（电力电子与电力传动专业论文）馈能型三相pwm整流器的研究.pdf

濒汪人学硕士学位论文 a b s t r a c t t h i sp r o j e c tf o c u s e so nt h er e s e a r c ho f t h r e e p h a s ep w m r e c t i f i e r t h ep r o j e c ti s p r o p o s e da sas o l u t i o nt ot h ed r a w b a c ko ft r a d i t i o n a lu n c o n t r o l l e dr e c t i f i e ri nt h e s p e e dm o d u l a t i o no fe l e v a t o rs y s t e m , a n dt h eb i d i r e c t i o n a lp o w e rf l o wo ft h es p e e d m o d u l a t i o ns y s t e m t h i sp r o j e c tc h o o s et h r e e 酗f - p h a s ev o l t a g et o p o l o g ya c c o r dt o t h er e q u i r e m e n to fb i d i r e c t i o n a lp o w e rf l o w , a n du s et m s 3 2 0 f 2 8 1 2 豁t h ec o n t r o l l e r t or e a c hh j 曲p e r f o r m a n c eo f t h ec o n v e r t o r i nt h i s p a p e r , w ea n a l y s e t h eb a s i c p r i n c i p l eo f t h e t h r e e - p h a s e p w m r e c t i f i e r , i n c l u d et h er e c t i f i e rm o d ea n dt h ei n v e r tm o d e ，w em a k ead e t a i la n a l y s i so f t h em a t h m a t i c sm o d e l i n g ，d e d u c et h es m a l ls i g n a lm o d e lo ft h et h r e e - p h a s ep w m r e c t i f i e ri n 姐r o t a t i o nr e f e r e n c ef l a m e a st ot h ec o n t r o ls c h e m e ，t h i sp a p e rp r o p o s ea d i r e c t l yc t t r r e n tc o n t r o ls c h e m e 。w i t hf i x e ds w i t c h i n gf r e q u e n c ei nd qr o t a t i o n r e f e r e n c ef r a m e a n da l s o , w ei n t r o d u c ec u r r e n td e c o u p l i n gc o n t r o l l i n ga n di n p u t v o l t a g ef e e d b a c k ，w h i t c hm a k e st h es y s t e mm o r es t a b l ea n df a s t e rr e s p o n s e t h ed e s i g n p r o c e s s i o n go f t h ec o m p e n s a t i o nt a c h ei sp r o p o s e d ，a n dv e r i f i e di nm a t l a b 。 w i t ht h ev o l t a g es p a c ev e c t o r sp u l s e w i d t hm o d u l a t i o n ，w ec a l lg e th i g h e ru s a g eo f t h ev o l t a g e ，t h i sp a p e rd i s c u s s e st h ep r i n c i p l eo ft h es p a c ev e c t o r si nt h r e e - p h a s e r e c t i f i e r , a n dt h ei m p l e m e n to ft h es p a c ev e c t o r s t w o k e yp r o b l e m sa r es o l v e di nt h i sp a p e