（电力电子与电力传动专业论文）电网谐波和无功快速检测算法的研究和实现.pdf

w i mt h e 妇s ld e v e l o p l 啪ta n dw i d ea p p l i t i o no fp 州盯e k d m n i c s ，t h ch a r 咖i 璐p c n u t i 仰i np c r w 盯 s y s t e mi sg c n i n gm o 聆蛳i o 懈a p f ( a c 曲cp o w 盯f n 蛔。) i san o v e ld e “m 砒c 粕m p e n 轴t ch 蛐n i c 柚d a d i v e 叫e n t se f e e d i v c l y t h ed e t e c t i o no fh a 皿o n i c 柚d 托a d i v ea i n c n t si sv c f yi 玎叩o r i a n da p ea n 婚n zs o 咖y b n d so fd e t c c i i n gi n e l h o d si nu ，t h cn s p p n l 封d e l 由1 9m e t h o di si n t m d u di nl h i sp a p c fa o f d i n 立 t 0t h f e e - p h a 如岫r - 村佗s y s l c m t k mf | y z ct i m cd o m a i np i 嗍t h e o r ya n dt h ed e l c c t i n gm c t h o dw h i c hi sb a 辩o n f t ，嚣缅e o 珂a d i 懿札路e 正t h ei 瑚m d y i 知啪lo f f b dm c t h o dj ss 岫d j e dd 唧j 甚 f i i s “y ，也ca d v 卸忸星降粕dd i s a d v 锄t a g e so f 咖m o n l yu s e dd e t e c i i 雌m e m o d sa 佗d i 鲫l 龉c di n 出i s 响： t h e nt h cf t y z ct i m ed o m a i np y w 盯t h c o i y 印p 脚t o 曲l g l e - p h a 辩a n dt h 脱p h a s y s 把m si sp 佗s c n t c d ，f o u o w c d b yt h ef b dp 嗍s y s 把mt h e o 睇t h cc o h c n n o ff b dm c t h o da n d 、m e t h o db j i s c do ni 瑚扭n 扭n u sr c 吐v c p 嗍t h e o f yi nt h 陀c - p h a 辩s y s t e mj sp m v e dm e 觚阿h n c s e c o n d l y ，t h e _ l i d i t y 如di n j h 拍t i o no ff b dm e t h o di sp i a v e d 1 1 - e n t h e 缸l 呻o v e df b dm e t h o db 器e d 衄 s c 舾鼬柚dr e s 锄p l i n g j sp 帕靶n t e 正t h c r i 鹤置i l l a ! 姗s i g bo fab 柚d 砷d p 伍t 盯柚da l a wp a 鹳丘l 慨 r c s 卸【l p n gi su 辩dt o d u t h e 国l c i i l a t i o no fm g i “五l t 盯t oaq u a r o 睨a lt ks a m c 吐眦，t h e 印o n t i 玎埒i s m d h c e do b v i 删y ho r d 盯t oi i l 叩f o v et h ed y n a n l i c 犯印o fs y s t c m ，t h ef c “i b a c ko fd e 怔c t c da 咖忸i su s c d t h es i n l a d o nr e s u l t s 伽m 幛t h c v a l i d i t y 柚d i e r i t y o f t h c i n i 呻倒瑚c t h o d t h i r d i y ，t h ef b dm e m 酣p r e n t e di n 也i sp 叩盯i sa 哪i e dt oa c i i wp c 哪盯冈i c lhv i c wo f 肿c 她 a p p u 洳，ni s 耻a 洛趾r yt oi 如p i 口v et h cd e t e c t i n gm e t h c ，dd e e p l y a o r d i n gt ot ki n h c 糊t 佗l a t i o nb e “嘲铂 f b dm e t h o d 蛆d 、勰t h o d ，t h e “怕m e m o d sa 他伽咀i b i n e di n t oi n t e g 日e dm e t h o dt o 出惦dh i 埘删c 知d r 翰c t i v e a 咖瞳t h e 伽p u l i n gp l _ o 嘲i s5 j m 叫矗e d 如d t h e 埘n t i n 持o f 翮矗黼j s f e d n o e d f i n a n y ，t h ed e t e c i i n gm e t h o di sv c i i f i e d 伽ah 工蝴i ca n d 聘a d i v ea l n e n b 咀驴嘲缸n gd e v i 。