（控制理论与控制工程专业论文）电压型pwm整流器直接功率控制研究.pdf

摘要 摘要 在目前的变流装置中，如变频器、逆变电源、高频开关电源等，采用二极 管不可控整流电路或晶闸管相控整流电路，电网被注入大量的谐波以及无功， 造成了严重的电网“污染”。而三相电压型p w m 整流器具有输出电压恒定、单 位功率因数运行的特点，可以实现电能回馈电网，真正实现电能的“绿色变换”， 提高电能的传输和利用效率，从而解决电网“污染”的问题。 本文以三相电压型p w m 整流器为研究对象，采用了直接功率控制( d i r e c t p o w e rc o n 的l d p c ) 策略，与其他控制策略如电流控制策略、非线性控制策略 等相比，其主要优点就是结构简单、动态响应快、抗干扰性能好。 本文主要包括下列内容：在分析整流器控制原理的基础上，分别建立了在 口6 c 三相坐标系、n 毋两相静止坐标系、由旋转坐标系下的数学模型；分析了传 统功率在整流器控制中的缺点，继而引进瞬时功率理论。通过对现行电压型p w m 整流器的直接功率控制策略的仿真结果分析表明，利用开关表同时对有功功率 和无功功率进行调节，对无功功率的调节能力强于对有功功率的调节。则导致 了在暂态和抗干扰过程中有功功率、直流电压出现较大的波动，系统跟踪参考 值速度慢，对负载运行不利。对此，本文提出了根据有功功率瞬时值与其差值 设定变无功功率参考值的新策略。通过m a t l a b ，s i 舢l i i l l ( 仿真表明，该新策略有效 地抑制了直接功率、直流电压的波动，加快了有功功率、直流电压的跟踪速度， 提高了系统的抗干扰能力。 关键词：p w m 整流器；直接功率控制；变无功功率参考值 a b s t r a c t a b s t r a c t r e c t i f i e 陪c o m p o s c do f t h ec o n v e n t i o n a lt l l 舛s t o ra n dd i o d ea r ew i d e l yl l s e di n c o n v e r t e r s ，s u c h 解仃a n s d u c e r ，i n v e r t c f ，孤dl l i g h - 丘e q u e n c ys w i t c hp o w e lt h e yc a u s e i n h e r 蚰td r a w b a c k s ，s u c ha sh 锄o n i c sa n dr e 枷v ep o w e v e ns e r i o u sd o c t r i c n e t w o r kp o l l u t i o n 1 1 1 1 p r o “n gt h ee 虢c t i v c l l e s so fl n i l i z a t i o na i l d 仃a i l 锄i s s i o n ， t l l l 优一p h a s ev o l t a g es o u r c ep w m r e c t m e r si st os o l v ed e c t r i cn e 呻o r kp o l l l n i o i i ，a n d a c l l i e v e “g r c e n 打a i l s m o n ，w i t hu n i t yp o w e rf a c t o r ，s t e a d yd cv o l t a g eo u t p u t b i n d i r e c t i o n a le i l e r g yf l o w t h i sp a p e rf o c 璐懿o nm es 眦e g yo f m et 1 1 r o e - p h 嬲ev o l t a g es o u r c ep o w e rp w m r e 吐i f i e r sb a s e do nt h ed i r e c tp o w e rc o n 仕0 1m e o 黟t h ea d v a l l t a g e so f m i sm e t l l o da r e s i m p l es 咖c t u r e ，f 缸td y n 锄i cr e s p _ o m e ，a 1 1 db 甜盯a b i l i t ya g a i l l s t r e s i s t a i l c c d i s t u r b a i l c e ，c o m p a r e dw i mc i 【r r e i l ts 咖t e g y a n dn o i l l i n e a r m r o ls 缸a t e g y t h es u 伽a r yo fm i sp a p e ra r ea sf o l l o w s ：a n a l y z i n g l ef e c t m e r s p r i n c i p l e ，t h e m a m 锄a t i c a lm o d d si n 口6 cc o o r d i n a t e ，筇c o o r d i n a