r o n ei st h ep r o b l e mo fs y n c h r o n i z a t i o n w i t ht h e 鲥d ；a n o t h e ri st h ed i s t o r t i o no ft h ei n p u t p h a s ec u r r e n tc a u s e db y d e a d t i m e - e f f e c t w eg i v et h ed e t a i ls o l u t i o no f t h et w op r o b l e m s a tt h ee n do ft h i sp a p e r , a10 k w t h r e e - p h a s er e c t i f i e ri sm a n u f a c t u r e da c c o r d i n g t ot h ed e s i g ns c h e m ep r o p o s e di nt h i sp a p e r t h ee x p e r i m e n t a lw a v e f o r m sv e r i f yt h e v a l i d i t yo ft h ed e s i g ni nt h i sp a p e r k e y w o r d s ：t h r e e - p h a s er e c t i f i e r b i d i r e c t i o n a lc o n v e r t o r p o w e r f a c t o r v o l t a g es p a c e v e c t o r g r i ds y n c h r o n i z a t i o n l l 激江大学磁七学位论文 1 1 电梯系统发展概况 第一章绪论 我蓠电梯行监鹣发展突飞猛进。姨1 9 7 9 年以前，我匿昀在用电梯不劐重蠢 台，到2 0 0 6 年，中国电梯产量达到创纪录的1 6 8 万台，中国大陆已成为全球最 大的电梯市场。电梯交流调速技术在这些年来不断酶发展进步，基子矢量变换控 制的交流交隧变频调遮技术的电梯系统强成为业界的主流。僵是隧翁绝大多数的 电梯调速系统均采用翁缀二极管不控整流褥到直流怠蘧，再壶霜缀p w m 逆变器 进彳子变频调遴的方案进行控制。这种采用二极管整流的方式有诸多缺点：l 、输 入功率霆数低；2 、输入谐波电流大，对电网造成极大污染；3 、无法实现能量双 向流动。 由于电梯系统在运行过程中有大量的加减速动律，在电梯满载下行、轻载土 符戮及铡动过程时有缀大一部分动能或势畿由逆变器回馈到直流母线电匿上。巍 采溺二极管整流对这部分麓量通常通过电阻直接消耗掉，糍量利用率低。圃时这 种方式会对母线电压造成较大的冲击。这种变频器前级方案已不能满足当前绿色 节麓毫梯酌发展趋势。 丽采用p w m 整流器作为交流调速系统的前级，能实现高功率因数，有效抑 制网侧谐波电流，同时整流器熊实现霹象限运行，将电梯运行过程中产生的能量 回馈到电网中去，实现能量的双向流动。目前市场上只有少数知名电梯厂商，如 窭本三菱、美篷奥迪斯等，在太规格邀梯调速系统中采髑翁级p w m 整流的方案 【。因此，p w m 整流器在电梯调速系统中有较为广泛的发展空间。 1 2 三相p w m 整流器的发展概况 针对电嬲污染阅题的解决途径主要有两条：l 、对电网中已产生的谐波和无 功功率进行补偿，这是相对被动的方式，主要有源滤波( a p f ：a c t i v ep o w e r f i l t e r ) ，静止无功补偿( s v c ：s t a t i cv a rc o m p e n s a t o r ) 等；2 、针对产生谐波的变 换器本身进行设计，设计输入惫流为正弦、谐波含量低、功率因数高的整流器。 前者是产生谐波后进行补偿，而后者是消除了谐波源，是解决谐波问题的根本措 施。把逆变电路中的p w m 技术应用于由m o s f e t , i g b t 等全控器件组戒的整漉 激江大学顾士学位论文 电路，工作时可以使阏侧电流蔽弦化，并运行于单位功率因数，甚至能量可以双 向流动，实现电能回收，因两备受关注。这釉整流器称为p w m 整流器，属予单 位功率因数变换器( 三相p f c 变换器严l 。 1 2 1 、三相p w m 整流器拓扑结构研究 三楣p w m 整流器拓扑结构经过近2 0 年的发展，取褥的很大的进步。根据 储能形式的举同，拓扑结构主要可分为电流型结构( c s r ) 和电压型结构( v s r ) 。 电流型p w m 整流器糖对予奄压型丽言发展相对缓慢，主要原因是电压型整 流器中的储能元件电容与电流型中的储能元件电感相比，在储能效率、体积以及 价格等方面肖萌显的优势，因丽限制了电流型拓扑的应用。但电流垄整流器对电 流的控制具有更快的动态响应，且具有良好的电流保护能力。同时电流型整流器 由于电流源的特性，其输出电压可低于输入电压，而电压型整流器无法做到这一 点。随着超导储能技术的发展，电流型整流器在这方面得到了较好的应用f 2 】l 飘。 