c ，w h i c hi s b a 骶do n a r m t h cc x p c r i m 蚰t a b o nf 嚣l i l 拉s b o wt h ev a h d i t yo ft h ei n 把掣a 脚m e t b o d k 碍w o 咄：a d 晚p 叭附五l 峨l i a m i c s ，埔a c t i v e 鲫吼髓d 啦t h o d 。诚s 丘i 峨m 啪p h 略a r m n 学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究 成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其它人已经发 表或撰写过的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而使用 过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明 并表示了谢意。 关于学位论文使用授权的说明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的 复印件和电子文档，可以采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。本人电子文档的内 容和纸质论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可 以公布( 包括刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包括刊登) 授权东南大学研究生 院办理。 签名：照导师魏碰吼丝! 第一章绪论 1 1 引言 第一章绪论 理想情况下，电力系统中电能质量是以恒定的工业频率和规定的电压水平来衡量的，但在实际的电力 系统运行过程中，由于负荷的变化和非线性负载的接入，这些参数并非是恒定不变的电压电流波形畸变、 电压闪变和三相电力系统电压电流不平衡给电力系统的正常运行带来了严重危害。 随着电力电子装置的广泛应用，电力系统中的波形畸变问题日益严重，电网中的谐波含量大大增加； 同时，大多数电力电子装置功率因数很低，也给电网带来额外负担，严重影响了供电系统的电能质量，受 到越来越多的关注。电力系统谐波检测与无功补偿已经成为电力系统领域面临的一个重大课题。近年来， 随着电力电子技术及与之相关的新理论、新技术的飞速发展谐波和无功电流综合补偿的理论研究和实际 应用取得了突破性进展。 1 2 谐波产生原因和危害 国际上公认的谐波含义为：“谐波是一个周期电气量的正弦波分量，其频率为基波频率的整数倍” g b t 1 4 5 1 9 9 3 标准中谐波分量定义为。对周期性的交流量进行傅立叶级数分解，得到频率为基波频率大 于1 整数倍的分量”。谐波次数n 为谐波频率和基波频率的整数比。例如，我国电力系统的额定频率是5 0 k ， 则基波为5 0 k ，3 次谐波为1 5 0 k 等。从定义看出，n 必须是大于1 的正整数， 为非整数时的正弦波分 量不能称为谐波。当n 为非整数的正弦波分量出现时，被分析的电气量已不是周期为工频周期的电气量了 本文所提及的谐波均指基波的整数倍谐波由于谐波的频率是基波频率的整数倍，因此谐波往往又被称为 高次谐波。 谐波问题引起了世界各国的重视，很多国家已经制定了电力系统、用电设备和波形畸变的国家标准或 电力部门的规定，这些标准旨在解决谐波源( 用户) 和电网之间谐波干扰的电磁兼容，并保证电网的安全 运行。我国最早的无功和谐波的法规是1 9 8 4 年的s d l 2 4 电力系统谐波管理暂行规定1 9 9 3 年国家 技术监督局颁发了代号为g & t 1 4 5 1 9 - 9 3 电能质量公共电网谐波国家标准。这个标准对我国公用供电 点的谐波电流做出了规定，公共连接点处的全部用户向该点注入的谐波电流分量( 方均根值) 不应超过标 准中规定的允许值。根据调查，家用电器和办公设施所产生的谐波占整个谐波源的2 5 左右u j ，在家用电 器和办公设施等用电器方面，国家标准g b l 7 6 2 5 1 1 9 9 8 o e l l 东南大学硕士学位论文 第四章基于f b d 谐波和无功电流检测方法的应用 为了验证基于f b d 谐波和无功电流检测理论的正确性和基于该方法的有源电力滤波器的可行性，本 文在一套基于a r m 控制的并联型谐波和无功抑制补偿装置上作了实验，实验的基本系统框图如图4 1 所 示。 