t e ，砌c o o r d i l l a t ea r es c tu p r c s p e c t i v e l y ；m ed i s a d v 粕t a g eo fc o n v 锄t i o n a lp o w e rm o o r yi ss h o w l li i lc o m p a r i s o n w i mi n s t a i l t a n e o 懈p o w c rm e o 哆m es i m u l a t i o nr 嚣u l t so f td i r c c tp o w e r c o n 仃o i ( d p c ) 仍rv 0 1 t a g es o u r c ep w mr e c t i f i e r sp r o v 鼯t l l es w i t c l l i n gt a b l eo ft l l e d p cs y s t e me x e r t ss 仃o n g e ra d j l l s 仃n e n to nr e a c t i v ep o w c rm a no na c t i v eo m ，m u c h m o r ef l u c t l l a t i o no f 枷v ep o w e r 舭dd cv o l t a g ed u r i n gt h es 锄i i l gs t a t ea 1 1 dl o a d d i s t i | r b 锄c ca r ef o l h l d ，船w e l l 猫1 0 、柑仃a c 虹r 喀a _ b i l i 咄t l l o s ea r eu n f a v o r d b l ef o rm e l o a do p 锄t i o n t 1 1 i sp a p e rp r o p o s 鼯an 删咖t e g ys e t t i n gr c l 研e n c ef c t i v ep o w e r d e f i n e db yt l l e 黜r b e t w e c i lt l l ei n s t a i l t a n e o l l sa c t i v ep o w e ra n d 耐b r e n c ea c t i v e p o w 既t h es t r a t e g yd e 渊鼯t l l en u c t l l a t i o no fa c 丘v ep o w e r 柚dd cv 0 1 协g e ， e i l l l a n c 舒仃a d d n ga b i l i t yo fa c t i v ep o w c r 锄dd cv o l t a g e 锄dt l l ea b i l 毋o f 柚吐d i s t u 而a n c c s i i i l u l a t i o ns h o w st l l ef e a s i b i l i t yo f t l l en e wc 0 厦m 讲s 昀t e g y k e yw o r d s ：p w mr 。c t i f i e r s ；d i r e c tp o w e rc o n t r 0 1 ；v a r y i n gr e f 酹c eo fr 龃c t i v e p o w 盯 i l 学位论文版权使用授权书 本人完全了解北京机械工业学院关于收集、保存、使用学位论文 的规定，同意如下各项内容：按照学校要求提交学位论文的印刷本和 电子版本；学校有权保存学位论文的印刷本和电子版，并采用影印、 缩印、扫描、数字化或其它手段保存论文；学校有权提供目录检索以 及提供本学位论文全文或者部分的阅览服务；学校有权按有关规定向 国家有关部门或者机构送交论文的复印件和电子版；在不以赢利为目 的的前提下，学校可以适当复制论文的部分或全部内容用于学术活 动。 学位论文作者签名：矽黔漩 泖年弓月庐日 i 汪；菲葆番语文，芒需签字) - 一 经指导教师同意，本学位论文属于保密，在年解密后适用 本授权书。 指导教师签名：学位论文作者签名： 年月 日年月日 硕士学位论文原创性声明 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是本人在导师指导下，进行 研究工作所取得的成果。除文中已经注明引用的内容外，本学位论文 的研究成果不包含任何他人创作的、已公开发表或者没有公开发表的 作品的内容。对本论文所涉及的研究工作做出贡献的其他个人和集 体，均已在文中以明确方式标明。本学位论文原创性声明的法律责任 由本人承担。 签名：谛汪 枷) 年弓月沙日 第l 章引言 1 1 概述 第1 章引言 随着电力电子技术和计算机的发展，出现了以脉宽调制( p w m ) 为控制基础 的各类变流装置，如变频器、逆变电源、高频开关电源以及各类特种变流器。 这些变流装置在国民经济领域中取得了广泛应用，这些变流装置很大一部分都 需要整流环节，以获得直流电压。而常用整流方式采用相控整流或不可控整流 方式。相控整流方式存在动态响应慢、深控下网侧功率因数低等缺点；不可控 整流方式也存在如下缺点：整流器从电网吸取畸变的电流，造成电网的谐波污 染；直流侧能量无法回馈电网。