 由p r b s 产生个新的数值。 伪随机二迸制序列( p r b s ) 发生器用的多项式为： 一+ x 2 + 1 为了提高信道估计的性能，导频信号功率大于数据载波的平均功率，导频符 号比非导频符号高2 5 d b 。导频值由下式给出： 第三章信道估计与均衡 r e k 圹詈2 ( 1 一) i m h 。 _ 0 因此导频符号的值只是一个实数4 3 或一4 3 ，数据是归一化的星座图点的 调制值。 3 4 导频信号的估计 o f d m 系统的基带模型如图3 4 所示， ( d ( n ) 部豇匿堰砬芋萨裂 与前面的系统框图比较，省略了r s 编码和交织，二进制数据经卷积编码后， 映射成q a m 信号，我们考虑6 4 q a m ，接着插入导频，在经过i f f t 调制为 扛( ”) ： x ( n ) = i f f t x ( k ) ( 3 7 ) 加保护间隔以后的数据 z 。( 九) = z z n ( n + ) ，n x ”2 门- n ：g 。, ，- l ，n g ，+ 1 , 一1 一1 ( 3 8 ) 其中：表示子载波数，。保护间隔数。 发送的信号经过频率选择性衰落信道，收到的信号表示为： y g ( ”) 。z g ( n ) o h ( n ) + w ( n ) ( 3 9 ) w ( 疗) 为加性白高斯噪声。 从y g ( 一) 中去掉保护间隔，得到y ( n ) ，假设保护间隔长度大于信道的最大脉 冲响应，没有符号间干扰( i s i ) ，所以不考虑保护间隔的影响，y ( n ) 可表示为： y ( n ) = x ( 疗) o ( 玎) + m n )( 3 1 0 ) 再经过f f t ， y ( k ) = f f t y ( n ) ) = 肿 x ( 疗) o ( ，1 ) + w ( ) ) 一 ，、 = x ( 七) 日( | 】 ) + ( | ) ( 3 - 1 1 j w ( k ) 为w ( n ) 的傅里叶变换。 从y ( k ) 中抽取导频点的值匕( 后) ，而发送的导频值是已知的，因此可得到导 频位置的信道估计值宜。( 七) ， 1 8 c o f d m 传输系统中的信道估计与均衡技术 也婪x 叫啪器x p 嘲 一墨( 盟：丝( 盟! ( 生! 一h r + 上：盟 。 7 ，( 尼) 一 ，( 七) 得到导频信号位置的信道传输函数的估计值后，数据位置的信道响应通过相 邻导频信号信道响应内插获得。信道估计的总体框图如图3 5 。 f f t 以后 的信号 估计的 信道 响应 已知导频爿。( ) 图3 5 信道估计框图 输入信号为经过f f t 后的数据】，( ) ，从数据中将导频位置的数据提取得 匕( ) ，根据已知的导频数据z 。( | ) ，得到导频位置的信道估计值，再经过时频方 向上的内插，获得所有点上的信道响应。 信道内插的方法有一维内插和二维内插，考虑到复杂度和实际电路的易实现 性，这里只讨论线性内插。 3 5 1 一维内插 一维线性内插是利用一个符号中的相邻的导频值内插得到本符号其它频率位 置的信道估计值。每个符号的导频载波即是信道响应的采样，在这种情况下，信 道可以允许变化很快，因为内插是在每个符号持续时间瓦。内完成。因此，信道 的相关时间很小，可以用于移动接收。因为导频之间的间隔为1 2 厂，所以，如果 信道的相关带宽大于1 2 ，可以完成对信道的估计。 线性内插滤波每次估计只需要两个导频符号，在实际应用中非常有效。这种 方法只用两个相邻的导频位置的信道估计值，内插得到两个导频之间的数据载波 位置的信道响应。一维线性内插由下式决定： m h ( z + ) = ( 1 一日p ( ，) + 云日p ( ，+ 1 2 ) ， 1 h 1 1 ( 3 1 3 ) i i 二 疗。( ，) 表示频率，位置上导频符号的信道估计，膏。u + 1 2 ) 表示频率“1 2 位置 上导频符号的信道估计。 这种内插方法适合于快时变信道，设计简单，易于实现，节省资源。 第三章信道估计与均衡 3 5 2 二维内插 二维线性内插是在时间和频率两个方向上进行，根据导频的类型及其可实现 性，首先在时间方向内插滤波，然后再在频率方向进行。如图3 6 所示。 时 间 l 频率 o o f) 0 0 () 0 0 ) o o i1 0 0 i) d o f)0 1 0 0 () 0 0 i0 0 () 0 0 ) 0 0 ) 0 0 0 0 i0 0 () 0 0 i) 0 0 ；3 8 ： 0 0 1)01 0 b () b 0 ) 0 0 ii d 0 o o i o o ( a b 图3 6 时间方向上内插( a ) 和频率时间方向上内插( b ) 时间方向的估计为： 膏( ，k + 聊) = ( 1 一蚤) 膏，( ) + 贵或( ，k + ，) l 肌s m 一1 ( 3 - 1 4 ) 其中：f 表示时间方向的导频间距，疗，( ，七) 表示频率，时间k 位置上导频 符号的信道估计，且。u ，k + 1 ) 表示频率，时间k + l 位置上导频符号的信道估 计。时间方向内插以后如图3 6 ( a ) 所示。 频率方向估计为： 疗( f + 片，七) = ( 1 一号- ) 疗，( j ，) + 意膏，( z + 以，女) ， 1 n ，一l ( 3 - 1 5 ) 其中：n 表示时间方向的导频间距，膏，( “，) 表示频率f + ，时间位 置上导频符号的信道估计。时间、频率方向内插以后完成所有点的估计，如图3 6 ( b ) 所示。 二维线性内插比一维线性内插有较高的频率分辨率，但是要用到七个符号的 导频，其实现比较复杂。 c o f d m 传输系统中的信道估计与均衡技术 3 5 3 低通滤波 通过内插滤波得到的信道估计响应，存在由于内插和噪声所引起的误差，为 了降低噪声，内插滤波后加一个低通滤波器，去掉噪声分量，保留信道脉冲响应。 信道脉冲响应的最大时延由o f d m 系统的保护间隔来预先确定。由i f f t f f t 模 块实现的低通滤 最后的 信道估计 图3 7 低通滤波器结构 内插滤波得到的信道估计，经过i f f t ，转换到时域，得到时域的信道脉冲 响应估计。一般说来，保护间隔的长度大于信道脉冲相应的最大时延，因此可以 认为，有较大功率多径