图4 - 1 有源电力滤波器系统结构图 直流侧电压大小的选择主要应考虑两个方面，即器件的耐压水平和有源电力滤波器的补偿能力由于 开关器件的耐压水平是分级别而不是连续可选的，因此考虑直流侧电压大小时应结合器件耐压水平一起考 虑，充分利用器件的耐压水平。其次应根据有源电力滤波器的补偿能力选择直流电压大小，直流侧电压越； 高有源电力滤波器的补偿能力越强。如果对补偿电流上升率没有特别要求，通常选直流侧电压为系统侧峰 值电压的1 - 5 倍以上，否则补偿能力差直流侧采用了4 7 0 q f 4 5 0 v 的电解电容，直流侧电容容量的选择 主要是抑制直流电容电压的过大波动，保证在正常工作时其直流电压维持不变。使装置正常工作。直流侧 电容容量在允许的范围内越大越好，容量越大，抑制电容电压波动的能力就越强，但电容过大增加了装置 的成本。 4 1 系统硬件结构 4 1 1 主电路 目前普遍应用的电力电子开关器件主要有三类：m o s 唧器件、l g b t 器件和g m ，l g c t 器件，图4 - 2 为m o s f e t 器件、l g b t 器件和g 1 d l g c t 器件的开关容量与工作频率图。从图中可以看出m o s 肿器 件具有很高的开关频率，但容量较小，而l g b t 器件具有较高的开关频率，且容量也较大，而g 1 u ，l g c t 器件工作频率在l o h z 以下，不适合应用于有源电力滤波器中。 第四章基于f b d 谐波和无功电流检测方法的应用 o 1 k1 0 昧 1 0 m ， 图4 2 三种开关器件的容量与工作频率图 l g g r 是一种新型复合功率器件1 3 l j ，其特点是：1 电流密度大，是m o s f e t 的数十倍。2 输入阻抗 高，栅驱动功率极小，驱动电路简单。3 低导通电阻。在给定芯片尺寸和b 下，其导通电阻如f d ，一 不大于m o s f e t 的如f j 的1 0 4 击穿电压高，安全工作区大，在瞬态功率较高时不会受损坏。5 开 关速度快，关断时间短，耐压1 k v 一1 8 k v 的约1 z 、6 v 级的约o 轴，约为g t r 的1 0 ，接近于功率 m o s 唧，开关频率直达l l d 乜，开关损耗仅为g r r 的3 0 。i g b t 将场控型器件的优点与g i r 的大电 流低导通电阻特性集于一体，是极佳的高速高压半导体功率器件。l g b t 的开通和关断是由栅极电压控制 的栅极旃加正电压时，l g b t 导通；栅极施加负电压时，i g b t 关断。 目前，由i g b t 单元构成的智能化功率模块( 坤m ) 在工业应用上得到了迅速发展，它具有集成度高、 开关速度快、体积小、功耗低的特点本实验主电路采用的是直流侧带有电容的电压型逆变器。逆变器的 功率器件选用三菱公司的i p m 模块p m 7 5 r s e l 2 0 ，模块内部封装了7 个i g b t ( 绝缘栅双极晶体管) 。额定 电压为1 2 v ，额定电流为7 5 a ，功率器件的开关频率最大为2 0 灶k 。 口m 不仅包括基本组合单元和栅极驱动控制电路，而且还有故障检测电路和各种保护电路网，如过热 保护、过流保护、短路保护及控制电源欠压保护。口m 内置的驱动和保护电路使系统硬件简单可靠，缩短 了系统开发时间，同时提高了故障下的白保护能力。模块中的每个l g b t 的驱动电路设计了最佳的驱动条 件。与普通的i g b t 模块相比，口m 在系统性能及可靠性方面都有进一步的提高。坤m 以其完善的功能和 高可靠性为自身创造了詹好的应用条件，利用i p m 的控制功能，与微处理器结合，可方便地构成智能功率 控制系统 4 1 1 1 保护电路 口m 的内部功能框图如图4 3 所示，m m 可以实现各种保护，如控制电源欠压保护( u v ) 、过热保护 ( o h ) 、过流保护( o c ) 和短路保护( s c ) 。如果球m 模块中有一种保护电路动作，l g b t 栅极驱动单元 就会关断门极电流并输出一个故障信号( 凡) 电路中各保护简要说明如下： 图4 - 3l p m 的内部功能框图 集电极 发射极 ( 1 ) 控制电源欠压保护 i p m 内部控制电路由1 5 v 商流电源供电。只要该电源电压降到欠压断开阈值( u v ) 以f ，i p m 就关 断，同时会产生一个故障信号。当小毛刺干扰电压的持续时间小于规定的主正时时间时，控制电路不 3 7 东南大学硕士学位论文 受影响，欠压锁定保护电路也不动作，该时间值一般为1 0 f s 左右为了恢复正常运行状态，电源电 压必须超过欠压复位阈值u v r 。控制电源上电和掉电期间，欠压锁定保护电路可能起作用，属于正 常现象。 ( 2 ) 过热保护 在靠近i g f r 芯片的绝缘基板上装有温度传感器，当基板的温度超过过热断开阈值( d r ) 时，坤m 内 的保护电路就会封锁门极驱动信号，不响应控制输入信号，直到过热根源被捧除。当温度下降到过 热复位阈值( 0 哟以下，同时控制输入为断态电平时，功率芯片将恢复工作，同时故障复位信号消失。 当控制信号的下一个通态电平来时就恢复正常运行 ( 3 ) 过流保护 如果i g b t 中的电流超过过流断开阈值( o c ) ，且持续时间大于t o 瞰o c ) 时。