通信原理实验指导书.doc

实验一 数字信号发生实验 一、实验目的 1了解多种时钟信号的产生方法； 2了解PCM编码中的收、发帧同步信号的产生过程； 3掌握3级、4级、5级伪随机码的编码方法和伪随机码性质。二、实验仪器与设备1THEXZ-2B型实验箱、数字信号发生模块；220MHz双踪示波器。三、实验原理时钟信号乃是数字通信各级电路的重要组成部分，在数字通信电路中，若没有时钟信号，则电路基本工作条件将得不到满足而无法工作。 （一）电路组成 时钟与伪码发生实验是供给PCM、PSK、FSK、HDB3等实验所需时钟和基带信号，由以下电路组成： 1内时钟信号源，图18-1。 2多级分频及脉冲编码调制系统收、发帧同步信号产生电路，图18-1。3三级伪随机码发生电路，图18-2；4四级伪随机码发生电路，图18-3；5五级伪随机码发生电路，图18-4。图18-1 时钟及多级分频及脉冲编码调制系统收、发帧同步信号产生电原理图图18-2 三级伪码发生电原理图图18-3 四级伪码发生电原理图18-4 五级伪码发生电原理图（二）电路工作原理 1时钟信号源时钟信号源由钟振Y1提供，若电路加电后，在CLK测试点输出一个比较理想的方波信号，输出振荡频率为4.096MHz，经过D触发器进行二分频，输出为2.048MHz方波信号。2三级基准信号分频及PCM编码调制收发帧同步信号产生电路 该电路的输入时钟信号为2.048MHZ的方波，由可预置四位二进制计数器（带直接清零）组成的三级分频电路组成，逐次分频变成1K方波，由第一级分频电路产生的P128KHZ窄脉冲和由第二级分频电路产生的Q8KH窄脉冲进行与非后输出，即为PCM编译码中的收、发分帧同步信号P8K。 3三级伪随机码发生器电路伪随机序列，也称作m序列，它的显著特点是：（a）随机特性；（b）预先可确定性；（c）可重复实现。 本电路采用带有两个反馈的三级反馈移位寄存器，示意图见图18-5。若设初始状态为111（Q2Q1Q0=111），则在CP时钟作用下移位一次后，由Q1与Q0模二加产生新的输入Q=Q0Q1=11=0，则新状态为Q2Q1Q0=011。当移位二次时为Q2Q1Q0=001；当移位三次为Q2Q1Q0=100；移位四次后为Q2Q1Q0=010；移位五次后为Q2Q1Q0=101；移位六次后为Q2Q1Q0=110；移位七次后为Q2Q1Q0=111；即又回到初始状态Q2Q1Q0=111。该状态转移情况可直观地用“状态转移图”表示。见图18-6。图18-2是实验系统中3级伪随机序列码发生器电原理图。从图中可知，这是由三级D触发器和异或门组成的三级反馈移存器。在测量点PN处的码型序列为1110010周期性序列。若初始状态为全“零”则状态转移后亦为全“零”，需增加U8A三输入与非门“破全零状态”。图18-5 具有两个反馈抽头的3级伪随机序列码发生器 图18-6 状态转移图 4四级伪随机码发生电路 图18-3是实验系统中4级伪随机序列码发生器电原理图。从图中可知，这是由4级D触发器和异或门组成的4级反馈移位寄存器。本电路是利用带有两个反馈抽头的4级反馈移位寄存器，其示意图见图18-7，状态转移图见表18-1，在测量点PN处的码序列为111100010011010。图18-7 具有两个反馈抽头的4级伪随机序列码发生器 5五级伪随机码发生电路 图18-4是实验系统中5级伪随机序列码发生器电原理图，从图中可知，这是由5级D触发器和异或门组成的5级反馈移位寄存器。本电路是利用带有两个反馈抽头（注意，反馈点是Q0与Q2）的5级反馈移位寄存器，其示意图见图18-8，状态转移图见表18-1，在测量点PN处的码序列为1111100011011101010000100101100。