鎏l 。l 所示为三耪半耩电流型拓矜，在开关管关新时必须承受反囱歪降，因此为 了提高器件的反向阻断能力，通常在舞关管支路串联二极管。 图1 1 兰穗电源型拓扑整流嚣 圈1 2 所示失三相单开关整流器拓) f t 4 j t 5 嗣，通常工作予电流断续模式，这也 是很多b o o s t 类型电路为获褥嵩的功率因数焉较为普遍采溺的工作方式。诧拓扑 结构简单，只有一个开关管，在控制上也较容易实现。三相单开关拓扑整流器通 常傈持舞关占空比恒定，诖每个开关周期孛输入电流麓峰值与输入正弦电压成比 例变化，而占空比的大小决定输入电流的大小，以这种方式实现离的功率因数。 2 游江大学磁士学位论黛 _ i 一一。 22z 砂k s1 e 歹一 霉；弋。一茏。 j 、 一= 一 e c t - k - - - 、。蠡 一u 一 _m_ zx 鲻1 2 三棚单开关拓扑燃 ， zs 2 一。 s 劫岛 、 z 弧 鑫。 飞 翘 p 珏 l 为 一，v ，l f 门 一 麓爷黟 一i 7 s 2s2s l 卅 丁 - j 篷l3 三糕联舞美三电警菝羚臻 遥鬻电路麓实现输入电流与电嚣成魄铡关系，僚当输出邀莲不黼畦电流裁礁 现畸变。若输出电篷避低，在彀感电流下降阶段电流就不熊下降到0 。因此对工 作占空比以及输出电压有限制婴求。另外，由于瞧鼹工俸予电流断续模式，增耀 了电路的损耗。图1 3 为在三捆单开关p f c 电路基础上发展的三电平拓扑【4 】，这 种拓扑可获褥更小的谐波，同时也适用于更高的电鹰场合。 匿1 4 三穗独巍p f c 拓扑翻黻 霉1 4 所承失毒三个对称的单褶b o o s t 型p f c 卷鼹组成的兰粳整流器。这种 3 浙江大学硕：t 学位论义 拓扑有三个开关管，输出共用一个电容，输出端无低频电愿纹波。幽于单楣b o o s t 型p f c 电路的成熟发展，原有的技术爵以直接瘦用到这种三相p f c 拓拎中，例 如图中点画线框内由磊、玖、最组成的z v t 软汗关电路，因而获得良好的软开 关环境。毽这种拓扑的缺点在于对于每一裰电路来说，输入端的进线与豳线的毫 流会出现不相等。例如对予a 相电路，有如图1 4 中粗线所示的电流途径，即电 流扶a 穗进线中流入，但是却麸b 楣流篷，这样裁造成了一裰中进线电流与出 线趣流的不相等，从聪三相之闻不麓缀好的实现电流胞慰称。对嗽路的具体分析 可见文献【7 】。同时此电路的电流t h d 通常不能傲到缀夸，因丽限制了其在大功 率场合的应用释1 1 7 1 。 图1 5 三相桥式拓扑 三相桥式结梅拓扑是发展较势成熟，应用最必普遍酶拓扑，如圈量。5 所示。 采羽全控型器件，能实现嵩功率因数运行，做刹对电流谐波的有效抑制，阏时电 路能实现能量的双囱流动，这也是本文新要研究的拓扑。这种拓扑的交流侧电嚣 为两电平调镱，当开荚频率不离时，产生的谐波含量糯对较大。针对这些闯题， 在两电平基础上发展撼三电平结构拓扑l 辍，如嚣1 6 所示。 图1 6 三褶三电平拓扑 4 浙江大学硪上学位论义 三电平结构拓挣的每相桥鹫幽多个功率开关管串联组成，采用二极管嵌位， 交流侧可获褥三电平电压调制。显然，三电平拓羚在提嵩直流侧耐压的同时，能 够有效地降低交流谐波电压、电流，改辫网侧波形的品质。同时，这种三电平拓 扑适用于高压场合。但是其不足之处为所需嚣关管较多，控制相对复杂。 网1 7 两种软开关拓扑 在三耱邀压型半轿结构的基础上，软开关技术麓应焉也在不断建成熟。图l 。7 所豢为掰季孛软开关拓扑方案 3 1 i 鄹。在软舞关方案下，电路能获得良好的e m i 环境， 适当地提高开关损耗。僵随着辅勒_ 翼= 关管增多，控制变得复杂，且对辅管的电压 应力的要求也较高，因而在实际中采用得并不多。 1 2 2 三相p w m 整流器数学模型的研究 p w m 整流器数学模型的研究是p w m 整流器及其控制技术研究的基础。自 a w g r e e n 等提出了基于坐标变换的p w m 整流器连续、离散动态数学模塑之后， 各嚣学者戳不同豹方法麸备方谣对p w m 整流器的数学模型进行了深入仔细鹃 研究。 文献【8 】f 9 】中较梵系统缝建立了p w m 整流器的时域模型，并将时域模型分解 为高频、低频模型，同时给出了相应的时域解。文献【l 鳓提出了利用局部电路的 d q 坐标变换建立了p w m 整流器的基予变压器的低频等效模型电路，并给出了 稳态、动态时的特性分析。在此基础上，文献【ll 】中又建立了一种新颖的降阶小 信号模型，铁而简纯了p w m 整流器嚣数学摸燮戳及特性分析。 1 2 3 电压型p w m 整流器电流控制策略研究 随着电愿型p w m 整流器的广泛应用，其控制策略的发展也较为成熟。由于 5 浙注大学碳上学位论义 p w m 整流器网侧呈现单位功率因数或功率因数可调，因此对网侧电流的控制就 十分重要。根据是否童接控制嬲侧电流，可分为阀接电流控制和鲞接电流控制策 略，其中直接电流控制策略占主导地位。 间接电流控制策略实际主就是所谓昀“鞠幅”电流控制，即通过控制泡压型 p w m 整流器的交流侧电压基波幅值、相位，进而问接控制其网侧电流的策略， 文献【1 2 】详细贪绥了糍幄控制策略。