1 g 睨会关断，t o o c ) 典型值为1 0 。电流在o c 以上但持续时问小于t o 珥o c ) 时，过流保护电路不工作。 ( 4 ) 短路保护 负载发生短路或系统控制器出现故障，从而使功率芯片的上、下桥臂同时导通时，短路保护电流会 将l g 町关断，同时在故障输出信号端输出一个固定宽度( f m ) 的低电平脉冲信号。 完善的系统保护不能只依靠l p m 的内部保护功能，需要辅助外围的保护电路。l p m 内部的保护电路在 m m 发生故障时会通过故障输出引脚输出一个故障信号，外围的保护就是基于对故障信号的处理。如图4 4 所示，在口m 接口电路前置一个带控制端的三态总线收发器7 4 h c 2 4 5 坤m 的控制信号通过7 4 h c 2 4 5 输 出到光耦接口电路m m 的故障输出信号经过光耦隔离输出，进入四输入端或门，或门输出通过一组r c 低通滤波器以消除开关噪声的影响，然后接到7 4 h 眩4 5 的使能端d e 口m 正常工作的时候，或门输出为 低电平，选通t 7 4 h c 2 4 5 ，控制信号进入到接口电路。当坤m 故障发生时，或门输出为高电平，7 4 l i 已4 5 输出为高阻状态，从而封锁口m 的控制信号，关断口m ，起到了保护口m 的作用。 4 1 1 2 驱动电路 r d e c 输一 i l c 埔 入 图4 - 4l p m 外围保护电路 输 出 驱动电路是m m 主电路和控制电路之间的接口，良好的驱动电路设计对装置的运行效率和安全可靠性 都有重要意义。m m 内置了驱动电路，和i g b t 驱动电路设计相比，外围驱动电路的设计比较方便。只要 能提供1 5 v 直流电压即可。 m m 对驱动电路的输出电压要求很严格p ”，具体为：1 ) 驱动电压的范围为1 5 v 1 0 ，电压高于 1 6 5 v 将可能损坏内部部件，电压低于1 3 5 v 将发生欠压保护。2 ) 驱动电压相互隔离，以避免地线噪声干 扰。3 ) 驱动电源绝缘电压至少是i p m 极间反向耐压值的两倍( 2 ) 。4 ) 驱动电流可以参考器件给出的 2 0 k h z 驱动电流要求，根据实际的开关频率加以修正5 ) 驱动电路输出端滤波电容不能太大，因为当寄 生电容超过1 伽口f 时，噪声干扰将可能误触发内部驱动电路。6 ) l p m 是大功率器件，电磁干扰( e m l ) 较大，对控制电路的影响较大，因此要进行抗电磁干扰。由于有源电力滤波器应用于高电压、大电流场合， 因此要求驱动电路应采用抗干扰能力强、信号传输时间短的高速光耦隔离器件加以隔离。同时，为了提高 抗干扰能力，光耦输出脚和l p m 引脚之间的引线席尽晕短。在本装置的驱动电路中高速光耦为h c p l 4 5 0 4 。 图4 - 5 所示为一种典犁的高可靠性的i p m 外部驱动方案。光耦输出侧接。和c 2 滤波电容主要是保持 控制电压平稳和修正线路阻抗的稳定，其中a 和c 2 的值分别为o 珥f 和1 q “f 。i p m 的控制信号输入端与 直流电源v c c 端应接2 0 i 【o 的上拉电阻上桥臂控制电路应由1 5 v 直流电源分别供电，而f 桥臂可兆朋一 路1 5 v 直流电源。 第四章基于f b d 谐波和无功电流检测方法的应用 4 1 2 检测部分硬件 4 1 2 1a 帕芯片 k ，唰 = 2 c 1 22 c 2 图4 5m m 光耦驱动电路 输出刭 l p m a 帕采样转换模块采用2 片a 1 ) 7 8 6 5 芯片对7 路信号进行采样转换。a d 7 8 6 5 是一款快速、低功耗的 1 4 位a d 转换器。该芯片采用5 y 单电源供电，a d 转换时问间隔为2 铷，端口可容纳的输入电压范围 为1 0 n 蝤n 垃5 no v 艺5 矿和o v 巧n 当输入为签y 范围时，模数转换精度为6 1 0 舢k 转换精度高， 符合本实验要求。每片a 1 ) 7 掰内部带有4 个采样保持器，可对4 路采样信号进行同时采样依次转换，其 内部原理图如图4 _ 6 所示a 仍芯片以1 2 8 h z 的采样频率对负载电流、a p f 电流和直流侧电容两端电压 进行采样和模数转换，即一个工频周期采样2 5 6 个点为了保证a 肥转换的精度，电路中加入了前置滤波 和放大环节。前置滤波环节滤除模拟输入信号中的一些高频信号和噪声信号，然后经放大电路输出到山d 转换芯片进行模数转换。2 片a d 7 5 转换完毕信号通过c p l d 芯片相与产生a d 转换全部完成信号再 触发a r 9 1 r m 9 2 0 0 的外部中断m q 0 引脚。触1 r m 9 2 0 0 依次从2 片a d 读取采样值。a d 转换后的数据 存放在系统指定的地址 4 1 2 2c p u 苍片 暑啊 v _ v b v 敞 v 黼 v i m v - _ y h v 旧 f r m m 鲥i y 双 s e l临c u 培l 2 图4 6a d 7 8 6 5 内部结构图 6 d 两 d b l 3 嘲 碍 厢 近年来嵌入式应用领域中以 r 缸ad 、，a e dr l s c d l i n 曲处理器发展和应用最为突出，被公认为业界领先 的3 2 位嵌入式处理器结构。