（电力电子与电力传动专业论文）大容量动力电池化成设备的研究.pdf

北京交通大学硕士学位论文 a b s t r a c t a b s t r a c t ：a tp r e s e n t ，h i g h - c a p a c i t yb a t t e r yh a sb e e nw i d e l yu s e di na u t o m o t i v e ， c o m m u n i c a t i o n s ，a e r o s p a c ea n do t h e rf i e l d s b a t t e r yf o r m a t i o ni nb a t t e r ym a n u f a c t u r i n g p r o c e s sa st h ek e yp r o c e s s e sr e l a t e dt ot h eq u a l i t yo fb a t t e r ya n d i ti sad i r e c ti m p a c to n p r o d u c t i o nc o s t s h o w e v e r , d u et ot h ep r o b l e mo ft h eb a t t e r yf o r m a t i o ne q u i p m e n t s d e s i g na n di t se f f i c i e n c yc a u s e dal o to fe n e r g yw a s t e d ，e s p e c i a l l yd u r i n gl a r g e c a p a c i t y b a t t e r yf o r m a t i o np r o c e s s t h e r e f o r e ，t h i sa r t i c l eb a s e do nt h es i t u a t i o nt h a ti sb a t t e r y c h a r g i n gm o d u l ea n dd i s c h a r g em o d u l e sa r el o w - v o l t a g ea n dh i 曲- c u r l e n tc o n v e r t e r w h i c hm a k e si td i f f i c u l tt oi n c r e a s et h ee f f i c i e n c yd e s i g n e dah i g l le f f i c i e n tb a t t e r y f o r m a t i o ne q u i p m e n t t h ep a p e ra n a l y z e sal o to fc i r c u i tw h i c hs u i t a b l ef o rc h a r g i n ga n d d i s c h a r g i n gm o d u l e f o rt h ed i s c h a r g em o d u l e ，an e ws e r i e s - p a r a l l e lt o p o l o g yw a sm a d e , d i s c h a r g em o d u l em a i nc i r c u i ta n dc o n t r o lc i r c u i tw e r ed e s i g n e d ，a l l t h es y s t e m p a r a m e t e r sw e r ed e v i s e d f o rt h ec h a r g em o d u l e ，c u r r e n t - d o u b l es y n c h r o n o u sr e c t i f i e r w a sc h o s e n ，c h a r g em o d u l em a i nc i r c u i ta n dc o n t r o lc i r c u i tw e r ed e s i g n e d ，a l lt h e s y s t e mp a r a m e t e r sw e r ed e v i s e d a tl a s t ，w ep r o d u c e dap r o t o t y p ea n dt e s t e d t e s tr e s u l t h a sp r o v e df e a s i b i l i t yo fc i r c u i tt o p o l o g ys t r u c t u r ea n dc o n t r o l l i n gs c h e m ea n ds h o w n c o r r e c t n e s so fs y s t e mp a r a m e t e r s k e y w o r d s ：b a t t e r yf o r m a t i o n ；l o w - v o l t a g ea n dh i g h - c u r r e n td c