由于闻接电流控制来对电流进行闭环控制， 其嬲侧电流的动态响应慢，且对系统参数变化灵敏，因两这种控制策略已逐渐被 直接电流控制所取代。 矗接电流控制策略以其快速的电流响应和鲁棒性受到了学术界的关注，并先 后研究窭各种不同鹃控制方案，主要包括以固定开关频率显采蔫龟鼹电动势翦馈 的s p w m 控制策略，以及快速电流跟踪为特性的滞环电流控制等。为了提高电 压利用率并降低开关损耗，基于空闯矢量酶p w m 控制在电压型p w m 整流器毫 流控制中取褥了广泛的应用，并先后提出了多耱控制方案融。 1 2 3 1 霉定舞关频率控制策略 圈1 8 兰糯静止坐标系固定开关频率控制 圈定舞关频率p w m 电流控制原理如图1 8 所示，控涮中电艇环的输搬作力 兰相电流的给定值，电流环的输出送入剿p w m 发生器控制开关管的工作。 以上为静止坐标系下的控制方案，同时发展感在旋转坐标系下的控制方案。 与两裰旋转坐标系下翱冼，三褶静止坐标系下酶控制策珞在物理意义上非常鳃 了，实现相对篱单，但其电流环中的给定电流指令为正弦时变信号，而前者中的 给定电流指令为直流形式信号。当电流环均采用p i 补偿控制时，三相静止坐标 系下无法实现电流的茏静差控制，对电流环带宽的要求更蕊，稳定性耜对较差； 6 濒江大学碳士学位论文 而两相旋转坐标系下能实现电流的无静差控制，系统具有爱好的稳态性麓。同时， 在两相旋转坐标系下，更宥剥于有功电流和无功电流的独立控制。 对于动静态性能要求较高的场合，隧前一般优先采用在同步旋转坐标系下进 行控制的方案。我们将在第二章中详缨介缨旋转坐标系下的控制方案。 1 2 3 2 滞环电流控制策略 ( 鑫) 三摆静止坐标系 ( b ) 鼹稠旋转坐标祭 翔l 雪滞环电流控翻 滞环p w m 直接电流控制原理如图1 9 所示，( a ) 图为三相静止坐标系下控制 募理眺渤，釉) 匿失两榴旋转坐标系下控涮原理黼。这种控制结构中无传统的邀 流调节器( 如料、p 调节器) ，取耐代之的是一个非线性环节一滞环。当电流偏差 超过滞环宽度磊时主电路功率开关管切换，追使电流偏差减小或增大，褥开关 酶频率也随时芷弦规律变化。豳国) 旋转坐标系控制方案紫，采用s v p w m 调制 方式，依据滞环输爨结果圈时缀会电流变化率，来决定空阀矢量的安排。空闻矢 量在燕流器控制策略中的应用，使得产生的谐波更小，同时提高了电压利用率。 滞环p w m 控制策珞对电流具鸯较佳的控裁性麓，具有快速酌动态响应麓力霜系 统的稳定性对系统参数的依赖性较少。但是由于开关频率不固定，对电感的设计 造成很大困难，同时开关损耗增大。 7 濒江大学磺士学位论文 针对不定频的滞环控制所造成的大的开关损耗，一些学者提出了一种采用开 关频率闭环的滞环控制策略，即固定开关频率滞环p w m 嗽流控制。在不定频的 控制策略孛，出于滞环宽度蠢为一定僖丽导致了开关频率的不定。因此，对开 关频率进行锁相环控制，通过改变滞环宽度厶，我们可以实现固定的开关频率。 在这种方案我们能很好地解决开关损耗的问题，但是在控制实现上就变褥更为复 杂。 从目前电难型p w m 整流器网侧电流控制策略的发展来看，有将固定开关频 率、滞环控制挺结合的趋势，以使其在大功率有源滤波等翥快速瞧流响应场合获 得优越的性镌，同时，空阀矢量调制方式也越来越广泛地应用于三耜p w m 整流 器的控制中。此外，在具体的控铡策略上还相继提出了状态反馈控制等嘲。 l 。2 。4 瞧踺不乎鬻下的p w m 整流器控制研究 在三相p w m 整流器控制策略的分析过程中，一般均假设三褶电网是平衡的。 磊实际中，三糨电甄时常处于不平衡状态，霹三相电溺电压懿幅值、相位不对稼。 一旦电网不平衡，以三相电网平衡为前提设计的p w m 整流器控制系统就会出现 不难常的运彳亍状态，通常袭现为：p w m 整流器酶壹流测电压和阚侧电流溅现低 次谐波，或低次谐波幅值增大，且产生非特征谐波，同时损耗相应增大；p w m 整流器阏侧电流也出现不平衡现象，严重时会使变换器发生故障，甚至损坏隧。 针对与毫黼不平衡问题，p w m 整流器在控制策略上岿须提出新的应对方案。 l u i sm o r a n 等学者予1 9 9 2 年遴避研究，分辑并推导了三福电蓬型p w m 整流器 在三相电网不平衡条件下，网侧电流以及直流电压的时域表达式，并得出电网负 序分量是导致网侧电流畸变酶原困。同时指出在电露不平衡条件下，常规的控制 方案将使直流测产生偶次谐波分量，且通过p w m 控制，在变换器交流侧又会产 生相应的奇次谐波，导致网侧电流的畸变。但他并来给出相应的控制策略设计。 文献 1 5 1 较为系统的提出了最序面坐标系中的前馈控制策略，即通过负序分 量的前馈控翻来抑制电霹受穿分量对p w m 整流器控制的影响。毽这种方案使得 正序d q 坐标系下的负序基波分量出现2 次谐波分量，显然，采用p l 调节无法获 得负序基波分量的无静差控制，因而不能完全消除负序基波分量的影响。 文献 1 6 1 1 1 7 分别提出了采用正序、受序两套阕步旋转坐标系进行独立控制的 8 浙江大学硕士学位论文 方案。