解决这些问题的最根本的方法就是要求变流装 置实现网侧电流正弦化，且运行于单位功率因数。 将p w m 技术引入到整流器控制中，使整流器网侧电流正弦化且运行于单位 功率因数，能够实现能量双向流动，真正实现电能的“绿色变化”。p w m 整流 器分为电压型( v o l t a g es o u r c er e c t i f i e r ，缩写为v s r ) 和电流型( c u r r e mv o l t a g c r e c t i f i c r 缩写为c s r ) 两类。无论在主电路结构、p w m 信号发生以及控制策略等 方面均有各自的特点，并且两者存在电路上的对称性。其他分类方法就主电路 拓扑结构而言，均可以归结为电压型或电流型整流器。 当前，对p w m 整流器的研究领域主要有如下五个方面： 1 关于p w m 整流器的建模研究 p w m 整流器数学模型的研究是p w m 整流器及其控制技术研究的基础。自从 出现基于坐标变换的p w m 整流器数学模型之后，各国学者对p w m 整流器的数学 模型进行了研究，其中r w u ，s b d e w a n 【1 l f 2 】等较为系统地建立了p w m 整流器的 时域模型，并将时域模型分解成高频、低频模型，且给出了相应的时域解。而 c h u n t m m 和d o n g y h u 等则利用局部电路的由坐标变换建立了p w m 整流器基 于变压器的低频等效模型电路【3 1 ，并给出了稳态、动态特性分析。在此基础上， h e i l 留c h mm a 0 等人又建立了一种新颖的降阶小信号模型，从而简化了p w m 整流 器的数学模型及特性分析【4 】。 第l 章引言 2 关于电压型p w m 整流器的电流控制策略研究 在p w m 整流器技术发展过程中，电压型p w m 整流器网侧电流控制策略主要 分成两类：一类是由j w d i x o n 提出的间接电流控制策吲5 1 ：另一类就是目前占主 导地位的直接电流控制策略【6 】【”。间接电流控制实际上就是所谓的“幅相”电流 控制，即通过控制p w m 整流器的交流侧电压基波幅值、相位，进而间接控制其 网侧电流。由于间接电流控制的网侧电流的动态响应慢，且对系统参数变化灵 敏，因此这种控制策略已逐步被直接电流控制策略取代。直接电流控制策略以 其快速的电流响应和鲁棒性受到了重视，出现了不同的控制方案【”，主要包括以 固定开关频率且采用电网电动势前馈的s p w m 控制，以及滞环电流控制【9 】。为了 提高电压利用率并降低损耗，基于空间矢量的p w m 控制在电压型p w m 整流器中 取得了广泛的应用【8 】【1 0 1 。目前电压型p w m 整流器网侧电流控制有固定开关频 率、滞环及空间矢量控制相结合的趋势【l l 】以使其在大功率有源滤波等需快速电 流响应场合获得优越的性能。此外，控制策略上出现了状态反馈控制【7 1 。 3 关于p w m 整流器拓扑结构的研究 在小功率场合，p w m 整流器拓扑结构的研究集中在减少功率管开关和改进 直流输出性能上。j j s h i e h 等对四开关三相电压型p w m 整流器进行了建模与分析 f 1 2 1 。般b o o s t 型变换器直流侧电压大于交流侧电压峰值，为了实现降压功能， 有学者对拓扑结构进行了改造，并取得一定的结果【1 3 1 。对于大功率p w m 整流器， 其拓扑结构的研究主要集中在多电平【1 4 1 、变流器组合1 5 1 以及软开关技术上【1 6 1 。 多电平拓扑结构的p w m 整流器主要应用于高压大容量场合。而对大电流应用场 合，常采用变流器组合拓扑结构，即将独立的电流型p w m 整流器进行并联组合。 与普通并联不同的是，每个并联的p w m 整流器中的p w m 信号发生采用移相 p w m 控制技术【1 ”，从而以较低的开关频率获得了高效的高频控制，即降低损耗 的同时，提高了电流、电压波形品质。同样，可以将电压型p w m 整流器串联组 合，以适应高压大容量的应用场合。此外，在大功率p w m 整流器设计上，还研 究了基于软开关( z v s ，z c s ) 控制的拓扑结构和相应的控制策略，然而这一技术 有待完善。 4 p w m 整流器系统控制策略的研究 关于p w m 整流器系统控制策略研究的具体状况详见1 2 1 5 关于电流型p w m 整流器的研究 长期以来，因为电压型整流器的结构简单、损耗较低、控制方便，所以一 2 第l 章引言 直是人们研究的重点。而电流型p w m 整流器由于需要较大的直流储能电感，以 及交流侧l c 滤波问题，制约了其发展。但是随着超导技术的发展，电流型p w m 整流器在超导储能技术中有更大的优势，因为超导线圈可以直接作为直流储能 电感 1 2 整流器的研究现状 1 2 1 整流器的发展及研究整流器的意义 从电力电子技术发展来看，整流器是较早应用一种a c d c 变换装置。其发 展经过了不可控整流器( 二极管整流) 、相控整流器( 晶闸管整流) 到p w m 整流器 ( 门极关断功率开关管) 的发展过程。