（电力电子与电力传动专业论文）用于分布式高压隔离辅助电源的电流型开关变换器研究.pdf

浙江大学硕士学位论文 a b s t r a c t a m 蚰gm ed e v i c eo fp o w e re l e c 仃o n i c si su s e di nh i g h - p o w e ri l l s t a l lm o r ea n dm o r ew i d e l y ，t l l e i s s u eo f d r i n gd e v i c e si sb e c o m i n gm u c hm o r ei m p o 岫tn o wt h er e q u i r e m e n tt h a tc o m e s 疗o m h i 曲- v o l t a g e 锄di s o l a t e d “v ep o w e rs u p p l yb e c o m e s s 悄c tm 龇b e f o r e c u r r e n tt ) 供 h i 曲一v o l t a g e a n di s 0 1 a t e d曲v e sp o w e rs u p p l ya i l d s w i t c h i n gm o d ec o n v 附o ft 1 1 e s e c o n d a r y - s i d ep r e s e n t e df i r s tt i i n ei nt 1 1 i sp 印e rc 柚s a t i 晦m e s er e q u i r c m e n t i n 廿l ef i r s tc h a p t e t h eb a c k g m u n do ft h es u b j e c ta n dt h es i g 【l i f i c 蚰c eo ne t l g i l l e 鲥n ga 工l d a c a d e m i ci si n t r o d u c e di n “sp 印e r1 1 l en o n l l a lt y p eo f d r i v ep o w e rs u p p l yw i mm u j t i p l ei s 0 1 a t e d o u t p u t si n c l u 曲唱t h ed o m i n a n c e 卸dw e a l m e s sa r ei n 仃o d u c e d ，f o c u s i n go nt 1 1 et y p eb 船e do n c u n n t a c - b u s 1 nt 1 1 es e c o n dc h a p t e t 1 1 et o t a ls t r i l c t u r co fc u r r e n t 却p ed r i v ep o w e rs u p p l yw 曲m u l t i p l e i s o l a t e do u t p u t si si n m ) d u c e d f o rm o d i 母i n gt h ew e a k n e s so f l n e a rc i r c u i t 1 1 ec o n c e p to f c u 坤e m t y p es w i t c h i n gm o d ec o n v e r t e ro f t h es e c o n d a r y - s i d ei se x 廿a c t e df i r s tt i m e b a s e do nt l l en e wf e q u i r e m e m ，也en e wh i g h - f k q u e n c yc u n ms o u r c ew h i c hi sa d 印tt o r e q u i r e m e n to fh i g h p o w e ri sr e d e s i g n e d t h et o p o l o g y ，m o d eo fc o n t m l 柚dp a r 柚e t e rs e l e c t e d a r ep f o v e d b ye m u l a t i o n f i m l l y c u r r e n tt y p es w i t c h i n gm o d ec o n v e n e ri sa i l a l y z e dc h i e f iy i n 廿l ef b i 】n hc h 印t e lm e c i r c u ni sm o d e l e d ，t h e nt h ed i s s i p a t i o n sb o t ho fl i n e a r 柚ds w n c h i n gm o d ec i r c u na r ca n a l y z e d b o l l lo f t l l e s ed i s 础b u t et l l eb 鹊i so f t l l e o r yf o re x p e r i m e n t i nt 1 1 e 行蛐c h