d cc o n v e r t e r ； p a r a l l e l s e r i e ss t r u c t u r e ；c u r r e n t - d o u b l es y n c h r o n o u sr e c t i f i e r ；p u s h - p u l lc o n v e r t e r ； h a l f - b r i d g ec o n v e r t e r c i a s s n o ：t m 9 2 1 5 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的研 究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人已经发表或 撰写过的研究成果，也不包含为获得北京交通大学或其他教育机构的学位或证书 而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作 了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：露翻 签字日期：夕泸7 年月心日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解北京交通大学有关保留、使用学位论文的规定。特 授权北京交通大学可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索， 并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学校向国 家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 学位论文作者签名： 寐v j 飞切嘀 签字日期：加7 年月甘 导师签名： 手玖1 4 。 签字日期：矽备f 月f 泊 致谢 本论文的工作是在我的导师张维戈教授的悉心指导下完成的，张维戈教授严 谨的治学态度和科学的工作方法给了我极大的帮助和影响。在此衷心感谢两年来 张维戈老师对我的关心和指导。 姜久春教授悉心指导我们完成了实验室的科研工作，在学习上和生活上都给 予了我很大的关心和帮助，在此向姜久春老师表示衷心的谢意。 李景新老师和王健强老师对于我的科研工作和论文都提出了许多的宝贵意 见，在此表示衷心的感谢。 在实验室工作及撰写论文期间，孙璐、张子良等同学对我论文中的充电模块 的研究工作给予了热情帮助，在此向他们表达我的感激之情。 另外也感谢家人，他们的理解和支持使我能够在学校专心完成我的学业。 北京交通大学硕士学位论文 序 序 大功率动力电池属新型环保能源，目前正在被广泛推广应用。化成作为蓄电 池生产过程中的关键工序，对产品的质量起着至关重要的作用，然而在电池化成 过程中，对电池进行的多次充放电，会浪费大量能源。为此，实验室提出了研究 高效率电池化成设备的课题。本文就课题中的充电模块和放电模块进行了研究， 并对系统进行了设计，搭建了实验平台，进行了试验。试验结果验证了电路拓扑 结构和控制方案的可行性。由于学识水平、实践经验以及时间方面的限制，系统 还有许多待改进和完善的地方。本文为电池化成设备的迸一步研究做了前期的准 备。 引言 1 引言 随着电池工业的迅速发展，国内外主要的电池厂家都投入大量资金和研发人 员在原有小容量电池基础上开发大容量的动力型电池，主要应用于电动工具、电 动车辆等领域。据相关合作的电池厂家介绍，今后三年国内各电池厂家投入大容 量动力电池的研发资金大约有数百亿。另据预测到2 0 2 0 年，中国车用动力电池市 场规模将达到数千亿元人民币，储能电池的市场规模预期会更大，大容量动力电 池将会有巨大的市场前景。这对电池产业化批量生产的能力及电池的产品质量提 出了更高的要求，电池化成技术是与电池相伴而生的，与电池的发展和应用有着 密切的关系。 1 1电池化成设备国内外研究现状 目前中国已经成为大容量动力电池最大的生产国，国内排名前3 位的动力电 池生产商每年的产值都已达到2 5 亿人民币，在这些企业内部所使用的电池化成设 备都是采用利用电网和充电设备对电池进行充电，利用电阻和放电电路对电池进 行放电，一般情况下每个电池从生产到出厂至少要进行三次充电和两次放电，在 国外基本情况类似【l 】。由于目前大规模生产的电池主要集中在l a b 以下，而l a b 的锂离子电池价格大约在l 1 4 美金范围内，使电池化成设备的成本也必须限制在 一个合适的范围内，正是由于这个原因国内外的电池化成设备应用的技术主要以 低成本技术为主，设备工艺较为简单，但存在主要的问题是电池化成过程中存在 大量的能量浪费现象【z j 。 目前高效率的电池充放电设备主要集中在价格较高、应用数量较少的电池测 试设备中，在电池测试设备中可高效率的对电池充电，同时能将电池的放电能量 回收到电网中，避免了电池放电能量消耗在电阻上。但电池测试设备所采用的技 术主要是针对小规模的电池测试工作，不适用大规模的电池化成过程，同时电池 测试设备的技术复杂成本过高也不适用于大规模推广。 今后随着大容量动力电池的推广，电池化成设备必须借鉴电池测试设备的关 键技术将电池放电能量回收，同时必须研发新的拓扑结构和技术使之适用于大规 模的应用。 