a r m 处理器具有小体积、高性能、低成本，低功耗的特点，并且有a r m r n l u m b 两套指令集。a r m 所提供的1 6 3 2 位嵌入式r i s c 内核有a r m 7 、a r m 9 、a r m 9 e 、a r m l o 、s e 叫r c o 托、 s t f o n 趴r m 和i n t e lx s c a k 等，几乎i i i 有嵌入式r l s c 微处理器的市场份额的7 5 。a r m 9 系列微处理器在 高性能和低功耗特性方面提供晟佳的件能。具有以f 特点：( 1 ) 5 级流水线，指令执行效率更高；( 2 ) 提供 1 1 m i p s 氓删z 的哈佛结构；( 3 ) 全性能的m m u ，支持多种土流嵌入式操作系统；( 4 ) 支持数据c a d * 和指令 3 9 东南大学硕士学位论文 c a d b 具有更高的指令和数据处理能力等。采用a r m 9 系列芯片作为控制平台的c p u ，在数据处理速度和控制 策略上均可达到最佳结合点。谐波和无功电流检测算法就是在该平台上实现的。 该系统大部分任务是由a r m 负责实现的，主要包括基波周期捕获、软件锁相环、电流检测，数字滤 波、p l 调节和i p m 控制信号产生等。a r m 9 系列微处理器包括a r m 聊：a r m 9 珥和a l 氆蝴三种类型， 本装置采用罔 l 公司a i t h 脚系列的加f 9 1 r m 9 2 0 0 芯片此芯片除了具有a r m 9 系列微处理器般的特 性外，还具有以下特点刚：( 1 ) 1 8 0 湘运行时有2 0 卟，s 处理能力：( 2 ) 1 锄的数据c a c h e ，1 6 k b 的指令 c 缸h e ；( 3 ) 1 6 k b 的内部s 蛋渔m 和1 2 8 k b 的内部r o m ；( 4 ) 外部总线接口删；( 5 ) 支持s d r a m 、s r a m 、 跏赋h a s h 和q m c t f l a 曲、s i m m 抽d i a 以及n n df k i s h 的无缝连接：( 6 ) 四个3 2 位的p i o 控制器可以达到 1 笠个可编程d o 引脚( 每个都有输入控制、可中断及开路的输出能力) ；c 7 ) 带有8 个优先级、可单独屏蔽中断 源的先进中断控制器。 4 2 系统软件设计 全数字有源电力滤波装置的系统框图如图4 - 7 所示。该装置采用肿1 r m 9 2 作为运算和控制的核心 器件。系统三相电流、负载三相电流和直流侧电容电压经互感器隔离，送至a 仍转换芯片，a d 转换器共 有7 路模拟量输入。信号经a ，d 转换后送到微处理器删计算基波有功电流分量，用总电流减去基波有 功分量得到指令电流。指令电流与有源电力滤波器实际输出电流进行比较，经空间矢量控制环节后驱动主 电路各功率器件门极通断。 a 相电源电压经隔离变压器降压、隔离后供给过零检测同步电路使用逆变器主电路由i g 睨桥与电 容器、滤波电抗等组成，负责产生补偿电流送入电网。逆变器选用三菱p m 7 5 r s e l 2 0 七单元智能模块，额 定电流为7 5 a ，电压1 2 0 0 v ；逆变器电压补偿电容c 为4 7 0 0 c f 4 2 1 指令电流计算 图4 - 7 有源滤波器数字实现原理图 有源电力滤波器能否有效地补偿负载产生的谐波电流和无功电流，主要取决于谐波和无功电流检测环 肖及补偿电流发生电路性能。检测电路必须能及时地计算山指令l 乜流，补偿电流发生电路才能实时准确地 跟踪指令电流。本实验装置中谐波检测过程：电压、i 乜流传感器测得相电压和相电流经过前置滤波环竹后 进入a ，d 芯片，a ，d 转换后送至微处理器a r m 汁算鹾波有功电流分量，用总电流减去基波有功分鼍得剑 第四章基于肿谐波和无功电流检测方法的应用 补偿电流信号。实验中为了简化，以a 相电压过零点作为起始点。用查表法得到三相参考电压。 4 2 1 1a 哪设置 舯1 r m 9 2 内部包含了两个定时器，计数器模块( t c ) ，每个1 模块包括3 个完全相同的1 6 位计数 器通道，分别为田0 吖i 5 ，每个通道都可以独立编程。以实现频率测量、计数、时间间隔测量、脉冲产生 和脉冲宽度调制等功能本装置中主要用到了两个t c 通道：t c l 和t e 4 ，分别完成脉冲产生和捕获功能。 有源电力滤波器检测部分整体流程图如图4 8 所示：首先系统初始化，设置中断寄存器，将定时器，计数器 4 ( 1 4 ) 设置为捕获模式，用来捕捉a 相电压上升沿得到同步参考信号，将1 1 设置为波形模式用来产 生1 2 o k 脉冲驱动a d 芯片进行模数转换。a d 转换完成触发m 0 0 中断，调用数据读取程序 a dr e a dh d l 讲) 读取各通道的转换结果，然后进行指令电流计算程序，结果输出到控制环节中驱动主 电路的开关器件动作 图4 8 有源滤波器检测部分流程图 每个工频周期a d 采样2 5 6 个点，采样频率为1 2 8 0 0 h z ，周期为7 8 1 2 5 e 知，在此时间间隔要完成a 仍 转换、指令电流计算和控制信号计算。 