它们在控制的实现上略有不同，但是具有相同的控制思路，即在各国的同 步旋转坐标系下，将正序、负序基波分量均转换成赢流分量，从箍通过两套鞭 调节器实现了无静差的控制。因此，这避一个理论上较为完善的擦制方案，但该 方案麴不足之处就是控制结构复杂，嚣要消耗大量的控制器资源纠。 本文研究的主要内容是三相平衡电网下的变换器的设计与实现，对于三相不 平衡下酶控制研究将俸为课题的下一个攻克譬标。 董。3 课题任务与本文研究内容 1 3 1 课题任务 基于电梯调速系统能量可阐馈的特点，以及对电网无污染的要求，本课题的 任务是，设计并实现1 0 k w 馈能型三穗p w m 整流器。工俸环境为输入三相5 0 h z 交流电，线电压有效值3 8 0 v ，输出为藤级变频调速系统提供稳定的直流电压。 要求能够回馈后级变频调速系统产生的能量，功率嚣数达到0 。9 9 5 以上，满载下 电流总谐波畸变 单位功率因数遂变模式 图2 4 攀镶功率因数模式下的矢量关系 针对于图2 4 所示单饿功率因数运行模式，我们推导输入输出邀嚣、电流、 调制比之间的关系。记调制比为小，调制系数为m 输出功率为p ，效率为r 。 其巾掰为m = l 时交流侧褶电压峰值与壹流测电压魄的诧值。当采用歪弦波调 制时斌= 等；当采粥电压空闻矢量调制时掰。孚。搬据矢量图我们有以下 关系式： 厂艺s i n o = 圪 l k c o s i p = e 扣卵 刚， l 圪= r o l l k = v a 。m m 本次课题中输入相电压蜂值参3 l l ，输出功率为p = 1 5 k w 。本课题采用电压 空间矢量调制，e pm 躲宰吆。电感五设计为l m h ( 设计过程见第四章) ，效率穆 保守假定为9 0 。 由式( 2 1 ) 可知，在交流侧相电压一定的情况下，调制比与直流侧电压成反比， 选择较大酶稳态工作调铡比可以获得较低的直流输缝电压，减小开关管耐压；但 是调制比过大会使褥输入电流谐波含量增大，且在一定程度上限制了动态调节的 范围。 基予以上几点的考虑，我相选敬满功率时，帮l o k w 输出，稳态工作下调制 比m = o 。8 。根据式( 2 。1 ) 我们可以求得输出电压为6 6 0 v ，即本次课题选取输如 电纛为： 屹= 6 6 0 v( 2 2 ) 浙江大学碳士学位论义 2 2 数学模型分析 电力电子装置通常要满足静态指标与动态指标的要求，这就簧求对变换器作 出良好的系统控制设计，而电力电子变换器本身的数学模型的建立就显褥尤为重 要。下面将对三相电压型p w m 整流器进行建模分析。 2 。2 。重三相静止坐标系平均模型 赫。 岛菇 一十 虫j ； 彳 遗- 煞摊 l 露 歹 迄卜谢 b ，i裕 乏卜川山- c ￥筋露、 f _ 圈2 s 三相v s r 褥纯模型 如麓2 。5 所示交换器籀纯模型，其孛以开关两& 表示主电路功率开关管， 忽略开关管导通电阻。假设三相电网平衡，电路各参数对称，其中有： 网德褶电压： 钰、勤、如 网侧相电流：屯、鹣、i c 交流铡楣电压：、 磊、震分别为交流侧电感及其寄生电阻，、分别为直流侧电压和负载电 流，瓯、分别为直流侧电容秘负载。 我们定义如下二值逻辑开关函数： rl上桥臂导通，下桥臂关 炉to上桥臂关断，下桥臂导 ( 其中梳，挑。 ( 2 3 ) 对予鑫楣桥臂，当葶j 导透，融关断时，驴l ，闩；警葶j 关断，劫导通时， s 直- - 0 ，v , , 矬- - 0 。则霹表示融酝，同理蛹，姚。对每楣建立电压回 路方程为： 吃= 哮+ 乇嚣+ ( s o y ) ( 2 4 ) 气= 哮+ 毛美+ ( 溉饥) ) 1 4 浙江人学硕士学位论义 气“鲁+ 之肌( 魄岷) ) 联立式g 4 ) 、档5 ) 、稿。妨可褥： + 吃+ 巳：五韭警盟+ ( 乞+ 露+ 之) r + ( s , , + s b + s c ) + 3 ( 2 7 ) 蕊 由于三相电网对称，且为三相三线制结构，则有+ + = o ，屯+ 毛十= 0 。 霹褥： = 一选掣 ( 2 。8 ) 黼 黜 、一一， 黠蠹流翎有如下方程： 也= 屯+ 兹+ 墨之 ( 2 9 ) c 誓= 如一惫 ( 2 1 0 ) 联宠式q 。4 ) 、( 2 5 ) 、( 2 9 、( 2 8 ) 、( 2 9 ) 、( 2 ，l o ) 可得状态方程： 丢1 芝8 _ | 1 2 l r 窆e l j 一兰 耋e ： 兰 + 等 i i i 萋 端，差， 誓攀扯刊阶惹 在这里，我们考虑变换器的低频模型。由予开关函数张为不连续丞数，对其 在一个开关周期徽平均，霹得与占空比菇的关系： 以= ( 瓯) 茸= 吾r 殴 ( 2 1 2 ) 豳于实际开关管开关频率远大于输入相电聪与相电流的基波频率，则在一个 舞关髑矮中电压与电流的开关周期平均值仍l 霹用其瞬时值表示，输出直流电蹑也 依旧用瞬时傻表示。