北京交通大学硕士学位论文 1 2本文的研究目的及意义 在电池生产过程中必须要经过电池化成工序，即在电池生产过程中需要对电 池进行多次充放电才能完成整个电池的生产。目前国内的电池化成设备因为技术 和成本因素一般采用电阻放电的方式，将电池内部能量通过放电的方式消耗在电 阻上会造成极大的能源消耗。对于规模较大的电池生产厂家电池化成消耗的电能 费用可占到生产成本的2 0 0 0 , - 3 0 。 对于小容量的电池因为电池单体的成本较低和高效率的电池化成设备相对高 成本相比较，使高效率的电池化成设备没有应用的实际价值，这方面的研究也很 少。随着各电池厂家进入大容量动力电池领域使高效率的电池化成设备应用成为 可能，因为单体大容量动力电池本身价格很高，充放电过程中会消耗大量能量， 随着大容量电池生产数量增大，电池化成过程造成的能量浪费问题就会表现得越 来越明显。因此，必须在大容量电池大规模应用的前期对高效率的电池化成设备 进行研究，为大容量电池的大规模应用提供必须的生产设备，既为生产厂家节约 成本也符合国家节能减排的要求。 本文针对电池化成设备中的充电模块和放电模块均为低电压大电流d c d c 变 换器特点使得电池化成设备的效率难于提高的情况，分析了适合充电模块和放电 模块应用的基本电路，并在分析研究基本电路的基础上开发出了适合大功率动力 电池化成使用的电路结构。对于放电模块，提出了一种新的串并联拓扑结构，并 对放电模块的控制电路和系统参数做了设计：对于充电模块，选用了倍流同步整 流技术，分析了其工作原理，提出了充电控制方案，并对系统参数进行了设计。 样机功能和参数初步定为： 放电模块： ( 1 ) 输入侧：电池放电电压为d c 3 v - 4 2 v ； ( 2 ) 输出侧：直流母线电压为d c 3 5 0 v ； ( 3 ) 放电电流：0 3 5 a ； ( 4 ) 充放电电流纹波小于5 ； ( 5 ) 具有恒流放电功能； ( 6 ) 放电电流3 0 a 时效率6 0 。 充电模块： ( 1 ) 输入侧：直流母线电压为d c 3 5 0 v ； ( 2 ) 输出侧：电池放电电压为d c 3 v - 4 2 v ； ( 3 ) 充电电流：0 3 5 a ； 2 引言 ( 4 ) 充电电流纹波小于5 ； ( 5 ) 具有恒流充电功能； ( 6 ) 充电电流3 0 a 时效率8 0 。 1 3 论文的结构 本文共分为五章： 第一章为绪论部分，介绍了电池化成的发展与国内外研究现状，同时阐述了 本文的研究内容、目的和意义。 第二章对电池化成的放电模块进行了分析和设计。放电模块最大的难点是输 入侧为低电压大电流，输出侧为高电压。在这一章通过分析几种应用比较成熟的 拓扑，提出了适合电池放电模块的变压器串并联拓扑结构，并且设计了主电路及 控制电路。 第三章对电池化成的充电模块进行了分析和设计。充电模块最大的难点是输 出侧为低电压大电流。在这一章分析了几种常用的整流拓扑结构，通过分析比较 后选择了适合电池放电模块的倍流同步整流拓扑结构，并且设计了主电路及控制 电路。 第四章章是实验部分。制作出了样机，并对样机进行反复的实验测试，对实 验数据及测试波形进行了分析，并与初定的设计指标进行了对比。 第五章是论文结论部分，归纳了论文得到的结论。 3 北京交通大学硕士学位论文 2 放电模块的分析与设计 大容量动力电池单体电压在3 v 一4 2 v 之间，目前单体动力型锂离子电池的容 量可到1 0 0 a h 以上，放电电流在3 0 a 一4 0 a 之间，要想有效地将电池放电能量回收， 必须提高放电系统的效率。同时要想将电池能量回收到电网上并减少线路损耗， 要尽量提高电池放电模块输出端的电压，并且需要采用适合的电路拓扑以保证变 换器的效率。 本文提出一种新型的放电拓扑结构，利用d c d c 变换电路的串并联结构最大 限度的提高低电压大电流d c d c 变换器的效率；同时提高输出电压等级，这样在 大量放电模块同时工作时减小直流母线电流，从而降低直流母线的线路损耗。 2 1放电模块拓扑结构分析与设计 d c d c 变换器作为电池放电模块的直流升压环节，输入输出电压相差倍数大， 如采用不隔离的d c d c 变换器拓扑，需使用多级升压电路串联的方式，电路复杂， 效率低，因此考虑选用带变压器隔离的升压电路，一方面可以获得较高的电压变 比；另一方面实现了电池与直流母线的电气隔离。以下对带变压器隔离d c d c 变 换器的几种典型拓扑结构进行分析比较，并提出适合放电模块应用的拓扑结构。 2 1 1带变压器隔离的拓扑结构 带变压器隔离的d c d c 变换器的拓扑结构是从基本变换器拓扑结构演变而来 的，按工作方式可分为：单端正激、单端反激、推挽式、半桥式和全桥式，其中 正激与反激又称为单端式变换器，推挽、半桥与全桥又称为多端式变换器【3 】【4 】。高 频开关变换器的几种典型的变换器拓扑结构比较如表2 - 1 示。 4 放电模块的分析与设计 表2 1 几种典型变换器的比较 t a b l e 2 - 1c o m p a r i s o no f t y p i c a lc o n v e r t e r 拓扑优点缺点功率应用范围 结构范围 单端电路简单，成本低，变压器单向励磁，利几百各种中小功率开关 正激可靠性高，驱动电路用率低瓦至电源 式简单。