a p t e r s o n l ep r o b l e ma n d t h es c h e m eo fp m b l e m s o l v i n gc r e a t i n g 疗o mt h ep m c e d u r eo fd e s i 弘a ni m r o d u c e d t h er e s u l t s o fs i m u l a t c 锄de x p e r i m e n ta r ea n a l y z e di nt 1 1 ee n do fm ep 印e r ，a i l dt h cc o n c l u s i o n sr e c e i v e da r e c o 州o m i t yw i mt h et 1 1 e o r y k 唧r d s ：i g h - v o - h 霉ea dj s o l a t e dd r i v ep 岬v 盯s u p p i y ； c u n 姐tt y p ep w m 哪i t c h 啦m o d e n v e m r ； h i g h f h q h 蛐叮c u m t 咖p e a c - b u s i i 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 1 1 用于驱动的高压隔离辅助电源的性能要求 随着近年来电力电子器件在中高压大功率电力电子装置的应用越来越广泛 后，装置中的大功率电力电子器件的驱动问题也显得越来越重要了。中高压功率 变换装置中电力电子器件的数量一般都很多，而且电压等级越高，输出电平数越 多，大功率电力电子器件的数量就越大。中高压功率变换装置一般为三相系统， 例如对二极管钳位、飞跨电容和基本级联多电平变换器而言，一个n 电平的三相 功率变换器需要6 ( n - 1 ) 个可控开关。这些开关管崧须在驱动电路的作用下，完 成开通和关断操作。为了安全可靠、快速准确地完成可控开关的导通和关断，对 驱动电路的电源有着严格的要求【1 7 】： 1 ) 高压隔离要求。由于各个电力电子器件在主电路中的位置不同，所处的电位 不同，不同管子之间的电位差很大，所以，为了保证开关管安全、可靠地工作， 客观上要求控制电路和开关管之间、不同开关管之间，都必须相互隔离，而且 要有足够高的隔离电压，一般情况下为系统最高工作电压乘以安全系数。具体 表现在驱动电源上，就是驱动电源的各组输出之间相互隔离，而且要有足够的 耐压。除此之外要求隔离电容低，满足高频开关电源电位瞬变之需求。 2 ) 足够多的相互隔离的输出。中高压功率变换器中大功率电力电子器件数量很 大，大多数管子需要各自独立的、隔离的驱动电源，这就要求保证有足够多的 输出路数，而且输出路数的可增减性也是一个重要的因素。 3 ) 功率要求。要可靠而迅速地完成大功率开关管的开通和关断操作，驱动电源 必须具有足够的、稳定的功率输出能力。 4 ) 足够而稳定的电压幅值。开关管的门极开通电压往往具有门限值，只有当驱 动电压大于门限值之后，才能使开关管开通。为了可靠起见，电压幅值要留有 裕度，但过高的门极电压会损坏门极，同时，为了防止关闭的开关管由于干扰 信号而误导通和快速关断处于通态的管子，驱动电源需要一定幅值的负电压， 所以电压幅值既不能太低也不能超出门极的安全范围。 5 ) 引线要求。由于中高压特别是高压功率变换器中的功率器件多而且处于高电 浙江大学硕士学位论文 压环境，首先要保证连接线安全可靠，满足高电压系统的绝缘或隔离要求，同 时要方便易行。 由此可见，在中高压功率变换器中，开关器件驱动电源的设计是整个功率变 换装置设计中非常重要的环节之一，如何满足上述的要求，设计出合适的中高压 功率变换器中大功率电力电子器件的驱动电源，具有非常重要的意义。 1 2 现有高压隔离驱动电源分类 1 2 1 母线类型介绍 早期制作多路输出电源，人们往往将几个独立的d c d c 变换器装在一起， 这种方法所用的元器件最多，电源的尺寸也大，但电路设计简单，这种电源的 缺点是：由于各d c d c 变换器是独立的、若它们的振荡频率有差异，就会发 生拍频干扰，在输出电压上出现各振荡频率之差的纹波电压。一般需要一个专 门的功能电路来协调各个独立的d c d c 变换器模块【4 】。 为了解决这一问题，人们设计了新的变换器结构，它只使用一个变换器， 不会发生拍频干扰，这在实际中具有极高的应用价值【6 1 。以前大多采用集中式 电源系统供电，即把输入的电网电压直接变换成系统需要的电压，一般要通过 较长的连线把输出电压连接到负载上。由于驱动电位瞬变，会引起相互问干扰， 即高频发射干扰。 使用分布式电源系统( d p s ) ，具有很多明显的优势：重量轻、体积小、可 靠性高、负载与电网之间有良好的隔离，他能很好地控制到达各负载板上的电 源质量，在输入电压和负载波动时，d c d c 变换器仍能提供稳定的输出电压， 且对可升级的电子系统需要的多品质电压和功率提供高效的设计，它还具有灵 活性、扩展性和冗余性等特点2 6 1 。d p s 一般把后级的d c d c 变换器放到离负载 很近的地方，甚至放到负载上。