最终得到三相p w m 整流器的大信号开关周期平均模型： 丢 差 拦圭 圣 一妾 差 一等 兰 十兰 ； 警= 专哎】 | _ 毒 q t 3 ) 淞江大学硕士学位论文 2 2 2 岫旋转坐标系平均模型 对于三稠静止坐标系下豹平均模型来说，输入电基、电流以及占空比爨数均 为正弦时变的信号量，同时电流给定参考也为芷弦量，这就造成了对控制系统设 计的困难，也对系统的稳态及动态性能造成一定的影响。将三稆静止坐标系下的 模型转换到d q 旋转坐标系下，则得到各正弦时变信号的童流量信息，依此来设 计控制系统就变得简单。 设三褶静止坐标系下矢量，两相d q 旋转坐标系下矢量妊。应用a b c 静 止坐标到曲旋转坐标交换有： 蒯有； 其中有坐标变换： 则： ? 然 妇| 鼬 学 2 l 出，如嚣一3 蔑旷死撕墨轮 x 一懒。l 磷揶 淄科s ( 穰一等) 一s i n o t s i n ( o a 一筝 j l 1 _ _ 2 c o s c o t- s i nr a t熏 c o s ( t o t 一宁2 7 l 一s i n ( c o t 一争l c o s ( a t + 争删斟争lj， l q 一 2 c o s ( 鲥专争 删耐+ 争 l 2五 ( 2 1 4 ) ( 2 。1 5 ) 弦，1 9 护4 lo 砌o | k 学= l o 三廿仍 甜豳譬卑 | ； _ 孚i 孕匿 釜豳 誓= 吉 瑶如 茎 r 磕，如医 一卷 1 6 ( 2 1 8 ) 浙江大学硕士学位论文 经化简整理可褥： 对于电鼷平衡下的三相v s r 箍言，有e o - - 0 ，站寻o 。阂此在趣旋转坐标系下 三耜v s r 模型孛。轴的方程可略去，最终褥到趣旋转坐标系下三褶v s r 数学 模型如下： 2 2 3d q 电流解耦控制下的小信号模型 在状态空闻方程( 2 。2 0 ) d ? 由于存在龇，呜如等两个变量的乘积，因而它所描 述的交换器模型是个菲线性模型。在电流内环中，由于电流环速度眈电雁环速 度快褥多，医此在考虑电流内环的控制设计时可将状态变量近似看成一常数， 则电流方程可简化为线性方程，在缀多文献率都采用这秘方案，这在工程上邈 有实际的意义。对于电压方程的线性化处理也有不同方案。在文献f 1 8 】中，将交 流侧毫流与童流铡电压的关系直接以比例关系篱单近似，这种方法非常简单，但 是忽略了占空比d 在其中的关系，因耐电压环模型相对不精确。在文献【1 9 】中， 在原有模型基础上通过建立输入输出功率守恒方程，并改变特定的状态变量，得 到改进后的线型纯的模型。本次课题采用比较成熟的小信号扰动方法得到线性化 模型，文献 l 量】婆o 】婆l 】中对其作了详细论述。下面通过小信号扰动酶方法来推导 三相v s r 线性化模型。 对备变量弓 入小信号扰动有： 1 7 0 蟊毛o 鳖厶 ，llllllllii-ll】 o o o 竖v 9 国o 1；j f 一0 飞；二-j 1 一 。酝吩，呸 一陇一h 一 或 妻一 譬 ，一 噍 彩靠 办 一卜h 慷 乜 ；1 文， ；一z 3 一掰 1，；oo = 训一k 钊 一 r，；，。，o。l。黼一f钝鲤旃 西嚷 监二憎o o 毋 屹一墨毒 露一互妇 _ ， 畋 幻岛 易 置乜， 爿矩。 ，一z 3 一掰 1；l =一训钊k r，；l 然f筇丝毋 浙江人学磺士学位论文 = l l 睾b e 2 嚣专龟d d d = 专d d 程组如下： 鱼a t r l 童i 擘1 j 2 三l r l 冬e d 一兰 乏 一 三- 。o j l l f f 毛j l t r l 乏 , 1 j 一圭 2 吆伫2 2 ， 陪扣嘲+ 扣堋去 一 同时可褥蛊流工作点瓷： 。 乏 一震 z ：e 三了 z 一 2 】。2 2 3 ， 旧3 l d 叠蛾 阱惫 _ ( 9 。要 一 ( | | 9 韦茎 d d i d l d d d d q i q瞩1 ll 豳2 6 三楣v s r 小信号模型等效电路 从小信号模型我 f 1 可以看到，当对d 轴电流环与壤轴电流环进行独立控制眩， 由于在d 轴的电流方程中存在q 轴电流的输入，同样在q 轴的电流方程中存在d 辘电流酶输入，显然是一个多输入多输磁系统。对d 轴电流的控铡会影响到q 轴电流的控制，两个电流环路之闯存在相互的耦舍，因而对控制系统的设计以及 1 8 2 0 。 + = 。龟。秀 + + 厶磊现 嚣 = | i 备岛吒 浙江大学硕士学位论文 系统的稳定性造成影响。下葱对d 轴与q 轴电流进行解耦控制1 2 0 1 1 2 2 1 2 3 1 。 原控制量为： d d = 屯耐一易) 嘞( 2 2 4 ) 嚣一心一硝一) ( 2 2 5 ) 其中锄、劬分别为d 轴和q 电流昂的李 偿嬲络) 将原控制量改为： 以：一( 岛耐一如) 瓯+ 垡( 2 2 6 ) d q = - ( i ，鸺一警 嘞 将修改赢的控制量代入d q 旋转坐标系下的平均模型中，刚好可以消去原有 的两个电流分量相豆作用豹部分，再通过小信号扰动，我们重新获得电流解耦后 的三相v s r 小信号等效电路如图2 7 所示。 9 r ( i | 、l y 。