几千 瓦 单端电路简单，成本低，难达到较大功率，变几百 小功率和消费电子 反激可靠性高，驱动电路压器单向励磁，利用瓦至 设备，计算机设备电 式简单。率低几十源 瓦 推挽变压器双向励磁，驱有偏磁问题几百 中小功率的开关电 式动简单 瓦至 源 躲， 几千 瓦 半桥变压器双向励磁，开 有直流问题，可靠性几百 工业用开关电源，计 式关少，成本低低，需要复杂隔离驱瓦至 算机设备用开关电 动电路几千源 瓦 全桥变压器双向励磁，容结构复杂，成本高，几百大功率工业用开关 式易达到大功率可靠性低，驱动电路瓦至 电源，焊接电源，电 复杂几百 解电源 千瓦 一、单端正激变换器 单端正激变换器【5 】主回路电路图如图2 - 1 所示。由于正激变换器的隔离元件纯 粹是个具有相同同名端的变压器，因此在输出端要加一个电感器l 作为能量的储 藏与传送元件。d 3 为续流二极管。绕组p 2 主要作用是去磁复位。 当晶体管t r 导通时，副边绕组与v s 同向，上正下负，能量通过d 2 、l 传递 给负载r 。当晶体管t r 关断时，由于电感l 中的磁场改变电感两端的极性，电感 l 上电压反向，续流二极管d 3 导通，构成续流回路，使输出电压v o 维持不变。 在t r 关断时，为了防止晶体管t r 集射极之间较高反向电压的出现，加上去磁绕 组p 2 ，经过二极管d 1 ，让储存的能量返回v s 中。 5 北京交通大学硕士学位论文 - 4 - l 孓c “ v s d 3 刁 z l o 图2 - 1 单端正激变换器 f i g u r e 2 - 1f o r w a r dc o n v g t t e r 二、单端反激变换器 图2 - 2 所示为单端反激变换器主回路【6 】。当功率晶体管t r 导通时，变压器的原 边电压等于输入电源电压v s ，其极性为上正下负。与之对应的变压器副边电压为 上负下正，此时整流二极管d 1 承受的是反向偏置电压，故不导通。负载r 上的电 流是靠输出电容c 1 的放电电流来提供，此时，高频变压器将电能变为磁能储存起 来。当晶体管截止时，变压器原、副边电压极性改变，整流二极管d l 正偏导通， 变压器就将原先储存的磁能变为电能，通过整流二极管向负载供电和向输出电容 c 1 充电。 o 图2 - 2 单端反激变换器 f i g u r e 2 - 2f l y b a c kc o n v e r t e r 三、推挽式变换器 双端式以推挽式变换器来说明其工作原理吲，推挽式变换器主回路电路图如图 图2 - 3 所示。电路中两个晶体管t r l 、t r 2 接在带有中心抽头的变压器初级线圈两端， 此电路可以看成完全对称的两个单端正激变换器组成。d 3 、d 4 为输出整流二极管， l 、c 为输出整流滤波电感、电容。 6 放电模块的分析与设计 v 口1 v 二2 v b s 2 v n d 3l 1 一 ii c 上r 甲 ：n s l t1 11 n s 2 l i l - d 4 图2 - 3 推挽式变换器 f i g u r e 2 3p u s h - p u uc o n v e r t e r - b v o l i 2 v s v s l 掩 l v sl ! 一一 图2 - 4 推挽式变换器主要波形图 f i g u r e 2 - 4p u s h - p u l lc o n v e r t e rm a i nw a v e f o f l i i s 由图2 - 3 可知，控制电路让晶体管t r l 、t r 2 交替导通与关断，其间存在一定的 死区时间。当晶体管t r 2 导通时，v s 加在绕组线圈n p 2 上，所有带”t 的同名端 都为正极，通过变压器的耦合作用，晶体管t r l 的集射极之间承受2 v s 电压。副 边绕组n s l 上正下负，整流二极管d 4 反偏截止，d 3 正偏导通，电流经过d 3 、l 7 北京交通大学硕士学位论文 传递至负载r 0 。当t r 2 关断，而t r l 仍未导通时，整流二极管d 3 中电流逐渐减 小，d 4 中电流逐渐增大，直到两二极管中电流相等( 忽略变压器激磁电流) ，此 时变压器可以看作是短路，两晶体管承受电源电压v s ，输出功率由输出电容提供。 当晶体管t r l 导通时，v s 加在绕组线圈n p l 上，所有带”的同名端为负，绕组 线圈另一端为正。晶体管t r 2 的集电极承受2 v s 的电压，副边绕组线圈n s 2 下正 上负，二极管d 3 反偏截止，d 4 正偏导通，电流经电感l 流至负载r o 。t r l 关断， t r 2 仍未导通时，整流二极管d 4 中电流逐渐减小，d 3 中电流逐渐增大，直到两二 极管中电流相等( 忽略变压器激磁电流影响) ，此时变压器可以看作短路，两晶体 管承受电源电压v s ，输出功率由输出电容提供。 推挽变换器的主要波形如图2 - 4 所示，其中v g l 为晶体管t r l 的驱动波形，v 醇 为晶体管t r 2 的驱动波形，v d s l 为晶体管t r l 的漏源电压，v d s 2 为晶体管t r 2 的漏源电压，i l 为输出电感中电流波形，v n s 为变压器次级线圈电压波形。 