传统的整流方式常采用相控整流或不可控 整流方式。相控整流方式存在动态响应慢、深控下网侧功率因数低等缺点。不 可控整流方式也存在整流器从电网吸取“畸变”电流。 伴随着电力电子器件的发展，功率半导体开关器件的性能不断提高，从早 期的半控型功率半导体开关如普通晶闸管( s c r ) 到现在的类型诸多的全控型功 率开关，如双极性晶体管( b j t ) 、门极关断( g t ( ”晶闸管、绝缘栅极双极型晶体 管( i g b t ) 、集成门极换向晶闸管( i g c t ) 、功率场效应晶体管( m o s f e t ) 以及场 控晶闸管( m c t ) ，智能功率模块( i p m ) 等。功率器件的发展促进了变流装置技术 的迅速进步，应用p w m 技术的各类变流装置也随之出现并逐渐成为国内外研究 的热点。经过几十年的发展，整流电路由传统意义上的整流电路发展到现代意 义上的p w m 整流器，其拓扑不断发展，性能也不断提高。现代意义上的p w m 整流器也己经由起初的单相电路、三相电路发展到现在的多相组合、多电平电 路，由单纯的采用硬开关技术发展到采用软开关技术，并具有电压源型和电流 源型等多种形式。 目前，三相全桥电压源型p w m 整流器具有四象限运算能力，能量可以双向 流动。因此，除了可以代替传统的整流电路实现装置的“电能绿色”运行以外， 还存在更为广泛的应用以及更为重要的实际意义。随着电力系统理论的发展和 对电力系统中所存在的问题的认识，如无功功率补偿、谐波抑制等，三相全桥 p w m 整流器已经广泛地应用于改造电网污染和提高电能利用率的有源电力滤波 器( a p f ) 、统一潮流控制器( u p f c ) 和超导磁能储存( s m e c ) ，以及交直流调速 第l 章引言 系统。另外，在对太阳能、风能等新能源的利用方面，p w m 整流器也必将发挥 重要作用。 考虑到三相电压型p w m 整流器具有结构简单、易于控制等优点，目前成为 研究的重点对象。 图1 1 三相电压型整流器拓扑结构 p w m 整流器的主电路拓扑结构近十几年来没有重大突破，主电路设计的基 本原则一直是在保证系统特性的基础上，尽量简化电路拓扑结构，减少开关元 件数，降低总成本，提高系统的可靠性。对于电压型p w m 整流器( v s r ) 最显著 的拓扑特征就是直流侧采用电容进行直流储能，从而使v s r 直流侧呈低阻抗的电 源特性。 文献 1 8 1 9 】中提出了不同的拓扑结构，经比较采用图1 1 所示的电路能够较 好的满足单位功率因数、低谐波、恒定直流电压及功率双向流动的要求。 1 2 2 三相电压型p w m 整流器控制策略 目前，比较新颖的控制策略主要有以下几种2 川： 1 无电网电动势传感器和无网侧电流传感器控制 为简化信号的检测，i n o g i l c l l i 等学者提出了一种无电网电动势传感器p w m 整流器控制策略【2 ”。这一研究主要包括两类电网电动势重构方案：一种是通过功 4 第l 章引言 率估计，另一种是通过电流的偏差求导重构电动势。m r i e s e 则通过直流侧电流 的检测来重构交流侧电流，进而实现无交流电流传感器控制。 2 基于l ”p u n o v 稳定性理论的p w m 整流器控制 针对p w m 整流器的非线性多变量强耦合的特点，常规的控制策略和控制器 的设计一般采用稳态工作点小信号扰动线性化处理方法，这种方法的不足之处 是无法保证控制系统大范围扰动的稳定性。为此，有学者提出了基于l y a p u n o v 稳定性理论的控制策略陶f 2 3 】。这一新颖的控制方案以电感、电容储能的定量关系 建立了l y a p u n o v 函数，并由三相p w m 整流器的由模型以及相应的空间矢量 p w m 约束条件，推导出相关的控制算法。这一方案较好的解决了p w m 整流器的 大范围稳定控制问题。 3 p w m 整流器的时间最优控制 常规的基于砌模型的电压型p w m 整流器控制，一般通过前馈解耦控制，并 采用两个独立的p i 调节器，分别控制相应的有功、无功分量。而有功、无功分量 间的动态耦合和p w m 电压利用率的约束影响了电压型p w m 整流器有功分量的 动态响应。针对这一问题，有学者提出了直流电压时间最优控制【2 4 】：其基本方 法是根据时间最优控制算法求解出跟踪指令电流所需的最优控制电压，并在动 态过程中降低无功分量的响应速度，提高有功分量的响应速度，实现了时间最 优控制。 4 电网不平衡条件下的p w m 整流器控制 般的策略研究总是假设电网是平衡的。实际上，电网经常处于不平衡状 态。当电网出现不平衡时，以三相电网平衡为约束所设计的整流器会出现不正 常运行。不正常的表现：p w m 整流器直流侧电压和交流侧电流的低次谐波幅值 增大，且产生非特征谐波，同时损耗相应增大；p w m 整流器的交流侧电流不平 衡，严重时可使整流器故障烧毁。 5 关于电流型p w m 整流器的研究 长期以来，因为电压型整流器的结构简单、损耗较低、控制方便，所以一 直是人们研究的重点。而电流型p w m 整流器由于需要较大的直流储能电感，以 及交流侧l c 滤波问题，制约了电流型p w m 整流器的发展。