下乏 d 山 l d d d吃 吒 l 圈2 7 电溅环勰耦惹小信号模型等效电路 得到d 轴控制免到电流毛的传递函数为： 嚷和2 善一揣 q 轴控制磊到电流乏的传递蘧数力； 1 9 浙江大学硕士学位论文 咏萨善一揣 笏 可以看到d 轴和q 轴的电流环具有相同的控制到电流的传递函数，他们在结 构上是对称的。 另外输入屯到电流毛的传递函数以及乞到电流毛的传递函数也有相同结构： 咏加专= 兰；= 立e q = 兰 由于d 轴电流岛a 代表输入电流的有功分量，q 轴电流乏代表输入电流的无功 分量，直流输出电压红由有功咆流乏决定，因此通过控制乞可实现对输出直流 电压吆的控制。d 轴电流乏到输出电压a 的传递函数为： 吒铆= 等= 而3 d d 2 c ( 2 3 1 ) 根据直流工作点关系式2 。2 3 ) ，且忽略电感寄生电阻r ，可得： 坟= 老黾毛署 ( 2 3 2 ) 则乇到输出电压屯的传递丞数为： 吒= 誓= 面3 e d 2 v a , c ( 2 3 3 ) 2 3 控制方案选择与设计 2 3 1 控制方案选择 控制策略好坏直接关系到三穗p w m 整流器的电流质量，以及动态响应能力 的优劣。根据是否直接控制网侧输入电流，可分为间接电流控制策略和直接电流 控制策略。间接电流控制虽然实现简单，但是效果不佳，而直接电流控制可以获 得较高品质的电流响应。因此，本谋题采用直接电流控制方案。关于直接电流控 制的几个方案已在第一章绪论部分进行了介绍。本课题将从以下的几个方面进行 选择： 濒泛大学硕士学位论文 a ) 滞环p w m 与固定开关频率p w m 的选择： 滞环p w m 控制根据交流电压的波动，其开关频率也相应波动，使得电流跟 踪偏差几乎保持不变，从而实现电流的快速的动态响应，适用于对电流跟踪精度 要求较高的场合，且滞环控制对系统的参数以及负载波动依赖相对较少。 但是滞环p w m 控制要求对电流进行实时的比较检测，这对于数字控制器来 说存在一定的困难，虽然数字控制器的信号采样速度能达到较高要求( f 2 8 1 2 的 a d 转换速度最大能达到1 2 。5 m p s p s ) ，但是逶常主程序的执行需要基本固定的时 间，即每隔固定的时间才能对输出作改变，因而不能达到滞环控制下的实时检测 的要求，这一点限制了在本次课题中的应用。固定歼关频率p w m 控制的电流动 态响应能力虽不及滞环p w m 控制，僵是也具有较佳的效果。综合各方瓤考虑， 本次课题采用固定开关频率p w m 控制方案。 b ) 静止坐标系与d q 旋转坐标系的选择： 三相静止坐标系物理意义清晰，实现较为简单。但是在静止坐标系下三楣 v s r 的数学模型中，网侧输入以及交流侧电压均为正弦时变信号，对于控制系 统的设计来说造成较大的网难。强电流环采用p i 形式的补偿网络时，无法实现 电流的无静差控制，且由于要对5 0 h z 正弦电流信号进行直接控制，若要达到较 快的电流动态响应则电流环必须有较大的带宽，这就对系统的稳定性提出了更高 的要求。 当在与电网同步的旋转坐标系下进行控制时，三相v s r 数学模型中的各控 制量均为直流量，在控制设计上就变得简单。当电流环采用p i 形式的补偿网络 时可实现对电流的无静差控制。由于控制量均为直流量，所以电流环带宽无需很 大，提高了系统的稳定性。嗣时在旋转坐标系下可实现电流有功与无功分量的独 立控制。 数字控制器有较为充足的资源来实现旋转坐标系下的复杂控制，因此本次课 题选择在d q 旋转坐标系下进行控制。 c ) s p w m 与s v p w m 方式的选择： 三相v s r 中电压空间矢量调制与传统的正弦波调制相比较具有更高的电压 利用率，以及更佳的动态响应速度。当采用s v p w m 调制时，三相v s r 的交流 侧相电压峰值最大失艮，荔，而采用s p w m 调制时，三褶v s r 的交流侧相电压 2 l 浙江人学硕士学位论文 峰值最大为r 2 。因而采用s v p w m 调制可以获褥更低的直流电压输出，电鹾 利用率相对于s p w m 调制方式提高了1 5 4 7 ，同时极大地减小了加在功率开关 器件上的电压应力。 综合以上凡点的考虑，最终选择姻旋转坐标系下的固定开关频率直接电流 控制方案，采用电压空间矢量调制方式。 2 3 2 旋转坐标系固定开关频率控制方案设计 图2 8 旋转坐标系f 控制框图 d q 旋转坐标系下固定开关频率电流控制方案的控制框图如图2 8 所示。采用 电流内环与电压外环的双闭环控制，电压环孝 偿网络为鲰渤，电流环补偿网络 为g i c ( s ) 。 电压外环用于控制直流侧输出电压的恒定。v d c 朦，为电压给定参考，将其与崔 流电压采样v d c 进行比较，经过褥偿网络后输逛为玉舻作为电流有功分量兹的 参考给定值，因此，电压环其实质相当于功率控制环。 对于电流内环，进行电流有功分量和无功分量的独立控制。采样网侧三相电 流，将其转换到两裰趣旋转坐标系下，得到电流的有功分量蠡和无功分量蕾。 浙江大学酸士学位论文 由于要实现单位功率因数的运行，则电流无功分量屯的参考值给定值为0 ，电流 有功分量珏的参考给定值为电压环的输出值。