d p s 由多级多个变换器构成，同时工作分担负 载功率，负载所需的电压经两级变换。分布式电源系统的总线结构分为直流母 线和交流母线两种。 ( 1 ) 在直流母线结构的d p s 中，有两级d c d c 变换，即前端变换和负载端变换， 需要完成两级逆变和整流，由于每一级都引进了功率损耗，所以系统总体效率 浙江大学硕士学位论文 并非最优。直流母线结构由于固有的低噪声，总线上低导通损耗及成熟的d c d c 变换模块，使得直流总线结构非常流行。代价是成本很高，需要为每路负载设 计作隔离设计，超高压时问题尤其突出。 ( 2 ) 在交流母线结构d p s 中，由于仅需一级逆变和一级整流就可完成变换，所以 交流式d p s 比直流式d p s 效率更高。另一好处是隔离方便，特别是高频隔离性能容 易得到保证。 交流母线结构有两种形式【3 】：并联型和串联型。并联型交流母线结构如图卜l 所示，每个单元的输出模块都并联接到交流母线上，该母线上输出的是交流的电 压信号。每路输出模块可以通过变压器，取出母线上的交变电压功率信号，迸过 简单的整流和滤波，就成为一路稳压电源。这种交流母线经常使用在辅助电源中。 _ 一- 一i - 翻1 - 1 并联型交流母线结构 串联型交流母线的结构如图卜2 所示，每个单元的输出模块都串联到交流母 线上，这种交流母线结构，母线上须输出交流的电流。因为，如果输出的是交流 的电压，串联在一起的各个输出电源模块就有一个均压的问题，这样会使整个电 路大大复杂，稳定性和可靠性都会下降。而母线输出交变的电流，是通过相互串 联的各个变压器取出交流功率，经过类似的整流、滤波和稳压处理，形成多路稳 压电源。 图l - 2 串联型交流母线结构 1 2 2 现有多输出隔离电源结构 应用各种不同的交流母线结构，根据输出隔离变压器的结构特点和在电路中 互 浙江大学硕士学位论文 的连接方式，用于中高压电力电子装置中功率开关管驱动的辅助电源可以分为三 种，如图1 3 所示【1 7 】。 交 流 或 直 流 输 入 a i 交 嚣【 或 直 捞【 输 入 a 型1 3 常规功率开关驱动用多输出隔离电源 图中，a 为开关电源原边电路，b 为副边整流、稳压、滤波电路。当交流输 入取自中高压功率变换器的输入时，往往需要用变压器降压。图4 1 ( a ) 、( b ) 中 的输出变压器采用单输入单输出的变压器，开关电源的输出加在经串联( a ) 或并 联( b ) 连接的变压器原边上，( c ) 中采用具有相互隔离的多个副边绕组变压器。在 传统的两电平逆变器中，普遍采用( c ) 中的方案【5 0 】。在中高压功率变换器中， 高隔离电压要求，而且输出组数多，采用该种常规方案的驱动电源，具有体积重 量大、系统复杂、高电压区域接线困难，可靠性较低等缺点。 1 3 基于电流型交流母线的高压隔离驱动电源介绍 在上述的采用变换器多路输出技术的电源中，要实现高压隔离，必须要设计 出耐高压隔离电源变压器。高压隔离的要求给工艺和结构上都带来很大困难，要 解决这方面的问题，有很多重要方面需要解决。在耐压等级很高，需要驱动的路 数很多时，由上述不同母线结构的介绍引出了以下思路： 为了提高变压器的隔离电压、有效缩小变压器的体积，设想若原边线圈匝数 为1 或很少几匝的话，原边线圈可以采用高压电缆，而且所有变压器可以在原边 串联，也就是说，可以用一根高压电缆作为一组变压器的公共原边，这样一来， 隔离驱动的个数也就是串联变压器的个数增减非常简单，一套开关电源足以给功 率变换装置中的所有大功率电力电子器件提供驱动电源，而且，在功率装置中各 个隔离变压器的位置也可以根据所要驱动的功率开关的位置，非常简便和灵活地 安排“”。电路总体结构如图1 4 所示。 咽印印 浙江大学硕士学位论文 串联型电流母线 图l 一4 电流型高压隔离驱动电源结构图 这种新的高隔离电压、多输出开关电源，既能很容易地满足高压隔离，又具 有优良的高频隔离特性，特别适合于作为中高压功率变换装置中功率开关的隔离 驱动电源。其中的高频交流电流源实现方式之一是：先用b u c k 电路产生一个恒 定的直流电流，再由逆变电路将其变换为幅值恒定的高频交流电流。通过串联型 的交流母线传输到各路隔离变压器的原边。单匝原边线圈的隔离变压器的输出经 过整流、滤波以及一种电流源型稳压电路后，为功率器件的驱动电路供电。 1 4 课题研究的内容和意义 一、本论文主要研究内容 1 、高压隔离驱动电源结构及其各部分原理分析 这一部分主要介绍电流型高压隔离驱动电源中一次侧和二次侧的原理和拓 扑选择。分析了采用线性电路实现的二次侧稳压电路的工作原理和优缺点，最 后提出了新的二次侧稳压电路拓扑电流型p w m 开关变换器。 2 、一次侧高频电流源的大功率化设计 在已实现的高频电流源的基础上，根据新的指标要求，加入功率因数校正 电路，对系统的主电路拓扑、控制方式、谐振网络以及各项参数重新进行设计， 最后给出仿真结果。 3 、二次侧电路建模与损耗分析 首先对用于隔离与传递能量的磁环变压器进行损耗分析，其次通过对新提 浙江大学硕士学位论文 出的电流型开关变换器进行建模，得到其补偿网络的设计原则。最后运用损耗 分析得出开关型电路相对于线性电路的效率和体积优势。 