4 2 1 2 检测方法选择 如果按照第三章中改进的检测方法进行计算在规定时间内是无法执行完中断程序的，检测方法中尤其 是串联滤波器部分计算较多，并且有较多乘法，耗时较人，针对此问题在实际应用中有两种解决办法：一 是采用f p g a 完成主要计算，a r m 中程序是串行执行的，执行完七一条稃序才能执行下一条，在处理突发事 仆时只能调用有限的中断资源，而f p g a 不同逻辑可以并行执行，可以同时处理不同任务，这就导致了f p g a l 作更有效率，可以在规定时间间隔内完成中断程序；- 二是在保i 止检测精度的情况f 简化检测方法。考虑 4 l 东南大学硕士学位论文 到实际硬件情况，本文采用第二种解决方法。 传统的检测方法是基于瞬时无功功率理论的方法，因为检测模块和控制模块之间的接口变量是4 、， 坐标系下的参致，因此需要进行多次坐标变换。三相负载电流，k 经过坐标变换到口，、d 相，再根 据s i n 耐、s 科计算出j ，知、分别减去它们的直流分量f ，、i | 褥到罐、0 ，再变换到4 、声、口坐 标系。从有源电力滤波器采集来的电流经过同样的计算得到4 、，、口坐标系下的结果，然后和负载侧电流 的计算结果相减最后送入滞环比较环节。检测原理图如图4 _ 9 所示： l 1 6 l c 图4 - 9 、检测方法计算原理图 f b d 检测算法计算步骤主要是将4 、6 、c 相电流、缸、厶和电压作用得到等效电导g ( f ) ，q ( f ) ， 倪( f ) 、g ：( f ) 分别减去它们的直流分量g 、q 得到g 砷、( k ，再与各相电压作用得到4 、趴c 相谐波 和无功电流如，“，“，- 由于控制部分需要的变量是4 、户、o 相的电流值，因此要进行4 、6 、c 相到4 、 ，、d 相坐标变换，计算也相对比较繁琐，原理图如图4 1 0 所示： l 口 1 6 ；c一2 恽蛳丑划一匿 c 乙 现将、法和f b d 法结合。算法的前半部分用阳d 法三相电流f 、kj c 和参考电压作用得到等 效电导q ( f ) 、g ( f ) ，g ( ) 、倪 f ) 减去它们的直流分量g 、q 得到6 知、6 镰，然后根据g 和的 线性比例关系，后半部分采用f ，、法，坐标变换得到口、声、d 相参考值“、抽、“。该方法较单独的、 法和f b d 法均省掉近三分之一的运算步骤，降低了软件开销，实时性好原理图如图4 1 1 所示： 1 4 1 6 i c 图4 1 1f b d 法与、法结合计算原理图 将上述提到的f b d 法和k 法结合的算法称为综合检测方法，当需补偿系统无功时，断开q ( f ) 的直流通道即可。 4 2 1 3 检测方法仿真 现对该检测方法进行系统仿真证明其有效性，仿真情况分为三相对称系统和三相不对称系统。图4 1 2 为三相对称系统情况下综合检测方法与传统的f p 、法检测结果比较。图( a ) 为a 相负载电流波形图：图 ( b ) 为综合检测方法与、如法分别检测到的。的结果比较：图( c ) 为综合检测方法与、法分别检 测刘的的结果比较；图( d ) 为综合检测方法与知、岛法分别检测到的奴的结果比较，其中名称后缀 为“m ”的波形表示为综合检测方法检测出的波形，名称后缀为“- i p i q ”的波形表示为f ，、法检测出 的波形。由图可得两种算法检测剑的波形是完全相同的。 4 2 第四章基于肿谐波和无功电流检测方法的应用 可m e ( s e c ) ( a ) 三相对称系统a 相负载电流波形图 1 1 m e ( s e c ) ( b ) 综合检测方法与、法分别检测出的“结果比较 + 1e 0 1 0 + 6 e - 们1 + 2 e - 0 ” - 2 e - 0 ” 6 e - 0 1 1 1e - 0 1 母 币m e ( s e c ) ( c ) 综合检测方法与、法分别检测出的籼结果比较 一 一 一 一 一 i 8 兀m ec s e c l ( d ) 综合检测方法与、法分别检测出的结果比较 图舢1 2 三相对称系统综合检测方法和传统检测方法仿真结果 图4 1 3 为三相不对称系统情况下综合检测方法与传统的、法检测结果比较。图( a ) 为a 相负载电 流波形闰：图( b ) 为综合检测方法与、法分别检测到的“的结果比较：图( c ) 为综合检测方法与、 法分别检测到的的结果比较：图( d ) 为综合检测方法与、法分别检测到的的结果比较，其中 名称后缀为。s u m ”的波形表示综合检测方法检测出的波形，名称后缀为“i p i q ”的波形表示、法检 4 3 东南大学硕士学位论文 测出的波形。由图可得两种检测算法得到的结果是相同的 1 1 m e ( s e c ) ( a )三相不对称系统a 相负载电流波形图 1 1 m e ( s e c ) ( d ) 综合检测方法与o 法分别检测出的“结果比较 图4 1 3 三胡不对称系统综合检测方法和传统检测方法仿真结果 由图4 - 1 2 和图4 - 1 3 的仿真波形可得，无论在三相对称系统情况下还是在三相不对称系统中，综合检 测方法与基丁瞬时无功功率理论的、法检测到的如、翰、k 波形是完全相同的，冈此呵以得出结论： 综合检测方法与传统的l p 、法具仃相同的检测精度，且因为综合检测方法省掉计算过科 复杂的矩阵变 4 4 第四章基于f b d 谐波和无功电流检测方法的应用 换，所以算法更简单快速，软件开销更小。 