图18-8 具有两个反馈抽头的5级伪随机序列码发生器表18-1 3级、4级、5级伪随机码、状态转移图三级伪随机码四级伪随机码五级伪随机码Q2Q1Q0Q3Q2Q1Q0Q4Q3Q2Q1Q011111111111101101110111100100110011110000010001101010001000110101001100011000100110011110011011011001101101101110110110111001011011110100101111011010111100101011110010100010000011000001000001001001001001101001101001101001101001111001111001111011111通过以上三个个例的介绍，我们可将伪随机码的特性归纳如下：伪随机码是数字通信中重要信码之一，常作为数字通信中的基带信号源，应用于扰码、误码测试、扩频通信、保密通信等领域。伪随机码又称m序列，简称nrz。伪随机码的特性包括四个方面：1由n级移位寄存器产生的伪随机序列，其周期为2n -1；2信码中“0”、“1”出现次数大致相等，“1”码只比“0”码多一个；3在周期内共有2n -1个游程，“1”的游程和“0”的游程个数相等；4具有类似白噪声的自相关函数，其自相关函数为：-=221)12NNNNNN(101nn / () 其中n是伪随机序列的寄存器级数。例如：用4个D触发器和一个异或门构成的伪码发生器具有以下特性：1) 周期为21-1=15；2) 在周期内“0”出现24 -1-1=7次，“1”出现24 -1=8次；3) 周期内共有24 -1=8个游程；“1”的游程个数是4，“0”的游程个数亦是4。4) 具有双值自相关特性，其自相关系数为： 四、实验步骤 1电路通电，用20MHz双踪示波器观察CLK、2048K、1024K、512K、256K、128K、64K、32K、16K、8K、2K、1K、P8K、P128K、Q8K各测试点波形并记录之。2用20MHz双踪示波器（直流档）观察“0”（全零码）、“1”（全一码）测试点的波形，并作记录。3用一号导线连接64K及NRZ3CLK，用双踪示波器观察NRZ3CLK及NRZ3测试点，记录三级伪码波形。4同步骤3，连接64K及NRZ4CLK，观察NRZ4CLK及NRZ4测试点，记录四级伪码波形。同上，测试五级伪码并记录。 5按照3级、4级、5级伪随机码的反馈移位寄存器示意图推算伪随机码码序，并与测量值作比较。 6验证伪随机码的四个特性。五、实验报告1分析实验电路的工作原理，叙述其工作过程。2根据实验测试记录，画出各测量点的波形图。3按照反馈移位寄存器推算3级、4级、5级伪随机码的码序，并与测量值作比较。4验证伪随机码的四个特性。实验二 抽样定理和脉冲调幅及解调实验 一、实验目的1学习PAM脉冲幅度解调的原理和方法；2进一步验证抽样定理；2观察了解PAM信号形成过程，了解抽样定理的必要性。二、实验仪器与设备1THEXZ-2B型实验箱、PAM双路抽样脉冲发生实验模块、抽样定理和脉冲调幅实验模块、PAM脉冲幅度解调实验220MHz双踪示波器、万用表三、实验原理在通信技术中为了获取最大的经济效益，就必须充分利用信道的传输能力，扩大通信容量。因此，采取多路化制式是极为重要的通信手段。最常用的多路复用体制是频分多路复用（FDM）通信系统和时分多路复用(TDM)通信系统。频分多路技术是利用不同频率的正弦载波对基带信号进行调制，把各路基带信号频谱搬移到不同的频段上，在同一信道上传输。而时分多路系统中则是利用不同时序的脉冲对基带信号进行抽样，把抽样后的脉冲信号按时序排列起来，在同一信道中传输。利用抽样脉冲把一个连续信号变为离散时间样值的过程称为“抽样”，抽样后的信号称为脉冲调幅（PAM）信号。在满足抽样定理的条件下，抽样信号保留了原信号的全部信息。并且，从抽样信号中可以无失真地恢复出原信号。抽样定理在通信系统、信息传输理论方面占有十分重要的地位。数字通信系统是以此定理作为理论基础的。