但是随着超导技术的 发展，电流型p w m 整流器在超导储能技术中有更大的优势，因为超导线圈可以 直接作为直流储能电感。 5 第l 章引言 1 2 3 三相电压型p w m 整流器的直接功率控制策略 从能量的角度来说，在交流电压一定的情况下，如果能直接控制p w m 整流 器的瞬时功率( 有功功率和无功功率) 在允许的范围内，也就间接得控制了瞬时 电流( 有功和无功电流) 能在允许得范围内，通过控制瞬时功率以达到控制瞬时 电流的目的，从而实现单位功率因数以及电流正弦化。 在2 0 世纪9 0 年代初，t o k i l oo h n i s l i 提出了一种将瞬时有功功率和无功功 率运用于p w m 变换器闭环控制系统中的新型控制策略【8 】，随后t o s h i l l i k o n o g u c h i 等学者进行了研究并取得了进展 矧。整流器的直接功率控制( d p c ) 系统 结构为功率内环、电压外环。根据交流电压及瞬时功率在开关表中选择整流器 所需要的开关量，实现高性能整流。与常用的电流控制策略控制效果相比较， 直接功率控制能够有效的实现单位功率因数控制，以及具有较低的总电流谐波、 高效率、算法和系统结构简单等优点。 就目前直接功率控制策略的研究主要有以下几种： 1 电压定向直接功率控制( v o d p c ) 电压定向直接功率控制( v 0 d p c ) 是整流器d p c 基本控制策略【1 9 】【“，典 型的系统结构如图1 2 所示：图中略去r 的影响，功率和电压估算器根据检测到 的电流、开关函数e 、岛、咒及直流电压“出进行计算，得到瞬时有功功率 和无功功率的估算值p 、g ，以及三相电压砧。、 。在a 猡两相静止坐标系中 的“。、“，p 和碍与参考值的参考量，一和g 一比较后送入功率滞环比较器得到 滞环输出信号s ，、& 。为实现单位功率因数，珂设定为o 。”。、送入扇形 选择器输出电压矢量的位置信号包，由s 。、只，眈共同在开关表中选择所需要 的开关函数s 。、瓯、咒去控制控制主电路功率开关，同时提供给功率和电压估 算器。 2 虚拟链定向的直接功率可控制( v f o d p c ) 为降低开关频率，简化电压和功率算法，降低t h d ，提高整流器d p c 系统 的性能，提出基于虚拟链的直接功率控制【1 9 】i 硼18 】f 2 9 1 ，o 是将电压型p w m 整 流器交流侧虚拟为交流电动机，r 、工表示交流电动机的定子电阻和定子电感， 线电压。、“。、”。是由气隙磁链感应产生的，即线电压导致虚拟磁链矢量。 6 第l 章引言 v f o - d p c 系统结构图如图1 3 所示，工作原理与v o d p c 相似。 图1 2 电压定向直接功率控制系统结构图 3 基于输出调节子空间的直接功率控制策略( o r s d p c ) 3 0 】【3 1 】 ( 1 ) 输出调节子空间( 0 r s ) 设y = y ，y ： 7 为输出矢量，) ，、致分别取为瞬时有功功率和无功功率， 采用瞬时有功功率为电压矢量和电流矢量的标量积，瞬时无功功率为电压矢量 与电流失量的矢量积，则有 m 。p 2 ：。屯a + “9 ( 1 1 ) i y 2 = g = ，r 甜= “。一乇“6 舯r = r 计 输出子空间为整流器输入电压空间r “( m _ 2 ) 中毋= 0 ( f = l ，2 ) 的子空间”， 7 第l 章引言 对应于乃、儿输出调节子空间o r s ( m ) 、o r s ( y ：) 。o r s ( y 1 ) 为沿着r “方向 的直线，0 r s ( y ：) 为沿着“方向的直线，且二者垂直。o r s ( y 。) 、o r s ( y ：) 将 输入空间分为四个区域，每一区域对应于不同的那个毋= o ( f = 1 ，2 ) 的符号，如 图1 4 所示。“。为辫= 蝗= o 输入空间矢量根据图中的乒的符号就可知瞬时 有功功率p 、瞬时无功功率g 的变化趋势，从而及时选择“，控制瞬时功率( 有功 和无功) 。 图1 3 虚拟链定向的直接功率控制系统结构图 ( 2 ) 基于输出调节子空间直接功率控制( o r s d p c ) 系统结构图 0 r s d p c 结构如图1 5 ，电流传感器和电压传感器检测到的电流、电压信号 经3 2 变换得到，如、“。、，由式1 1 算得p 、g ，p 、g 和相对应的参考 值比较后得到瞬时功率差值信号，在选取控制矢量之前，将电源电压矢量“旋 转一个或妒角度，旋转甜就是为了补偿采用近似o r s 所引起的误差【1 4 】。 8 第l 章引言 对应于o r s ( y i ) ，h = e 2 “；对应于0 r s ( y 2 ) ，甜。= e + 。9 甜。“经过p 2 、 g 砷旋转后得到“，根据“及瞬时功率差值信号，多、虿( 瞬时功率和参考值功 率的差值) 在控制矢量选择表中选蚱再经过2 ，3 变化得到开关信号咒、墨、疋， 外环采用积分和的通滤波器结构，抑制直流侧干扰。 n q 。乡弋 玑 4：尊“ j 鼻o 爻繇u ul f t q | | f | 一j 二。 。 。 