由表2 - 1 可知，单端反激拓扑结构电路非常简单，驱动电路也很简单，成本很 低，可靠性高，但是其缺点更为显著：变压器单向励磁，利用率很低，输出中有 较大纹波电压，限制了功率的增大，通常只能用在1 5 0 w 以下。而且只能在电压 和负载调整率不高的场合使用。 单端正激拓扑结构较简单，驱动电路较为简单，成本低，可靠性高，其缺点 也是变压器单向励磁，利用率低。单端正激与同容量的单端反激相比，铜损较小， 纹波小，而且开关管的峰值电流较低，功率范围也比单端反激大。 相对于单端正激与单端反激拓扑结构，推挽式拓扑结构虽然电路结构及驱动 电路稍微复杂一点外，其优势更为明显。变压器是双向励磁，利用率高，可以提 高效率，可靠性较高。从表2 - 1 中可知，虽然推挽式拓扑结构有偏磁问题，但是实 验中可以通过一些技术手段来解决，如磁芯加气隙、初级绕组增加电阻( 1 m h z 应用输入整流输出整流输出整流 输出整流 输出整流 放电模块副边电流小，主要是耐压方面的考虑。输出为三个变压器串联后的 电压，副边整流二极管承受的最大电压应力为1 7 5 v 。 根据以上分析，放电模块整流电路选用f a i r c h i l d 公司的e s 3 j ，其封装为 s m c d o 2 1 4 a b 。 e s 3 j 的特点： 反向恢复时间0 = 3 5 n s ； 最大反向电压为6 0 0 v ； 正向平均电流乇a v l = 3 a ； 反向恢复电流厶= 1 0 u a ； 2 3 2 输出滤波电路设计 输出滤波电路如图2 1 2 所示，由滤波电感l 与电容c 组成。滤波电容c 对直 流开路，对交流阻抗小，而滤波电感l 对直流阻抗小，对交流阻抗大。输出电压 经整流电路整流后，得到频率为2 f 高频方波电压，经l c 滤波电路滤波后，保留 了直流分量，滤掉了一部分交流分量，改变了交直流成分的比例，得到纹波小的 直流电压，改善了直流电压的质量。电感选择应保证输出电流在额定电流的1 1 0 时，电感电流也保持连续。直流电流等于电感电流斜坡峰峰值一半时对应临界连 续，所以世为2 0 的额定输出直流。 放电模块的分析与设计 滤波电感值可由下式确定： 三2 箍”老， ：生( 1 一塑) ( 2 - 6 0 ) 2 4 0 0 0 0 x 0 3 、4 0 0 7 = 1 8 2 m h 输出电容c 的选择应满足最大输出纹波电压的要求，滤波电容的大小对输出 直流电源的纹波大小有决定作用。输出纹波几乎完全由滤波电容的e s r ( 等效串 联电阻) 的大小来确定，而不是电容本身的大小决定。纹波电压峰峰值k 为： k = r o d 式中： 民：等效串联电阻e s r 西：所选电感电流纹波峰值峰 另外，对于铝电解电容，在很大容值及额定电压范围内，其心c o 的乘积不变。 铝电解电容g 的范围是5 0 x 1 0 巧8 0 1 0 。6 。因此c 0 可选为： ，一8 0 x 1 0 。6 8 0 x 1 0 。 乙。一一v d i( 2 6 1 ) ( 8 0 1 0 1 1 以 一，。- - _ _ 。_ _ _ _ _ _ _ _ 。_ - _ _ _ 。_ _ _ 。- _ _ _ _ 。_ _ 。一 形 本设计最大纹波电压5 0 0 m v ，根据上式滤波电容的大小为： 8 0 x l o 由8 0 x l o 巧co 。t 2 面 ：( 8 0 xl o 巧) d i ( 2 - 6 2 ) ：8 0 x l o 。x o 3 ：4 8 u f 0 5 本设计选用的输出滤波电容为铝电解电容，考虑到电解电容的寄生电阻，选 用的电容值大小为1 0 0 l af ，耐压为2 5 0 v 的两个电解电容串联使用。 2 4 放电模块控制电路设计 2 4 1 控制芯片s g 3 5 2 5 一、s g 3 5 2 5 特点 ( 1 ) 工作电压范围宽8 - - - 3 5 v ； ( 2 ) 5 1 v 微调基准电源； 北京交通大学硕士学位论文 ( 3 ) 震荡器工作频率范围宽1 0 0 h z , 、- 4 0 0 k h z ； ( 4 ) 具有振荡器外部同步功能； ( 5 ) 死区时间可调； ( 6 ) 内置软启动电路； ( 7 ) 具有输入欠压锁定功能； ( 8 ) 具有p w m 封存功能，禁止多脉冲； ( 9 ) 逐个脉冲关断； ( 1 0 ) 双路输出。 二、s g 3 5 2 5 内部结构框图 图2 1 3 为s g 3 5 2 5 1 为部结构框图，它由振落器、p w m 比较器、限流比较器、过 流比较器、基准电压源、故障锁存器、软启动电路、欠压锁定、p w m 锁存器、输 出驱动器等组成。 图2 1 3s g 3 5 2 5 内部框图 f i g u r e 2 - 1 3b l o c kd i a g r a mo f s g 3 5 2 5 三、s g 3 5 2 5 原理 s g 3 5 2 5 内部框图如图2 1 3 所示，误差放大器的输出信号与振荡器产生的锯齿 波进行比较，输出为p w m 信号，该信号经锁存器锁存，分相电路由二进制计数器 和两个或j b l - j 构成，其输入信号为振荡器的时钟信号，并用时钟信号的前沿触发， 输出为频率减半的互补方波，这些方波和p w m 信号输入到或非门逻辑电路。其结 放电模块的分析与设计 果是，所有的输入为负时，输出为正。