4 、二次侧电路设计中若干问题和实验结果 介绍二次侧实际电路设计过程，提出遇到的问题和解决方案。通过仿真验 证理论分析的正确性，给出实验结果并进行比较分析。 二、课题研究的意义 在课题组原有基础上重新设计了高压隔离驱动电源，各项指标都有了提高， 增大了额定输出功率，加入了功率因数校正电路，采用了新的控制方法。这些改 进的方面将更有利于这一驱动电源的应用。增大了的功率使其能被应用到更高功 率的电力电子装置中，驱动的路数可以迸一步的加大。新的控制方法更加灵活， 稳定，使负载端的变化不至于对一次侧电路造成太大影响。功率因数校正电路的 加入，既抑制了谐波对公共电网的污染，又能更好地拓宽电网电压变化的适应范 围。 本文提出并实现了电流型p w m 开关变换器电路，应用新的拓扑结构和控制 方式，实现了d c ( i ) 一d c ( v ) 的转变。在原先的二次侧稳压电路，开关管工 作于线性放大区，这样会产生很大的热量。由新的电路替代后，工作在饱和区和 截止区，快速通过放大区，开关管基本不发热，不仅可以提高效率，同时可去掉 散热板，有利于模块的小型化、轻型化。另外，根据所提出的拓扑结构和和控制 方式，可以推广到其他的d c ( i ) 一d c ( v ) 转变的电路，得到一系列对应于电 压型开关变换器的拓扑。所以这一新的研究在工程上和学术上都有很大价值。 浙江大学硕士擎位论文 第二章高压隔离驱动电源结构及其各部分原理分析 新型的高压隔离驱动电源的结构如图2 1 所示。可以将它简单分成三大部 分进行分析，包括实现高频电流源功能的一次侧主电路、在一次侧和二次侧之 间传递能量的高频电流母线和磁环变压器以及实现稳压功能的二次侧电路。本 章中将分别对这几部分进行介绍和分析。 图2 1 高压隔离驱动电源结构框图 2 i 一次侧主电路结构 实现输出高频电流功能的一次侧电路主要包括三个主体：恒流源电路、开 关切换电路和谐振网络，如图2 2 所示。 图2 2 一次侧主电路结构 1 、恒流源电路：由一个b u c k 电路实现恒流源电路的功能。电路拓扑如图2 3 所示，由于要实现恒流源的功能，不能有输出电容，所以输出电感l 电感量需 要设置的较大，保证额定电流情况下输出电流连续且具有很小的纹波。由图 中可以看到，比较特别的是需在输入端和输出电感端接二极管续流，在后级 全桥电路死区时间内，为了防止电感上电压过大，它起到过压钳位以及电感 浙江大学硕士学位论文 再享已 j丰：! i m 图2 4 开关切换电路拓扑 3 、谐振网络：如图2 5 所示，采用了两级l c 滤波的方式，与电压型的l c 滤 波器不同的是电容电感的位置刚好对耦，前级可以滤除高次谐波，以及限制 负载电流幅值，后级可以改善电流波形，使输出近似为正弦波的电流。 ，1 崽。 絮。， ，：_ r 厂，： 1 j 1 _ 牛c 牛c 2 厂u ，j 上 图2 6 两级l c 滤波电路 文献1 6 中，对一次侧高频电流源主电路部分的工作过程进行了详细分析， 这里不作赘述。对于阻性或感性负载分别可以得到以下结论： ( 1 )当负载为电阻性负载时，负载电流为矩形波，二极管d 1 只在全桥死区 时间流过，负载电流谐波含量较高，电流大小只跟开关管q 1 的占空比 ?4竺 萝 浙江大学硕士学位论文 以及负载大小有关。 ( 2 ) 当负载为电感性负载时，负载电流为梯形波，谐波含量较低( 当负载电 感很大时，电流为三角波) ，二极管d l 导通时间比较久，同时实现了零 电流关断，负载电流大小跟开关管q 1 的占空比、负载感抗大小有关。 2 2 二次侧稳压电路改进 2 2 1 线性稳压电路分析 在原先的设计中，二次侧的稳压电路采用线性电路实现，电路的优势在于。1 ： ( 1 ) 电源稳定度及负载稳定度极高； ( 2 ) 输出波纹电压较小； ( 3 ) 瞬态响应速度快； ( 4 ) 线路结构简单，可靠性高；故障率低，理解和维修起来简单、容易； ( 5 ) 没有开关干扰隔离性能好。 实际应用的电路图如图2 7 所示，该稳压过程相当于电压峰值控制模式，对 其工作过程分析如下： 开启时f 。给电容充电，当电容上电压升高到一定程度时，电阻r 3 上电压升 高，即t l 4 3 1 的参考极的输入电压升高。而t l 4 3 l 相当于一只性能优良、使用 方便的电压可控性集成二极管，在原理上它是一个单端输入、单端输出的直流 放大器，2 5 v 的精密基准电压源与参考极的输入电压相比较，只要参考极的电 压一超过2 5 v ，t l 4 3 1 就会导通；t l 4 3 1 导通后，它的导通电流随v 。f 的上升而 增加，此时q 1 将开始导通且电流增加，v r 5 电压升高导致m 1 放大导通。而且 随着输入电压越大，t l 4 3 l 的参考极电压越高，导通电流越大，q 1 的电流i c 增 大，m l 的导通脉宽越宽，这是一个负反馈，而且m 1 的放大导通也为电流提供 了一个释放通道。 图2 7 缚陛稳压电路 + 浙江大学硕士学位论文 但是这种线性电路在应用中也存在很大的问题： ( 1 ) 由于开关管m 1 始终处于线性放大区，它本身的功耗就会随电源输出负载功率 的降低而增大，使其急剧地发热。为了能保证管子正常工作，除选用功率余量 大的管子外，还必须给管子加上较大的散热片，这会导致体积增大，重量增加。 ( 2 ) 由于线性电路效率较低而导致的体积大，又会使其作为高压驱动辅助电源时 易于对驱动电路引入干扰，还增加绝缘困难。 2 2 2 阀值开关稳压电路 文献1 6 中提到，己实现了类似开关型稳压电路如图2 8 所示。工作过程简单 描述如下：r 6 、r 7 和z 1 组成稳压电路，z 1 采用t l 4 3 1 精密稳压管，当输出电压 低于l ( 咒+ 马) 咒l + 时，q 3 导通，d 2 反向阻断，使得m 1 截止，二极管d 1 导 通，输出电压升高；当输出电压高于l ( 咒+ 马) 民l 时，z 1 阴极电压变低， q 3 截止，q 1 、q 2 的基极通过d 2 的导通抬高，q 1 导通从而使得m 1 导通，输入电 流通过m l 续流，负载电压降低，从而达到稳压目的。 这一电路还没有以p w m 方式实现控制，输出波动比较大，且开关频率有变 化，难以设计滤波参数，并没有从真正意义上实现开关型电路。 j 艘泗睦瑙一舾ki 哆 r 弘刚_ _ l 三 + 三= c l z 1n r 7 u 图2 8 阀值开关稳压电路 2 2 3 新型开关型稳压电路 + 为了解决上述提到的线性电源所遇到的问题，考虑到开关电源具有功耗小、 效率高、体积小、重量轻稳压范围宽、滤波效率高、电路形式灵活多样等优点， 本文提出了一种针对电流源型输入的p w m 开关电源。 浙江大学硕士学位论文 2 2 2 。1 拓扑选定 由于电路的输入是直流电流而不是电压，所以一般的电压型d c d c 拓扑不能 够直接套用。对比电压型线路，从理论上来说至少可以采用两种拓扑实现，如图 2 9 所示。 ( a ) 上 砭z s d + 图2 9 电流型开关变换器的两种拓扑结构 第一种结构如图2 9 ( a ) 所示，先由电流给电容充电，在电容上建立电 压，之后经过经典的b 0 0 s t 电路结构，可将输出电压稳定在额定值。但该电路 中电容c 上电压没有泄放途径，只能通过电感l 流出，当控制不当时容易造成 过压。或者再加入泄放回路，这就又回到了线性电路的工作状态，违背了提出 开关电路的思路。 第二种结构如图2 9 ( b ) 所示，当开关管关断时电流给电容充电，电容 电压抬升，达到额定值后反馈控制使开关管闭合，电容通过电阻放电使得电容 电压下降，为使输出电压稳定，则电容上升的电压应等于电容下降的电压。从 理论上分析，这种结构比较适合作为开关型稳压电路的拓扑结构。最后还需通 过仿真和实验来进一步验证。 2 2 2 2 开关型电路工作原理分析 电路各个工作模态下的等效电路如图2 一l o 所示，图2 1 1 为其对应的工 作波形。 在分析之前，先作如下假定： 所用电力电子器件理想，即q 和d 的导通和关断时间为零。通态电压为 零，断态漏电流为零； 在一个开关周期中，输入电流保持不变； 电容为无损耗的理想储能元件； ( 1 ) 开关模态1 【o t o n 】 图2 1 0 ( a ) ，在t = 0 时，开关管q 导通，输入电流l 通过q 短路直通，输 浙江大学硕士学位论文 出电容通过负载r 放电，输出电容c 两端电压线性减小。 c 等一厶 ( 2 1 ) d f 当t = t 0 。时，1 l c 达到最小值，在q 导通期间，u c 的减小量为： 峨( _ ) - 等 ( 2 2 ) c ( a ) q 导通 岛仁l _ = l 斗 i - 比卜 卜卜 tb t 卜 ( b ) q 关断 图2 1 0 不同开关模态下的等效电路 图2 一l l 工作波形 ( 2 ) 开关模态2 【t o n t 】 图2 1 0 ( b ) ，在t = t o 。时，开关管q 关断，输出电容c 两端电压线性增加。 c 誓；“ ( 2 3 ) 出 。 当t = t s 时，u c 达到最大值，在q 关断期间，l l c 的增加量为： 眦( + ) - 学( 1 _ 卵 ( 2 4 ) 稳态工作时，电容电压波形为一个三角波，q 导通期间电容电压减小量 ( - ) 等于q 关断期间电容电压增加量( + ) ，从式( 2 2 ) 和( 2 4 ) 可以得 到： 浙江大学硕士学位论文 塑：尘量n d 订 cc 、 上式可简化为： = ( 1 d ) 厶r ( 2 5 ) ( 2 6 ) 在开关型电路中，开关管工作于开关状态，发热量小，可去掉散热片，大 大减小驱动模块的体积和重量，使得该模块直接贴在负载端附近。但也有一些 缺陷，其输出电压的纹波较大，且开关模式会产生一定的电磁干扰。 2 3 本章小结 本章首先对高压隔离驱动电源的总体结构进行了介绍，将其分解为三个主 体部分。分析了一次侧高频电流源的组成以及工作原理。对原先采用的线性稳 压电路进行介绍，指出其优缺点。为了解决线性电路固有的问题，提出了电流 源型p w m 开关变换器的概念，用这种新型的开关电路实现d c ( i ) - d c ( v ) 的稳压过程通过分析选定它的拓扑结构，并阐述了它的工作过程。 浙江大学硕士学位论文 第三章一次侧高频电流源的大功率化设计 在原先的基础上对一次侧高频电流源的设计提出了新的要求，主要包括： ( 1 ) 最大输出功率：p m “= 1 0 0 0 w ； ( 2 ) 具有功率因数校正( p f c ) 功能； ( 3 ) 一次与二次侧电路之间隔离电压 1 6 k v 。 