4 2 1 4 检测方法实现 根据负载电流和电网电压计算指令电流的过程如图4 1 4 所示该计算方法中，a d 芯片以1 2 8 0 0 i i z 的采样频率对负载三相电流“、如和也、a p f 三相电流o 、b 和、直流侧电容电压蜥进行采样和 模数转换，利用负载三相电流和参考电压计算得到等效电导g ；、6 。，根据g p 和、g ；和的线性关系得 到有功电流分量f p 和无功电流分量f | ，经过低通滤波器后得基波有功电流分量f 。和基波无功电流分量f ， 令有功电流分量减去基波有功电流分量f 。和n 调制后的直流侧电容电压得到待补偿有功电流分量“， 同理得待补偿无功电流分量“，将钿和“经过p a i i 【反变换得到口、，坐标系下的指令电流信号“和。 有源电力滤波器输出的三相电流经过采样和a ，d 转换后为、如、拓，经过坐标变换到口、声、口坐标系后 变为、白和如，将它们与“、籼和“比较，差值输出到控制环节与三相滞环宽度比较来确定主电路中 各开关器件的通断 ( 玉互) 塞璺警! i ! i 电藐屯? 么? t ， 有漂滤波器电流k ，k ， 直流测电容电压 l 计算三相有功功率 计算三相无功功率口! 计算三相电压平方和“2 l 计算等效有功电导( l 得f ， 计算等效无功电导( ，得f ： l i ，经过l p f 得f ，从而得一 l 经过l p f 得f ，从而得f 二 l 一、0 经坐标变换得f ，一 根据k 、t ，得。f 即 根据l c 。，f 啊，0 f 庳得滞环 输入信号 图4 - 1 4 指令电流计算流程图 有源滤波器存在开关和导通损耗会导致有源滤波器直流侧电容电压的变化。直流侧电弈电压波动 过大会影响有源滤波器安全，因此需要采取措施使电乐稳定在一定的范围之内。如果控制有源滤波器输 东南大学硕士学位论文 出电流中的基波有功电流分量，使有源滤波器吸收有功功率，即可使直流侧电容电压升高，反之，则可 使直流侧电容电压降低。图4 - 1 5 中直流电容器电压控制环节就是按这一原理工作的。有源滤波器的 直流侧电容电压用一个电压外环控制，将直流侧电容的实际电压与参考电压相减，差值经过h 调节后和 基波有功电流分量g ，相加作为有功电流参与后面的运算当系统达到稳定时，直流电容器电压将保持 在设定值上，有源滤波器维持一个基波电压输出以保持一定的有功输入，补偿逆变器的开关和导通损耗。 p j 运算具体实现如下： 吃 吃 g ， 图4 1 5 直流侧电容电压控制原理图 图中，虼。表示直流电容器实际电压，儿表示参考电压。 设p ( t ) 为系统输入，o ( t ) 为系统输出，第k - 1 时刻n 算式为： “( 一1 ) - 七，e ( 一1 ) + 屯荟。( d 其中表示n 调节的比例系数，毛表示n 调节的积分系数。 第k 时刻n 算式为： “( 七) l 七，e ( 七) + t 荟8 ( d 由式( 4 2 ) 减去式( 4 1 ) 得递推n 算式为： “ ) - h 仲一1 ) + | ，k 作) 一p ( 七一1 ) 】+ 七j e 0 ) ( 4 1 ) ( 4 2 ) ( 4 3 ) 由式( 4 3 ) 可看出，计算当前时刻的控制量时只需上一时刻的控制量和上一时刻与当前时刻输入的 偏差量即可。常数毛和岛事先存于固定的存储单元中，这样，每次n 运算只是进行两次乘法运算和两次 加法运算。 谐波及无功电流的检测算法必须转换为a r m 能够执行的目标代码文件，才能使a r m 完成计算。本 实验中，实现检测算法的程序用c 语言编写，编译调试软件为a d s l 2 版本，硬件仿真器为金海博公司的 d r a 鲫1 c e 。d m g o n i c e 的优点有：1 ) 支持多内核系统；2 ) 连接简便，兼容大范围使用电压的目标设备； 3 ) 除a g 扫描链以外，不占用目标板上的其他任何资源：4 ) j 1 a g 速度可配置，以满足不同调试对象 的要求。5 ) 采用a r m 集成开发调试环境，支持源代码级调试，支持r o m 断点、多个r a m 断点、条件 断点、单步执行，随程序同步更新并可即时修改变量、寄存器、内存值；6 ) a r m 、删m b 指令混合编 程，支持c 、c + + 、汇编语言的交叉调_ i i ，支持软仿真，可以脱离目标板对程序进行逻辑验证。 4 2 2 主电路控制阁 电流跟踪控制电路根据指令电流和逆蛮器实际补偿电流之间的相互关系，按照空间矢鼙方式得到控制 补偿电流发生电路中主电路各功率器俐通断的信号，驱动电路根据空间矢量信号直接驱动对麻功率器什的 4 6 第四章基于f b d 谐波和无功电流检测方法的应用 开通和关断。 三相四桥臂逆变器的基本等效主电路拓扑图如图4 1 6 所示，岛代表反电动势或电网相电压，为简 单起见，设4 ，6 ，c 三相滤波电感和电阻值分别相等，中线电感厶用来抑制中线电流开关纹波。逆变器四 个桥臂口，6 ，c 和 的开关状态可分别用开关函数墨、& 、& 和晶表示。