这样e 、最的输出每半周期交替为正，其 宽度和p w m 信号的负脉冲相等。脉冲很窄的时钟信号输入到逻辑或非门电路，可 使两个门的输出同时有一段低电平，以产生死区时间。输出末级采用推挽输出电 路，驱动场效应功率管时使关断速度更快。 2 4 2 控制电路设计 放电模块控制电路如图2 - 1 4 所示，补偿器输出信号接到s g 3 5 2 5 内部误差放大 器的同相输入端，放大器反向输入端与输出端相连形成电压跟随器，其输出经内 部处理后最终得到两路输出o u t a 、o u t b 经推挽放大后，接到g l 、g 2 ，分别对并 联的3 个开关管进行驱动。e 1 为软启动电容，该电容由内部5 1 v 基准参考电压的 5 0 雌恒流源充电，使占空比由小到大变化；1 0 脚s h u t d o w n 用于控n s g 3 5 2 5 输 出，当其为高电平时，s g 3 5 2 5 的两路输出禁止。电容q 、电阻碍、决定脉宽 频率厂和死区时间f d 。 。 f = 1 ( ( o 6 7 辟+ 1 3 ) c t ) ( 2 - 6 3 ) “ t d = 1 3 c t ( 2 6 4 ) 2 5 小结 图2 1 4 放电模块控制电路 f i g u r e 2 1 4d i s c h a r g ec o n t r o lc i i c u i t 本章在分析比较了多种拓扑的基础上提出了适合低压大电流放电的拓扑结 构。设计并优化了系统参数。重点设计了高频变压器。在放电模块的设计过程中 北京交通大学硕士学位论文 制作了大量的变压器进行试验，并且进行了测试，将测试结果进行对比，择优选 取了性能最为优越的变压器供实验所用。 充电模块的分析与设计 3 充电模块的分析与设计 目前，大容量动力电池单体电压一般在3 v - - 一4 2 v 之间，单体动力电池的容量 达1 0 0 a h 以上，充电电流在3 0 a - 4 0 a 之间，充电电路属低压大电流类型。 3 1 充电模块拓扑结构分析与设计 3 1 。1低压大电流d c d c 变换器拓扑结构 一、低电压大电流d o d o 变换器的研究现状 目前，低电压大电流d c d c 变换器的研究主要集中在以下几点【1 2 】： ( 1 ) 同步整流技术( s y n c h r o n o u sr e c t i f i c a t i o n ，s r ) 低电压大电流输出时，普通的二极管或者肖特基二极管的损耗已经无法满足 高效率的要求，因为普通的二极管和肖特基二极管的正向导通压降很大，电流很 大时，损耗在其上的功率相当大。同步整流技术就是在上述情况下应运而生。同 步整流管毕竟是功率场控器件，跟普通二极管不同，其损耗包括导通损耗，驱动 损耗和开关损耗，采用哪种驱动方式使得变换器的损耗最小是目前研究的较多的 一个课题。 ( 2 ) 软开关技术 低电压大电流输出时，要提高功率密度必须减少体积降低损耗，高频化可以 缩小体积重量。要实现高频化，很显然传统的硬开关将使得变换器的损耗增加， 变换器的效率无法提高。所有的开关管( 包括次端的同步整流管) 全部实现软开关是 设计师追求的目标。甚至有人提出对次端的同步整流管采用类似正弦波驱动取代 传统的方波驱动的想法。 ( 3 ) 磁集成技术 对于低电压大电流输出，要提高功率密度必须减少体积降低损耗，通常提高 频率的方法获得小型化，但是受到磁路特性的限制，高频化的方法有一定的局限 性，频率的提高，会带来磁芯损耗的迅速增加，因此高频工作时磁芯一般要减额， 使得磁芯的利用率降低，限制了体积的进一步减少。为了减少体积，通常人们将 分立的几种磁性元件绕制在一副磁芯上以减少体积、重量、改善滤波效果。磁集 成是一种比较复杂的技术。 3 l 北京交通大学硕士学位论文 ( 4 ) 功率变换模块的均流问题 众所周知，当负载电流很大时，为了降低同步整流管的正向导通压降，可以 采用并联运行的形式。并联运行的主要技术难点是模块间的均流问题，即运行的 模块均分负载电流。 二、低压大电流d c d c 变换器原边拓扑结构 以变压器为界，低电压大电流变换器的原边拓扑可从其所能传送的功率以及 拓扑结构的复杂程度等方面进行分析。提高低电压大电流变换器的效率中显得更 为重要的是其副边的拓扑。相对于升压变压型变换器来说，降压型变换器更加适 合低压大电流变换器。其变压器原边基本拓扑主要可以用正激式，反激式，推挽 式，半桥式与全桥式等五种。其中反激式变换器显然不适合低压大电流的要求， 因为它的输出纹波较大，变压器漏感引起较大的电压尖峰，功率不大0 5 0 w 以下1 i ， 变压器效率不高，而且只能在电压和负载调整率要求不高的场合使用。推挽式主 要应用于输入电压在1 2 v 以下的场合。半桥式主要用于中等级别功率的变换器。半 桥式与全桥式相比由于少了两个开关，而具有低成本的特点。但是全桥变换器在 中等功率到大功率的场合有更好的性能，应用相当广泛。本课题选择半桥结构作 为低压大电流的原边拓扑。 三、低压大电流d c d c 变换器副边拓扑结构 在提高低压大电流变换器的效率中显得尤为重要的是其副边的拓扑结构。正 激二次侧、中心抽头二次侧、倍流二次侧是三种目前经常用到的低压大电流副边 拓扑结构。