在工作设备中，抽样过程是模拟信号数字化的第一步。抽样性能的优劣关系到整个系统的性能指标。图20-1 单路PCM系统示意图作为例子，图20-1示意地画出了传输一路语音信号的PCM系统。从图中可以看出要实现对语音的PCM编码，首先就要对语音信号进行抽样，然后才能进行量化和编码。因此，抽样过程是语音信号数字化的重要环节，也是一切模拟信号数字化的重要环节。为了让实验者形象地观察抽样过程，加深对抽样定理的理解，本实验提供了一种典型的抽样电路。除此，本实验还模拟了两路PAM通信系统，从而帮助实验者初步了解时分多路的通信方式。（一）抽样定理抽样定理指出，一个频带受限信号m(t)如果它的最高频率为fH（即m(t)的频谱中没有fH以上的分量），可以唯一地由频率等于或大于2fH的样值序列所决定。因此，对于一个最高频率为3400Hz的语音信号m(t)，可以用频率大于或等于6800Hz的样值序列来表示。抽样频率fs和语音信号m(t)的频谱如图20-2和图20-3所示。由频谱可知，用截止频率为fH的理想低通滤波器可以无失真地恢复原始信号m(t)，这就说明了抽样定理的正确性。实际上，考虑到低通滤波器特性不可能理想，对最高频率为3400Hz的语音信号，通常采用8KHz抽样频率，这样可以留出1200Hz的防卫带，见图20-4。如果fs2fH，就会出现频谱混迭的现象，如图20-5所示。图20-2 语音信号的频谱 图20-3 语言信号的抽样频谱和抽样信号的频谱图20-4 留出防卫带的语音信号的抽样频谱 图20-5 fs2fH时语音信号的抽样频谱在验证抽样定理的实验中，我们用单一频率fH的正弦波来代替实际的语音信号，采用标准抽样频率fs=8KHz，改变音频信号的频率fH，分别观察不同频率时，抽样序列和低通滤波器的输出信号，体会抽样定理的正确性。验证抽样定理的实验方框如图20-6所示。多路抽样脉冲调幅实验框图如图20-7所示，图20-8是调制部分的实验电原理图，在图20-8中，BG1和BG2完成抽样定理调制部分的实验电路。抽样电路采用场效应晶体管开关电路。抽样门在抽样脉冲的控制下以每秒八千次的速度开关。BG1为结型场效应晶体管，BG2为驱动三极管。当抽样脉冲没来时，驱动三极管处于截止状态，-5V电压加在场效应晶体管栅极G，只要G极电位负于源极S的电位，并且|UGS|UP|，则场效应晶体管处于夹断状态，输出信号为“0”。抽样脉冲来时，驱动三极管导通，发射极+5V电压加到驱动二极管，使之反向偏置。从截止到导通的跳变电压经跨接在二极管两端的电容加到场效应晶体管的G极。使栅极、源极之间的电压迅速达到场效应晶体管导通的数值，并一直达到使源极电压等于漏极上的模拟电压。这样，抽样脉冲期间模拟电压经场效应晶体管开关加到负载上。由于抽样电路的负载是一个电阻，因此抽样的输出端能得到一串脉冲信号。此脉冲信号的幅度与抽样时输入信号的瞬时值成正比例，脉冲的宽度与抽样脉冲的宽度相同。这样，脉冲信号就是脉冲调幅信号。当抽样脉冲宽度远小于抽样周期时，电路输出的结果接近于理想抽样序列。由图20-6可知，用一低通滤波器即可实现模拟信号的恢复。为便于观察，解调电路由射随、低通滤波器和放大器组成，低通滤波器的截止频率为3400Hz。图20-6 抽样定理实验方框图（二）抽样定理和脉冲调幅实验电原理图图20-8 抽样定理和脉冲调幅实验电原理图（三）PAM脉冲幅度解调电路及原理图PAM时序信号经过分路选通电路选通后，即可进入脉冲幅度解调电路。解调电路由射随、低通滤波器和放大器组成低通滤波器的截止频率为3400Hz。PAM脉冲幅度解调实验的实验电原理图如图22-1所示。图22-1的左半部分为分路选通电路，J1输入PAM时序信号。BG1为射极跟随器，J4输入选通脉冲，通常为调制端的选通脉冲经适当延迟得到。BG3为选通脉冲驱动级。