由于三相v s rd q 坐标系下模型中 存在电流有功分量与无功分量的相互耦合，因此在电流内环的控制中进行d 轴电 流和q 轴电流的解耦控制，同时在电流环中加入网侧电压的前馈，帮令： 屯吨厂弧+ 警+ 老 ( 2 3 4 ) a q = - ( i q 厂弧一等+ 丢 电压前馈的加入可以增加系统对网侧输入电压扰动的抑制。同时，在加入电 篮蓠馈后，由予在电流环的控制上直接对网侧电压扰动作爨反应，而不必等到蠢 带宽较窄的电压外环来反馈网侧输入扰动引起的直流测输出的扰动，因而提高了 系统的快速响应能力，使系统更加地稳定。 电流环的输出兹、磊酃为交流侧电压空闻矢量指令在由旋转坐标系下的值， 经c l a c k 逆变换得到两相静止坐标系下的两个分量比、幽，之后进入电压空间矢 量调制( s v p w m ) 发生单元，即根据疵、幽所的确定的电压空间矢量指令来输出 三相桥臂的控制信号，最终驱动开关管工作。对于空闻矢量调制方式的原理与实 现将在下文中作详细介绍。 2 3 3 控制系统补偿网络设计 2 3 3 1 未补偿系统分析 0 l a 耄。y 琵| l 吃 3 岛2 c 矿s + r l s + 1 r 善小 图2 9 控制对象传递函数框图 根据小信号数学模型的分辑，我们可以得到未补偿前系统传递函数框图如图 2 8 所示，其中为调制器载波峰峰值，我们将调制器模型等效为个比例环节。 虼实际对应于d s p 的p w m 单元计数器周期值。 实际系统参数有魏- 3 7 5 0 ，l = l m h ，r = 1 0 0 m f 芝，c = i 。6 m f ，v a c = 6 6 0 v 。我们 选取满载、半载、空载( 1 输出功率) ，即负载觑分别为4 4 q 、8 8 q 、4 ，3 娩时， 绘制来补偿前系统开环传递函数b o d e 图，如图2 1 0 所示。 浙汽大学磺七学位论文 h 即i 研旧 图2 1 0 未李 偿前系统开环传递函数b o d e 豳 由b o d e 图可以看到，在系统增益上，随着负载的增加，在低频段的增益减 小，而高频段增益基本不变；在系统相位上，随着负载的增加，电压环极点往高 频处移动，与电流环的极点靠近，在电流环极点处的相位递减变地陡峭。由于 d s p 处理的缘故，为一很大值，这就使得系统的增益在整个频段上都很小， 带宽只有约2 7 h z 。虽然有足够的相位裕量，能够保证系统的稳定，但是系统无 法满足动态性能的要求。因此必须对系统进行闭环补偿控制设计。 2 3 3 2 补偿网络设计 我们设计补偿霸三相v s r 系统的闭环传递函数框图如下： 图2 1 1 补偿后系统闭环传递函数框图 上图中羁l 为输入电流采样系数，怒v 为输出壹流电压采样系数，虚线框内 构成d 轴电流内环闭环系统，电流与电压钋环共同构成双闭环控制系统。对于q 轴电流，由予其代表无功分量，因此这里不考虑其对电压外环的影响。电流环和 激江犬学磺上学位论文 电压环的事 偿网络均采用p i ( l 比例积分) 绩构，分别为： 瓯国= x 尹；竺墨；瓯：巧，竺墨 稼3 a ) 电流环补偿设诗： 加入补偿网络后电流环回路传递函数为： 驰，= 鼍笋篇鲁 鑫予电流环参数均为定值，不含有与直流工终点有关的量，嚣此电流环设计 较为容易，鼠设计结果能够保证电流环在大范围内的稳定性。 在上式孛存在蠡变换器本身确定的个左半平蕊极点r l ，我极点童电感篷 以及电感寄生电阻所确定，与静态t 侔点无关。因此，设计补偿测络瓯俐的零 点k 。，等于r l ，即用予抵消变换器本身的极点，则零 偿后的匿路传递函数 可近似为一阶积分环节，且在整个工作范围能均成立。我们选取电流环截止频率 为开关频率的约1 1 5 ，静五，龆l 。3 k h z 。赠於偿惹电流环睡路传递涵数为： 驸= 鼍争 溺环传递蘧数为： 蛲一曲，= 哿= 老勰 鼬。j ，。；7 。芎t i 一忡哟鬯m 。峨：。w r - _ ，弋i f 了一 前s t 二 、；：一47 ：。；：! ：! ! ：一，：一 耋。t _ _ 车芎 ? 一 妒疗帮f o f o 秽 蓬2 。1 2 豁偿后电流蠹臻圈路传递遁数 浙汪大学硕士学位论文 圈2 1 3 补偿后电流内环闭环传递豳数 图2 。1 2 为补偿蜃的电流环回路传递函数b o d e 图，图2 1 3 为补偿后电流内环 闭环传递函数b o d e 图。从b o d e 图可知，电流环穿截止频率约为1 3 k h z ，相位裕 量约为9 0 0 ，电流环具有较好的带宽和稳定性。 b ) 电压环补偿设计： 电压环的设计基于d 轴电流环阂环控制的基础上。加入补偿瘸络后魄压环圜 路传递函数为： 墨( s ) = 琏，q 触( s ) 吒( s ) - 瓯( s ) 嬲三鱼鉴：! 生；! 笠一 兰墨! 堡2 ( 2 4 0 )盘s 二l _ _ - 二k _ ；_ - _ 岬_ _ _ 州_ 二k 嵩l _ _ _ _ 舢_ _ - 一 z u 2 吃三g ( s + 吃i k p ，) ( s l 冀彘c 沁、 7 电压环回路传递函数中包含由电流内环决定的左半平面极点 吃k ，心，v , , z ，输出r c 网络确定的左半平面极点l 如c ，以及补偿网络零点 置，岸肚，。同时在传递函数参数中存在、助，即电压环传递函数与直流工作