所以在本章中针对这一要求，对一次侧电源进行改进设计。 3 1 电路结构改进 如图3 1 所示，改进后一次侧高频电流源的电路结构包括：整流电路、功率 因数校正电路、恒流源电路、开关切换电路、谐振网络和辅助电源。输入主电路 的工频交流电经整流电路整流成直流输给功率因数校正主电路，采样滤波电容前 直流电压和输出电压经功率因数校正控制电路实现电路功能。之后接恒流源主电 路，采样开关切换电路后以及谐振网络后电流，在恒流源控制电路中进行双环控 制，实现对主电路的控制。输出的幅值恒定的直流电流经开关切换电路变换成幅 值恒定、方向周期性交变的方波电流，这里的开关切换控制电路采用开环控制方 式。得到的方波电流经过谐振网络后，输出高频正弦电流。 图3 一l 一次侧高频电流源的电路结构 浙江大学硕士学位论文 3 2 电路各部分拓扑选择 3 2 1 功率因数校正电路 在含有a c d c 的变换器的电力电子装置中，通常由交流市电经过整流和大 电容滤波后得到较为平滑的直流电压。由于二极管的非线性和滤波电容的储能 作用，使的输入电流( 即电容器的充电电流) 成为一个时间很短、峰值很高的 周期性尖峰电流。这种畸变的输入电流除了含有基波外，还含有丰富的高次谐 波份量。滤波电容越大，电流畸变越严重。高次谐波倒流入电网，会引起严重 的谐波污染，造成严重危害。5 k w 以下的电力电子装置中，应用广泛的是有源 功率因数校正技术。从原理上说，任何一种d c d c 变换器拓扑，如b u c k ，b o o s t ， f l v b a c k ，s e p i c ，乃至c u k 变换器都可用作p f c 的主电路，但是由于b o o s t 变 换器的特殊优点，目前是p f c 的主流拓扑【1 8 】。 3 - 2 - 1 1 几种可选的拓扑 目前中功率单级p f c 已经有多种拓扑的应用，其中包括非隔离的传统的单 开关b o o s t 型功率因数校正电路( 图3 2 ) 、隔离的推挽式b o o s t 型( 图3 3 ) 和全桥式b o o s t 型功率因数校正电路( 图3 4 ) 。 本 世一。皇j _ j ji 图3 2 传统的单开关b o o s t 型p f c a _ _ j 7 ”一i- 晕i星 - j 吝j 备 图3 3 单级隔离推挽式b o o s t 型p f c 拓扑 r r o 浙江大学硕士学位论文 厂ll t j l2 i刍弓型与 2 j 刊聃i 一 2 图3 4 单级隔离全桥式b o o s t 型p f c 拓扑 在本电源系统中，通过电流型交流母线及磁环变压器已经与二次侧实现了 隔离，在一次侧的电路中不必要使用隔离型电路，而隔离的推挽式b o o s t 型 和全桥式b 0 0 s t 型功率因数校正电路具有其自身的缺陷，例如拓扑复杂，控 制器设计复杂，对漏感要求惠，对偏磁反应灵敏，功率管个数增加等等。所以 采用非隔离的单开关b o o s t 型功率因数校正电路，利用其成熟、可靠、简单 的优点实现功率因数校正级电路的设计指标。 单开关b o o s t 型p f c 的工作方式：如图3 2 所示，当开关管s 1 导通， 则二极管d 反向截止，输入电压通过整流桥后加在输入电感l 上，电感电流上 升，上升速度与输入电压成正比；当开关管s l 关断，d 导通，电感l 通过二 极管放电，放电速度与输出电压和输入电压之差成正比。通过调节s 1 的占空比， 就可以控制l 上的电流大小。 单开关b o o s t 型p f c 技术其最大的优点在它的输入电感上。当输入电感工作 在c c m 模式下，输入电流开关纹波最小，大大的降低了输入e m i 设计方面的难度。 如图3 5 为经过校正后的输入电流i l 、i 1 波形和输入电压v d c 、v i 波形。由图可见， 输入电流被p w m 频率调制，使原来呈脉冲形状的波形，调制成接近正弦( 含有 高频纹波) 的波形。 图3 5 经过校正后的输入电流i l 、i ，波形和输入电压v d c 、v i 波形 1 6 浙江大学硕士学位论文 3 2 2 恒流源主电路与开关切换电路 恒流源主电路的拓扑基本采用原先的拓扑结构，如图3 6 所示。由一级 b u c k 电路加全桥逆变电路组成。b u c k 电路通过输出大电感产生近似恒定的 恒流源，再通过全桥逆变形成高频交变方波电流，电路的工作模态在电阻性负 载和电感性负载有一些不同，具体工作过程的分析可参考文献1 1 6 】。 3 2 - 3 辅助电源 y d c 图3 6 恒流源主电路与开关切换电路拓扑 本系统辅助电源需要给主功率部分的各个控制电路和驱动电路供电，考虑 到现在主电路结构改进为三级系统，在原先的基础上前级多加了功率因数校正 电路，辅助电源输出的供电路数比较多，规格不一，分布比较分散。如果采用 传统的多路输出直流母线供电，分散的控制电路供电会给布板、跳线带来很多 不变，同时过多的引线容易受到电磁干扰。 考虑采用高频母线技术。将市电5 0 h z 电压通过a c a c 变换为一个高频的 交流低压电压母线传给控制器用电处，在用电处用整流电路和三端稳压芯片 7 8 x x 将其稳定为所需要的电压，由于母线频率高，那么整流电路的变压器可 以很小。