l ：入 1 醛( 儿) 吐 一，、( 埔墨( 以 图1 4 三相电压型p w m 整流器o r s 图1 5 基于输出子空间直接功率控制系统结构图 9 第l 章引言 1 3 本文的主要研究内容 本文主要以三相电压型p w m 整流器的直接功率控制( d p c ) 系统研究对象， 主要考虑了三相电压型p w m 整流器的d p c 系统在满足性能指标要求前提下的控 制手段，所做的主要包括： ( 1 ) 详细论述了电压型p w m 整流器的拓扑结构及原理；并分别建立了三相电 压型p w m 整流器在4 6 c 坐标系下基于开关函数描述的一般数学模型；应用等功 率变换建立了两相静止坐标系筇、两相旋转坐标系由坐标系下的整流器数学模 型，从而简化了控制系统设计。 ( 2 ) 详细介绍了电压型p w m 整流器的直接功率控制原理，并对其进行控制策 略的仿真。 ( 3 ) 通过分析目前的功率控制策略可知，由于开关表对有功功率调节能力 弱，导致有功功率跟随参考值较弱。另外，有功功率和无功功率之间存在耦合， 在启动动态过程中，有功功率和无功功率相互影响和制约，导致有功功率、直 流输出电压产生较大的波动，且在负载变化时出现了较大动态压降。整流器在 启动过程有功功率跟随参考值能力较弱及负载变化扰时出现了较大动态压降， 影响了负载的正常运行。因此本文提出了一种快速跟踪能力的变无功参考值直 接功率控制策略，并提供了相应的仿真结果。 1 0 第2 章p w m 整流器的拓扑、原理及结构 第2 章p w m 整流器的拓扑、原理及模型 本章通过介绍电压型p w m 整流器的拓扑结构，分析了p w m 整流器工作的 原理，说明了p w m 整流器具有改变功率因数，实现电流正弦化的原因。为了更 好的研究电压型p w m 整流器，建立了其数学模型，为后续章节的研究奠定了基 础。 2 1 电压型p w m 整流电路拓扑 电压型p w m 整流器( v 0 1 t a g es o u r c er e c t i f i e f s v s r ) 最显著的拓扑特征就是 直流侧采用电容进行直流储能，从而使v s r 直流侧呈现低阻抗的电源特性。以下 介绍几种常见的拓扑结构i j “。 1 单相半桥、全桥v s r 拓扑结构 单相半桥和单相全桥电路拓扑结构如图2 1 所示。两者交流侧的结构相同。 交流侧的电感主要用以滤除电流谐波。 l 如 甜 一 1 + 、 一一 阳鱼 “， _ ( z 一 十j i二 一 一 吼 ( a ) 半桥 甜i 嘎_ 一 + 、吼 一 c一一 骂j_ 啦刊( j 一 l 吼 一 图2 1 单相v s r 拓扑结构图 ( b ) 全桥 图2 1 ( a ) 中，单相半桥v s r 只有一个桥臂用了功率开关管，另一个桥臂由两 个电容串联组成，同时电容又作为直流侧储能电容；单相全桥v s r 如图2 1 ( b ) 所 示，采用了4 个开关管的桥路结构。v s r 主电路功率开关管必须反并联一个续流二 极管，以缓冲p w m 过程中的无功电能。通过比较，半桥电路具有较简单的主电 路结构，且功率开关管数只有全桥电路的一半，成本较低，常用于低成本、小 功率场合。进一步研究表明，在相同的交流侧电路参数条件下，要使单相半桥 第2 章p w m 整流器的拓扑、原理及结构 v s r 以及全桥v s r 获得同样的交流侧电流控制特性，半桥电路直流电压应是全桥 电路直流电压的两倍，因此功率开关管耐压要求提高。为使半桥电路的电容中 点电压电位不变，要求采取均压措施，可见单相半桥v s r 的控制相对复杂。 2 三相全桥v s r 拓扑结构 当三相电网不平衡时，控制性能将恶化，甚至发生故障。为克服这个不足， 采用拓扑结构如图2 2 ( a ) 的三相全桥v s r 设计。其特点是：公共直流母线上连接 了三个独立控制的单相全桥v s r ，并通过变压器连接至电网。当三相电网平衡时， 三相全桥v s r 拓扑结构如图2 2 ( b ) 所示，其交流侧采用三相对称无中线连接方式， 采用了6 个功率开关管，这是最常用的三相p w m 整流器。 图2 2 ( a ) 所示的三相全桥v s r 由三个独立的单相全桥v s r 组合而成的，当电 网不平衡时，不会严重影响p w m 整流器控制性能。由于其所需的功率开关管是 图2 2 ( b ) 所示一倍，所以一般较少采用。 2 2 电压型p w m 整流器的原理 整流器作为较早应用的一种a c d c 变换装置，它的发展经历了由不可控整 流器( 二极管整流) 、相控整流器( 采用半控开关器件，如晶闸管) 到p w m 整流器 ( 采全控开关器件，如i g b t ) 的发展历程。传统的相控整流器，应用的时间较长， 技术也较为成熟，得到了广泛的使用，但存在以下问题： ( 1 ) 晶闸管换相引起网侧电压波形畸变； ( 2 ) 网侧谐波电流对电网产生谐波污染； ( 3 ) 深控时功率因数很低； ( 4 ) 闭环控制时动态响应慢。 虽然二极管整流器改善了网侧功率因数，但是仍然会产生谐波电流；另外 二极管整流的不足还在于直流侧电压的稳定性差。针对上述不足，p w m 整流器 已对传统的相控及二极管整流器进行了全面改进。