其中正激二次侧拓扑结构有最简单的结构，然而，它对低压大电流变 换器是最不适合的，因为正激二次侧拓扑结构要求大的滤波电感，并且较之中心 抽头与倍流拓扑结构产生更大的整流损耗。实际上，在中心抽头拓扑结构中，输 出滤波电感电压的频率是开关频率的两倍，而在正激二次侧拓扑结构中，输出滤 波电感电压的频率和开关频率相等，因此，中心抽头拓扑结构所需的滤波电感值 比正激二次侧拓扑结构要小得多。倍流拓扑结构的输出滤波电感电压的频率和开 关频率相等，然而，在倍流拓扑结构中，输出滤波电容的纹波电流由于两个电感 纹波电流的相互抵消作用而减小。由于纹波电流的相互抵消，滤波电感的值极大 的减小了。 一般来说，正激二次侧较之对称驱动的中心抽头拓扑结构与倍流拓扑结构产 生更高的整流导通损耗。在正激拓扑结构中，电感电流在开通时间里流过整流器 d 1 ，在关闭时间里流过整流器d 2 ，因此，它的两个整流器的导通损耗的总和与在 整个开关周期里运行输出滤波电感的一个整流器的损耗相同。然而，在对称驱动 的中心抽头与倍流拓扑结构中，负载电流在关断时间里被平均分配在整流器d 1 和 d 2 之中。所以，关断期间的整流器导通损耗之和减小了。如果二次侧用肖特基二 3 2 充电模块的分析与设计 极管作整流器，由于肖特基二极管的正激电压降不完全取决于电流，这个损耗的 减小值不是很明显，如果二次侧用同步整流器，这个损耗的减小值将是很可观的。 但如果中心抽头与倍流拓扑结构在驱动时没有关断时间间隔，它们的整流损耗将 和正激拓扑结构相同。对于大电流装置，倍流拓扑结构在很多方面优于中心抽头 拓扑结构。首先，倍流拓扑结构的电感电流与变压器的二次电流较之中心抽头拓 扑结构的相应电流低两倍。因此，倍流拓扑结构比中心抽头拓扑结构产生更低的 导通损耗。其次，倍流拓扑结构减小了大电流互连的数目，而这将简化二次侧布 局并且将进一步减小与分布相关的损耗。最后，倍流拓扑结构的变压器与滤波电 感能被集成在一个磁芯上，这能简化元件的包装，从而减小整个尺寸。所以本课 题选择使用m o s f e t 代替普通整流二级管的同步整流技术。 综上所述，充电模块主电路采用半桥同步倍流整流拓扑。 l + 西 电d 2 峙 ；v s 鹈d 2 】 l 一 图3 - 1 正激二次侧 f i g u r e 3 - 1f o r w a r ds e o o n d a t ys i d e l + d ”1 州l 剖 i v 轳l 弋 ：s 阮 r j l d 2 ik i t ) 2 蕊囊 图3 - 2 中心抽头二次侧 f i g u r e 3 - 2c e n t e rt a p p e ds e c o n d a r ys i d e 3 3 i 2 魄 坼 ，碲 。栅 北京交通大学硕士学位论文 l 1 图3 3 倍流二次侧 f i g u r e 3 - 3c u r r e n t - d o u b l es e c o n d a r ys i d e 3 1 2 倍流整流拓扑结构 一、倍流整流拓扑结构分析 其拓扑结构如图3 4 所示，它们的构成元件是相同的，其中前两个只是二极管 和电感的位置不同，这两个电路的功能是等效的。其中( a ) 是共阳极接法，( b ) 是共阴 极接法，( c ) 是( a ) 的另一种画法。从( c ) 能看出倍流整流是由传统的桥式整流演变而来 的：将桥式整流电路中的一个桥臂的两个二极管用两个电感取代，即可获得倍流 整流电路。 _ 0 1 d l 。d 2 钟j f l ? d 2 + 。u t 刁 j + v o u t 图3 _ 4 倍流整流器拓扑 f i g u r e 3 - 4c u r r e n td o u b l e rr e c t i f i e rt o p o l o g y 倍流整流电路适用于推挽和桥式功率变换器的变压器副边侧的高频整流。在 c l 2 ： 2 l k k k b 充电模块的分析与设计 图3 - 4a ) 中，变压器副边绕组产生对称的高频正负方波电压。当副边绕组的上端电 压为正时，副边电流经过l 1 、c 和r 、d 2 ，再回到副边绕组；当副边绕组的下端电 压为正时，副边电流经过l 2 、c 和、r 、d l 再回到副边绕组。倍流整流器按照这个 过程，将高频交流方波电压整流成直流输出电压。当副边绕组电压为零时，两个 二极管都导通，l 1 的电流通过c 和r 及d l 续流；而l 2 的电流通过c 和r 及d 2 续流。 二、倍流整流拓扑结构原理 如图3 5 所示，变压器的副边电压v s e e 为正时，d l 关断，d 2 导通，d 2 与电感l 1 、 负载以及变压器的副边构成回路，电感l 1 的电流i l l 增大。此时电感l 2 通过d 2 续流， 电感l 2 的电流i l 2 减小：当v s e c 为负时，d 2 关断，d l 导通，d l 与变压器的副边、电 感l 2 以及负载构成回路，电感l 2 的电流i l 2 增大。此时电感l 1 通过d l 续流，电感l 1 的电流i l l 减小；当v s e c 为零时，电感l l ，l 2 则分别通过d i ，d 2 续流。倍流的实质是 两个电感的交错并联。两个输出滤波电感上的电压和流过的电流相位差为1 8 0 0 ， 实现了滤波电感上的纹波电流互相部分抵消，故负载电流的纹波大大减小。