这样电路的布线会很容易，由于走线少，不易受到外界干扰。 a c a c 电路采用普通的半桥电路，优点是简单、成熟，可靠，电路示意图 如图3 7 所示。 1 7 浙江大学硕士学位论文 图3 7 半桥电路实现高频交流母线的辅助电源结构 3 2 4 谐振网络 前级全桥开关切换电路输出为近似交变方波，谐波电流分量( 或称总谐波 畸变t h d ) 较大，高频的辐射将会遍布整个被驱动的装置，对其他部分的正常 工作会有一定的影响。当负载轻的时候，开关管开关过程还会出现很大的冲击， 电流波形差，这就需要在实际电路中串联一个较重的负载。以改善电流波形， 同时限制负载的最大电流，但是假负载上损耗很大，估计会占据l 4 的系统容 量，严重增加了系统的负担。在原先的系统中，设计加入了一级谐振网络，改 善了电流波形。现在由于输出功率以及频率的变化，对于谐振网络的结构需要 重新设计以适应新的系统。 3 2 4 1 单级l c 滤波技术常k 型两元件r 型低通滤波器 ( 1 ) 基本原理 一般常规的常k 型两元件1 1 型低通滤波器如图3 8 ( a ) 所示。串臂阻抗z 1 与并臂阻抗z 2 的乘积z l z 2 = ，屿( 1 ，嵋) = 0 c i = 世，一旦0 、c ，制确定 后，k 为常数，不随频率变化，故称为常k 型两元件r 型低通滤波器【3 9 】。对于 电流型的电路而言，电路结构与电压型形成了对耦的关系，其结构如图3 8 ( b ) 所示。其中将电压型的电容变换为电感，电感变换为电容，串并联结构互换。 浙江大学硕士学位论文 u l ( a ) 电挫型( b ) 电流型 图3 8 常k 型两元件r 型低通滤波器 由于0 q 具有阻抗平方量纲，故常数足也可用滤波器的另一重要参数胄 表示，踯l f | c f = k = 鼯r = l f c f 。 四端网络在输入端、输出端均处于阻抗比配时工作最好，图3 8 所示的四 端网络的输入端、输出端特性阻抗分别为 z c l 一，= z c 2 一，= 覆何葡乏 = 厢可乒面万= 胄乒面j ( 3 1 ) z c l 一，= z c 2 一，= 扛乏再乏鬲 = 而弓乒丽万= r 乒而万 ( 3 2 ) 当国= o 时，z c - 一r = z c z 一，= 乙u = 乙：，= 0 c ，故r 为频率为零时的 特性阻抗，称之为标称特性阻抗。r 型低通滤波器的传通条件为一1 z 1 z 2 o ， 即一1 ( _ ，鸣r ) 2 o ，所以推导得到 0 融0s r( 3 3 ) 当k i = 呜= o 时，必定为零，此为通频带的最低角频率；当 z l i - 呜= 矗时，则彩= 叫三，= 婢，此为通频带的最高角频率，即低通滤波器 的截止频率。可得滤波器的截至频率z 为 z = 可( 2 呜) = 1 ( 2 万再丐) ( 3 4 ) ( 2 ) 0 与c ，的选择 由上述分析可知，0 与c ，值，取决于工与r 选择。这里只针对性分析电 浙江大学硕士学位论文 流型的低通滤波器。对输入的交变方波电流做傅立叶展开： ：! 生( s i n 甜+ ；s i n 皑；s i n 皑f + + 三s i n q f ) ( 3 5 ) 万j)胛 式中= 2 矿；国。= f 国，f = 1 ，3 ，5 珂。 实际电路中往往具有较高的二次与三次谐波电流，故实际的滤波器正的选择 要低到二次或三次的谐波频率才能得到满意的正弦波形。显然z 选的低，0 、q 值将增大，体积将会增大；但若正低，谐波频率处的衰耗将增大，可得到较好的 正弦波。 令叩= 厂z 为无量纲频率或通用频率，由式3 1 和式3 2 、可得 z c l 一，= r 乒磊再= 月扛孑 ( 3 6 ) z c 2 一，= r 乒丽石= r 扛孑 ( 3 7 ) 由上述两式，可得z c 。，、z c ：，与通用频率叩的关系如图3 9 所示。 z c 一 毋 r 0焉_ 。 1 ”孑 i ( a ) 电压型 z c l ， 一 凡 霄 一一 1 ij ，矿 i ( b ) 电流型 图3 9 z c 与通用频率卵的关系 在通带内只有当负载电阻墨等于特性阻抗时才能使衰耗真正为零。然而由 图3 9 可以看出，z c 在通带内并不是常数，故也需取某一个合适的值，使其在 通带内与乙的正负偏差适中，滤波器才能传送较多的有功功率，而返回到电源 的无功功率较少。，在r 型低通滤波器中咒与z c u 端相接，设吃在z c ：一，曲线 上的位置适中，近似取也= ( o 5 o 8 ) r 。当系统的输出功率和输出电流已知时， 2 0 浙江大学硕士学位论文 墨就是已知量，则滤波器的标称特性阻抗r 即可选定，如将五选在二次谐波频率 处，将其代入式3 6 中，即可决定三，、c ，的值。 3 2 4 2 谐振型l c 滤波技术串并联谐振滤波器 前面所分析的单级l c 形式的滤波器存在滤波效果与负载大小有关、输入 阻抗对于基波不是纯电阻等缺陷。图3 1 0 ( a ) 所示串并联谐振四阶l c 滤波 器p 明克服了这些缺点。0 ，、c ，对基波串联谐振，三，2 、c ，：对基波并联谐振： 对基波的输入阻抗为负载r ，输出电压t h d 可小于2 。