其关键性的改进在于用全控 型功率开关管取代半控型功率开关管或二极管，以p w m 斩控整流取代了相控整 流或不可控整流。因此，p w m 整流器可以取得以下优良性能： ( 1 ) 网侧电流近似正弦波； ( 2 ) 网侧功率因数可控( 如单位功率因数控制) ； ( 3 ) 电能双向传输； 第2 章p w m 整流器的拓扑、原理及结构 0 ( 4 ) 较快的动态响应。 ( b ) 图2 2 三相全桥v s r 拓扑结构 k 也 显然，p w m 整流器已不是一般传统意义上的a c d c 变换器。由于电能的双 向传输，当p w m 整流器从电网吸取电能时，其运行于整流工作状态；而当p w m 整流器向电网传输电能时，其运行于有源逆变工作状态。所谓单位功率因数是 1 3 第2 章p w m 整流器的拓扑、原理及结构 指：输入电流波形正弦，且当p w m 整流器运行于整流状态时，网侧电压、电流 同相位；当p w m 整流器运行于有源逆变状态时，其网侧电压、电流反相位。进 一步研究表明，由于p w m 整流器其网侧电流及功率因数均可控，因而可被推广 应用于有源电力滤波及无功补偿等非整流器应用场合。 图2 3p w m 整流器模型电路 p w m 整流器实际上是一个交、直流侧可控的四象限运行的变流装置。为便 于理解，以下首先从模型电路阐述p w m 整流器的原理。p w m 整流器模型电路如 图2 3 所示，p w m 整流器模型电路由交流回路、功率开关管桥路以及直流回路组 成。其中交流回路包括交流电动势h 以及网侧电感三等；直流回路包括负载电阻 r ，等；功率开关管桥路可由电压型或电流型桥路组成。不计功率开关管桥路损 耗时，由交、直流侧功率平衡关系得 l “r2 o 出“出( 2 1 ) 式中：即，、f 是模型电路交流侧电压、电流； 甜出、么，是模型电路直流侧电压、电流。 由式2 1 不难理解，通过模型电路交流侧的控制，就可以控制其直流侧，反之 也成立。以下着重从模型电路交流侧入手，分析p w m 整流器的运行状态和控制 原理。 稳态条件下，p w m 整流器交流侧矢量关系如图2 4 所示。 为简化分析，对于p w m 整流器模型电路，只考虑基波分量而忽略p w m 谐波 分量，并且不计交流侧电阻。这样可从图2 4 分析：当以电网电动势矢量口为参考 时，通过控制交流电压矢量口，即可实现p w m 整流器的四象限运行。若假设jj 不 变，因此l 即，卜l ，j 也固定不变，在这种情况下，p w m 整流器交流电压矢量， 端点运动轨迹构成了一个以为i 。j 半径的圆。 如图2 - 4 ( a ) 所示，当电压矢量，端点位于圆轨迹a 点时，电流矢量，比电动 势矢量搿滞后9 0 0 ，此时p w m 整流器网侧呈现纯电感特性。 1 4 第2 章p w m 整流器的拓扑、原理及结构 如图2 - 4 ( b ) 所示，当电压矢量即，端点运动至圆轨迹b 点时，电流矢量j 与电 动势矢量盯平行且同向，此时p w m 整流器网侧呈现正电阻特性。 如图2 - 4 ( c ) 所示，当电压矢量口端点运动至圆轨迹c 点时，电流矢量，比电 动势矢量超前9 0 0 ，此时p w m 整流器网侧呈现纯电容特性。 如图2 - 4 ( d ) 所示，当电压矢量即，端点运动至圆轨迹d 点时，电流矢量，与电 动势矢量平行且反向，此时p w m 整流器网侧呈现负阻特性。 o 川y 穆：c 6 )c ) d ) 图2 4p w m 整流器交流侧矢量关系图 以上a 、b 、c 、d 四点是p w m 整流器四象限运行的四个特殊工作状态点， 进一步分析，可得p w m 整流器四象限运行规律如下： ( 1 ) 电压矢量端点在圆轨迹a b 上运动时，p w m 整流器运行于整流状态。 此时，p w m 整流器需从电网吸收有功及感性无功功率，电能将通过p w m 整流 器由电网传输至直流负载。值得注意的是，当p w m 整流器运行在b 点时，则实 现单位功率因数整流控制；而在a 点运行时，p w m 整流器则不从电网吸收有功 功率，而只从电网吸收感性无功功率。 ( 2 ) 当电压矢量端点在圆轨迹b c 上运动时，p w m 整流器运行于整流状 态。此时，p w m 整流器需从电网吸收有功及容性无功功率，电能将通过p w m 整流器由电网传输至直流负载。当p w m 整流器运行至c 点时，p w m 整流器将不 从电网吸收有功功率，而只从电网吸收容性无功功率。 ( 3 ) 当电压矢量，端点在圆轨迹c d 上运动时，p w m 整流器运行于有源逆变 状态。此时p w m 整流器向电网传输有功及容性无功功率，电能将从p w m 整流器 直流侧传输至电网。当p w m 整流器运行至d 点时，便可实现单位功率因数有源 逆变控制。 ( 4 ) 当电压矢量端点在圆轨迹d a 上运动时，p w m 整流器运行于有源逆 变状态。此时，p w m 整流器向电网传输有功及感性无功功率，电能将从p w m 整 1 5 第2 章p w m 整流器的拓扑、原理及结构 流器直流侧传输至电网。 2 3 电压型p w m 整流器的数学模型 建立数学模型是深入分析和研究p w m 整流器的工作机理及动态和静态特性 的重要基础。