为了简化分析，忽略了死区影响， 假设各臂上管和下管互补开通和关断，上管开通时开关函数值为1 ，反之为o 二妥占一! k 、k、k 、k 8 一，一l b ：亳! 吕赢_ ；一1 ct 夺一昌h n 鸟、圭 巧曙曙、曙 图4 1 6 主电路拓扑 以滤波电感电流毛，矗和厶为状态变量对滤波电感回路列方程可得 ( 4 4 ) ( 4 5 ) 其中，圪、巧、聆代表相臂间电压p ，埘、p k 和y 0 在4 、，、d 坐标系下的分量；“、即、句代表电网 相电压岛、“和岛在4 、户、口坐标系下的各分量；、妇、如代表电感电流厶、如和f c 在口、，、d 坐标系 下的分量。由式( 4 5 ) 可得，只要根据电流指令选择适当的电压矢量，从而在相臂间施加适当的圪、 和分量就能合成所需的电感电流分量f 、妇、如从而合成所需的、缸和f c 。据此，可构建基于口、口、 口坐标系的空间矢量基础的电流调节器。 每个桥臂的开关函数s ( f ；4 声，c 一) 均可独立取0 和1 两个值，因此三相四桥臂逆变器共有1 6 个开关 状态，将每个开关状态相臂间电压圪。、和变换到4 、，、d 坐标系下，可得各个开关状态下相应 的圪，和值表1 给出了1 6 个开关状态和各个相应的电压值，其中各个状态序号是根据开关函数的 二进制码值定义的。 表1 逆变器开关状态及相应的各电压值 由表1 可将各个开关状态r 的交流电压表示成口，口、d 坐标系f 的空间电压欠鲑。二相四桥臂逆变器 4 7 奎堕查兰婴主兰堡笙苎 共有1 4 个非零矢量和2 个零矢量。桥臂口、6 、c 的开关状态只影响圪和的取值，而桥臂月的开关状态 只影响的取值。由于圪、嵋和都可取正、负及零值，因此可用3 个三电平比较器对逆变器电感输出 电流、毛、进行控制。 基于滞环比较的空间矢量控制原理图如图4 1 7 所示： 血 图4 - 1 7 基于滞环比较的空问矢量控制原理图 4 、，、口三相滞环宽度决定相应通道的电流误差带宽。电感电流误差信号经4 ，6 ，c 至4 、卢、d 变换 后得到口、，、d 坐标系下的误差信号，经过滞环比较从而得到输出信号以、幽和而，用以选择合适的空 间电压矢量，使逆变器产生的实际电流在一定范围内跟踪指令信号电流。当蟊、以、而等于l 时应选择 具有k 、分量的空间电压矢量，驱动逆变器相应开关动作使电流增加。当面、幽、而等于一l 时，应选择具有圪、- 、分量的空间电压矢量，从而驱动逆变器相应开关动作使电流减小当以、 西、而等于o 时，选择零矢量0 或者矢量1 5 ；对于当屯、西，而中一个或两个为o 时，在开关状态发生 变化时尽量使用相邻空间电压矢量以降低开关损耗。表2 给出了所有磊，函、而的状态组合及相应被选 择的空间电压矢量k 表2 空间电压矢量选择表 以 咖 d ok屯 幽 而v n屯 幽 而圪 1113o1131111 1 11o2o1；o211o1 0 - 1112o1121111 0 1 o 一17o o 1 l1019 10o lo l 一1l1 1l o 一1l 14 o 11 1 2l111 2 4 3 实验结果 为了验证论文中提出的谐波和无功电流检测方案的可行性以及由此构成的基于a r m 的并联型有源电 力滤波器能否有效地进行补偿，现以由二极管整流桥、电阻、电感和电容构成的非线性负载作为系统谐波 源进行实验研究。 本实验中，三相负载分别串联一个4 i i i i i 的电感，然后口、6 、c 三相分别与中线构成不可控全桥整流 电路，整流电路负载侧为一c 和r 并联构成。其中，c 值为4 饥f ，r 值为2 0 q 。图4 1 8 为测试装置负载 结构图。 8 8 玛心 o l 1 o o o 1 l 1 1 l 1 o h b 心 o l l o o 0 l 1 o o o o 第四章基于f b d 谐波和无功电流检测方法的应用 图4 1 8 测试装置的负载实验原理图 图4 1 9 为a 相负载电流波形。由波形可知负载电流中含有大量的谐波分量图t 2 0 为谐波和无功补 偿后的电源侧电流波形。 1 b k几s l 唪m 啪 a t l1 洲m 1 撕a 1 1 ， 图4 1 9a 相负载电流波形 1 融k几 s l 峰 州p 懈黼 口 11 呻州m 1 啪c 州， 图4 2 0 谐波和无功补偿后的a 相电源电流 由实验结果可得，谐波含量由原来的2 1 5 降低到补偿后的8 9 ，补偿后的系统侧电流接近正弦波。 可见谐波检测方法的正确性和有效性。 图们1 为检测方法得出的a 相指令电流和装置实际产生的a 相电流波形。实际产生的电流是指直接采 样装置所注入系统的电流，而为了更加严格地验证检测算法的精度，指令电流是由以下方法得出的：采样 负载侧的电流，上传至p c 机，p c 经一系列的运算，得出指令电流，将数据导入m 枷a b 进行波形显示 由图中可看出，两者大致吻合，即装置按指令电流大小输出补偿电流，跟随性能良好。 东南大学硕士学位论文 图4 2 2 为采用f l u k e 电能质量分析仪对当前负载补偿前测试所得的，功率因素( p f ) 为o 7 9 ；图 牝3 为补偿后测试所得，功率闻数提高到0 9 5 ，无功功率已得到有效补偿。 ，三号u 箩路昌