利用上节中的理论， 将其对耦到电流型的结构中，则可得到如图3 1 0 ( b ) 所示的拓扑结构。 ( a ) 电压型( b ) 电流型 图3 1 0 串并联谐振滤波器 设基波角频率为q ，q 弓。= 1 q c ，串联谐振之路对基波的阻抗为零； q 匆：= l q g ：，并联谐振回路对阻抗为无穷大，故滤波器对基波分量无衰减。 串并联回路对n 次谐波的阻抗z l 。、z 2 。分别为： z l 。= 嘲0 。+ l ”q c ，= ，q 0 。( ”2 1 ) h ( 3 8 ) 弘以志+ 即嘞 - 去赤 ， 空载时滤波器n 次谐波的输出电流为 l 。= 。z 2 。( z l 。+ z 2 。) ( 3 1 0 ) 虽然串并联谐振滤波器解决了单级l c 形式的滤波器的一些固有缺陷，但 其本身也存在问题。举例计算一额定容量为1 0 0 0 v a ，输出电流为5 a 7 0 k h z 的 系统。若选c ，：= 5 7 n f ，则与：、c ，：的基波阻抗为4 0 欧姆，0 ：、c ，：流过的 浙江大学硕士学位论文 电流均为8 7 a ，无功功率均为3 0 2 8 w ；若选c 门= 5 2 0 ，z f ，则三门、c ，l 的基波 阻抗为4 3 7 欧姆，三n 、c 。流过的电流均为2 6 3 a ，无功功率均为3 0 2 8 w 。因 此，为得到1 0 0 0 v a 的正弦输出，整个滤波器需要承受1 2 1 1 2 w 的无功功率， 此滤波器的体积、重量大，且损耗大。 因此上述通过对两种不同滤波器优缺点的分析，单级l c 滤波技术虽然存 在滤波效果与负载大小有关、输入阻抗对于基波不是纯电阻等缺陷，但其结构 简单，无功功率损失小。相反，四阶的串并联谐振滤波器虽然弥补了单级l c 滤波技术的缺陷，但整个滤波器所需承受的无功功率在较大功率的系统中来讲 是一个很大的负担，这在上段的预估算中已经得到了证实，所以它适合于小功 率方波逆变场所。在本系统中，考虑采取前一种方式常k 型两原件r 型低 通滤波器。 3 3 电路主功率部分控制方式 3 3 1 功率因数校正电路 常用的控制a c d c 开关变换器实现a p f c 的方法有三种，即电流峰值控 制、电流滞环控制，平均电流控制。表3 1 给出了三种方法的基本特点1 8 。 表3 1 常用的三种p f c 控制方法 控制方法检测电流开关频率工作模式对噪声适用拓扑注 电流峰值开关电流恒定 c c n 敏感 b o o s t 需斜率补偿 电流滞环电感电流变频c c m敏感 b 0 0 s t 需逻辑控制 平均电流电感电流恒定任意不敏感任意需电流误差放大 平均电流模式对噪声不敏感，能处理好连续与非连续模式下的电流波形， 对轻重载都能实现很好的功率因数调整，因此大部分的p f c 控制方式都采用平 均电流模式。 图3 一l l 所示为非隔离的单开关b 0 0 s t 型功率因数校正电路的控制模型。 它由电压外环与电流内环组成。电压外环包含电压反馈和前馈部分，反馈部分 使系统有稳定的电压输出，通过与参考电压相比，经p i 调制后，获得电压环误 浙江大学硕士学位论文 差送入乘法器；前馈电路采集输入电压波形，送入乘法器，该波形随着输入电 压的升高而升高，形成正反馈，造成系统不稳定，因此再采集一个输入电压的 有效值，乘法器除以该有效值的平方，即可使输入电压波形的采集信号随输入 电压有效值的升高而降低，获得平稳的输入特性。乘法器的输出作为电流内环 的参考信号，该信号是一个正弦全波整流信号，电流环经过p i 调制后得到输出 值，该值与三角载波信号比较后得到p w m 信号。 图3 一1 1 非隔离的单开关b o o s t 型功率因数校正电路的控制模型 为了实现上述的控制模式，采用高功率因数校正器集成控制电路芯片 u c 3 8 5 4 a m 。其特点是可以控制输入端功率因数接近l ；限制输入电流t h d 小 于3 ；采用平均电流控制方法；恒频控制；电流放大器的频带较宽( 5 m h z ) 等。其具体工作原理及应用可参见文献。 3 3 2 恒流源主电路与开关切换电路 对由b u c k 电路实现的恒流源主电路和由全桥变换器实现的开关切换电 路，它们的控制方式目前有两种可以选择，由单块控制芯片实现两个电路的控 制或者由两块不同的控制芯片实现针对性的控制，下面来分析它们的工作方式 和特点以得到合适的控制方式。 3 3 2 1 单芯片控制方式 单芯片的控制方式要求这一控制电路输出一路用于控制由b u c k 电路实现 浙江大学硕士学位论文 的恒流源主电路，还有一路用于控制由全桥变换器实现的开关切换电路。经过选 择，美国u 血仃o d e 公司u c 3 8 7 5 控制芯片能够符合这个要求，u c 3 8 7 5 的特点及 其具体工作原理可参考文献。虽然它是针对移相控制方案推出的p w m 控制芯 片，适用于全桥变换器中驱动四个开关管。但是，经过设计只需要简单的附加电 路就可以提供主功率电路所需要的二路控制输出。 这种控制方式中，只采样经过全桥变换器后的交变方波电流，经整流滤波后 反馈给控制芯片，由这一输出电流大小控制o u t a 相对o u t d 和o u t b 相对 0