虽然 滤波电感频率与其功率主开关的相同，但倍流型结构中所需要的滤波电感和电容 要比半波整流方式小，故变换器的动态响应速度快。 电感l 1 和l 2 的电流波形相差1 8 0 0 ，其合成电流( i o - - i i + i 2 ) 纹波峰峰值与i l l 、i 1 2 纹波峰峰值的关系可以用电流互消系数k 1 2 表示，与占空比d 有关，关系式如下： 墨：= 2 一南( 。 ( 3 - 1 ) 可见，d 越小，纹波互消的作用就越差。为了利用纹波互消的作用，倍流整流 拓扑希望d 在0 5 附近。 倍流整流时，总的损耗是： r 1 1，1 p = 2 li o r , h d t + 2 ( 寺i o ) 2 凡( o 5 - d ) tlt = ( 丢+ d ) 厶2 凡 ( 3 2 ) l 3 z 其中： 风：整流管导通电阻 由此可见，在全波整流和倍流整流的拓扑结构下，整流管的总损耗是一样的。 与全波整流相比，倍流整流器的高频变压器的副边绕组仅需一个单一绕组， 不用中心抽头。与桥式整流相比，倍流整流器使用的二极管数量少一半。所以说， 倍流整流器是结合全波整流和桥式整流两者优点的新型整流器。当然，倍流整流 器要多使用一个输出小滤波电感。但此电感的工作频率及输送电流均比全波整流 器的要小一半，因此可做得较小，另外双电感也更适合于分布式功率耗散的要求。 通过倍流整流结构和半波整流和全波整流结构的三者的比较，倍流整流电路更适 用于低压大电流的副边整流。 3 5 北京交通大学硕士学位论文 l 2 图3 - 5 倍流整流原理图 f i g u r e 3 5c u r r e n td o u b l e rr e c t i f i e rs c h e m a t i c 三、倍流整流拓扑结构的优点 与全波整流相比，倍流整流器的高频变压器的副边绕组仅需一个单一绕组， 不用中心抽头。与桥式整流相比，倍流整流器使用的二极管数量少一半。所以说， 倍流整流器是结合全波整流和桥式整流两者优点的新型整流器。当然，倍流整流 器要多使用一个输出小滤波电感。但此电感的工作频率及输送电流均比全波整流 器的要小一半，因此可做得较小，另外双电感也更适合于分布式功率耗散的要求。 通过倍流整流结构和半波整流和全波整流结构的三者的比较，倍流整流电路更适 用于低压大电流的副边整流l l 引。 综合以上讨论可知，倍流整流通过两个电感电流纹波的相互抵消作用使输出 电流纹波减小，降低了对输出滤波器的要求，并且变压器设计制作简单，可以采 用小电感获得快速动态响应。尤其要说明的是，倍流整流两个输出电感具有对称 性，有利于磁件集成，应用磁集成技术，可以缩小变换器体积，减轻重量，从而 进一步改善低压大电流d c d c 变换器的效率，提高功率密度和加快瞬态响应速度。 充电模块的分析与设计 四、倍流整流拓扑结构的缺点 ( 1 ) 需要两个输出电感，比桥式和全波整流多用了一个电感； ( 2 ) 需要采用电流模式控制来保证两个滤波电感的电流均等； 3 1 3 同步整流技术 一、同步整流技术的原理 同步整流技术( s y n c h r o n o u sr e c t i f i c a t i o n ，s r ) 低电压大电流输出时，普通的二极 管或者肖特基二极管的损耗已经无法满足高效率的要求，因为普通的二极管和肖 特基二极管的正向导通压降很大，电流很大时，损耗在其上的功率相当大。同步 整流技术就是在上述情况下应运而生。 整流电路作为低电压大电流d c d c 变换器的重要组成部分，对变换器的性能 起着关键的作用。随着输出电压的降低和输出电流的增加，整流管上的电压降所 造成的损耗成为变换器的主要损耗。低电压输出( 如4 v - 5 v ) 时，倘若采用硅肖特基 势垒二极管( s i s b d ) 作为输出整流管，正向压降约为0 4 v 一0 5 v ，所以大电流输出 时功耗很大。输出电流一定时，整流二极管的正向压降，与输出电压之间的比 值反映了二极管功耗足和输出功率昂的功率比( 耳昂) 的大小。由于 牟尼= ，毛，对于有些变换器来说，= o ，故乓忍= 。表3 一l 给 出了这类变换器使用s i s b d ( = 0 4 v ) 作为整流二极管时的功率比与输出电压之 间的关系。 表3 - 1s i s b d 用作输出整流二级管时0 昂与v o ( = 0 4 v ) 的关系 t a b l e 3 1t h er e l a t i o n s h i po f 足e oa n dz ow h e ns i s b du s e da so u t p u tr e c t i f i e rd i o d e 5 v3 3 v1 8 v r | 民 8 1 2 2 2 上述举例表明使用普通的整流二极管，消耗在它上面的功率很大，所以变换 器的效率难以提高；使用同步整流技术则可以较大的减少整流损耗，从而使得变 换器的效率提高。同步整流技术就是实现同步整流管的栅源极之间的驱动信号与 同步整流管的漏源极之间开关同步的手段或者方法。理想的同步整流技术是使得 同步整流管起到和整流二极管同样的作用，即正向导通，反向截止。低电压大电 流输出时，整流二极管的使用会引起很大的能量损耗，大大降低电源效率。而用 于同步整流的低电压功率m o s f e t ，由于其导通