本文分别建立了p w m 整流器在三相静止坐标系口6 c 、两相静止坐 标系筇和两相旋转坐标系由的模型【3 3 1 。 为便于研究整流器的特性，通常作以下假设： ( 1 ) 电网电动势为三相对称电压源； ( 2 ) 网侧滤波电感是线性的，且不考虑饱和； ( 3 ) 功率开关管为理想开关，无功率损耗。 根据三相v s r 特性分析的需要，三相v s r 一般数学模型的建立采用下述两 种方式： ( 1 ) 采用开关函数描述的一般数学模型； ( 2 ) 采用占空比描述的一般数学模型。 采用开关函数描述的一般数学模型是对v s r 开关过程的精确描述，比较适 合于v s r 的波形仿真。但是，采用开关函数描述的v s r 一般数学模型由于包括 了其开关过程中的高频分量，在实际中很难用于控制器的设计。当v s r 开关频 率远高于电网基波频率时，为了简化v s r 的一般数学描述，可忽略v s r 开关函 数描述模型中的高频分量，即只考虑其中的低频分量，从而获得采用占空比描 述的低频数学模型。这种采用占空比描述的v s r 低频数学模型比较适合于控制 系统分析，并可直接采用控制器设计。然而，由于这种模型忽略了开关过程中 的高频分量，因而不能进行精确的动态波形仿真。总之，采用开关函数描述的 数学模型，以及采用占空比描述数学模型，在v s r 控制系统设计和系统仿真中 各起着重要作用。常用后者对v s r 控制系统进行设计，然后再采用前者对v s r 控制系统进行仿真，从而校验控制系统设计的性能指标。 2 3 1 三相如静止坐标系下的v s r 数学模型 为分析方便，先定义单极性二值逻辑开关函数s j 洲 1 6 第2 章p w m 整流器的拓扑、原理及结构 岛= ：圭纂喜羹磊：；纂譬誊鬈c ，= 口，6 ，c ， c z 力 1 l o 上桥臂关断，下桥臂导通 ”一7 三相电压型p w m 整流器的主电路图如图2 5 所示，图中”。、“。为三 相对称电源相电压；、毛、为三相线电流；咒、品、墨为整流器的开关函 数，。为直流电压；r 、三为滤波电抗器的电阻和电感；c 为直流侧电容；心 为负载；。、“。、“。为整流器的输入相电压；t 为负载电流。 鞯f 。= + t 、 置 。摊翠 二 。 图2 5 三相电压型p w m 整流器的主电路图 图2 6 电压型p w m 整流器在三相静止坐标系中的数学模型框图 1 7 第2 章p w m 整流器的拓扑、原理及结构 压。 三相对称电压源及线电流 “4 = 【，mc o s f 铲u 。州岍等) ”【，。c o h 孚) ( 2 3 ) f 。= l c o s f + q ) = ，m c o s f + 叩一等) ( 2 4 ) f c 吐c o s 佃+ 争 式中：q 为电压与电流相位差，国为电源频率。【，。、l 为电压、电流峰值。 在交流侧根据基尔霍夫第二定律可得 三旦 出 割 l 尝：h r 1 吨 痂 一隆 或者 ( 2 5 ) 式中：= 岛“。+ “0 ，“。为下桥臂节点。与交流侧中心点n 之间的电 同时 这样得到 从而 f + + = o 乜+ + = o 鲫= 一警s ， u o n2 一乙3 i j = 口，6 ，。 旷嘣驴，互。多，) ( 2 6 ) ( 2 7 ) ( 2 8 ) 第2 章p w m 整流器的拓扑、原理及结构 式中：- ，= 口，6 ，c 。 对直流侧，由基尔霍夫电流定理可得 c 争叫出一静 ( 2 9 ) 式中：i = s 。i o + sb i b + s o c 。 从2 5 式可以看出，整流器三相输入电流受调制电压肌，的控制，不管采用什 么控制策略，对整流器输入电流的控制都是通过调节控制电压实现的，这就是 p w m 整流器控制的实质。 由上述推导可得整流器在三相静止坐标系中的数学模型框图2 6 2 3 2 两相叩静止坐标系下的v s r 数学模型 通过矩阵7 k ，。，v s r 模型可以从三相静止对称坐标系( 以6 ，c ) 变换到两相 筇静止坐标系下。 按照功率不变理论通过变换矩阵z k ，。将三相静止坐标系中的数学模型变 换到a 猡两相静止坐标系中。 f 月。 i1 l 万 d 口静止坐标系中电压型p w m 整流器的数学模型为 1 9 ( 2 1 0 ) 。一2压一2，一厄 2堑2上压 甜 “ “ 一i吾了上压一|2石丁上压2石丁上压 。 o 上压 ，。_ 压怄 ilj 1=_i_ 。：缸：印：幻 “绑咖 仃，、u 第2 章p w m 整流器的拓扑、原理及结构 三瑚= 阱甜嘲 c 等邓一a - i l ( 2 1 1 ) ( 2 1 2 ) 式中：= 廖c 。s 耐，咋= 廖s 附；最毒隘喝訇，s = 击 一笾) 图2 7 优口静止坐标系中整流器模型框图 2 3 3 两相由旋转坐标系下的v s r 数学模型 通过矩阵z k ，由，v s r 模型可以从三相静止对称坐标系( 4 ，6 ，c ) 变换到两相 由旋转坐标系下，其数学模型框图如2 8 所示。 c o s 佃f 1 2 0 。) s i n ( f 1 2 0 。) c o s 佃f 一1 2 0 。) s i n ( f 一1 2 0 。) 2 0 墨：= 别朝 s i n ( ( o f + 1 2 0 。) ? l 茹二蹴r