BG2为选通信号输出，C3为展宽电容；图22-1的右半部分为脉冲幅度解调电路，J5输入PAM时序信号，BG4为射极跟随器，U1A和U1B组成截止频率为3400Hz的低通滤波器，BG5为放大电路，J7输出恢复后的模拟音频信号。图22-1 PAM脉冲幅度解调实验电原理图四、实验步骤（一）准备工作验证抽样定理只需要一路音频信号和一路抽样脉冲，多路脉冲调幅需要两路音频信号和两路抽样脉冲。1准备“PAM双路抽样脉冲发生实验”模板，用20MHz双踪示波器观察TP2，用示波器和频率计测出抽样脉冲的频率、脉宽和时延。2调整信号源实验模板，要求调整到输出频率为1KHz，输出幅度为2VP-P的正弦波。（注意：2VP-P指的是峰峰值为2V）（二）验证抽样定理1正弦信号（从信号源输出）从J8输入，fH=1KHz（fS2 fH）幅度2VP-P，连接抽样脉冲J2到J9。2以TP8作为双踪同步示波器的比较信号，观察TP10抽样后形成的PAM信号。计算在一个信号周期内的抽样次数，核对信号频率与抽样频率的关系。3在脉冲幅度解调实验的J5输入单路抽样时序信号（连接抽样定理和脉冲调幅实验的J10和PAM脉冲幅度解调实验的J5），用20MHz双踪示波器分别观察抽样定理和脉冲调幅实验的J8和脉冲幅度解调实验的TP5TP7。4改变fH，令fH=4Hz（fS=2 fH），重复1、2、3项内容，验证抽样定理。5改变fH，令fH=6KHz（fS2 fH），重复1、2、3项内容，验证抽样定理。五、实验报告1整理实验数据，分别画出fH=1K Hz、fH=4Hz、fH=6KHz时各测试点波形。2分析当fH=1K Hz、fH=4Hz、fH=6KHz，抽样脉冲fS=8KHz时PAM输出与抽样定理的关系。实验三 PCM脉冲编译码实验 一、实验目的1学习PCM编码原理；2了解几种常用PCM编译码芯片；3掌握测试方法。二、实验仪器与设备1THEXZ-2B型实验箱、数字信号发生模块、PCM脉冲编译码实验模块；220MHz双踪示波器。三、实验原理（一）PCM基本工作原理PCM基群作为数字微波通信和光纤通信系统的终端设备，在目前通信系统中占有很重要地位。本实验主要学习PCM30/32路基群系统的PCM编译码器、并对PCM编译码器进行自环测试，加深对PCM终端设备的了解。脉冲编码调制通信就是把一个时间连续、取值连续的模拟信号变换成时间离散、取值离散的数字信号后在信道中进行传输。而脉冲编码调制就是对模拟信号先进行抽样后，再对样值的幅度进行量化、编码的过程。所谓抽样，就是利用抽样脉冲对模拟信号进行周期性扫描，从而把时间上连续的信号变成变成时间上离散的信号。该模拟信号经过抽样后还应当包含原信号中所有信息，也就是说能无失真地恢复原模拟信号。它的抽样速率下限是由抽样定理确定的。在该实验中，抽样速率采用8Kbit/s。模拟信号抽样示意图如图23-1所示。图23-1 模拟信号抽样示意图所谓量化，就是把经过抽样得到的瞬时值将其幅度离散，即用一组规定的电平，把瞬时抽样值用最接近的电平值来表示。一个模拟信号，经过抽样量化后，得到已量化的脉冲幅度调制信号，它仅为有限个数值。所谓编码，就是用一组二进制码来表示每一个有固定电平的量化值。然而，实际上量化是在编码过程中同时完成的，故编码过程也称为模/数变换，可记作A/D。在幅度与时间上连续变化的模拟信号经抽样后，虽然在时间轴上变为离散量，但在幅度上每一采样仍为连续量，为了使每一采样用数字代码表示，就必须将幅度用有限个电平来表示，实现这个过程称作幅度量化。由此可见，脉冲编码调制方式就是一种传递模拟信号的数字通信方式。PCM的原理如图23-2所示。话音信号先经防混迭低通滤波器，得到限带信号（300 3400Hz），进行脉冲抽样，变成8KHz重复频率的抽样信号（即离散的脉冲调幅PAM信号），然后将幅度连续的PAM信号用“四舍五入”办法量化为有限个幅度取值的信号，再经编码，转换成二进制码。对于电话CCITT规定抽样率为8KHz，每抽样值编8位码，即共有28=256个量化值，因而每话路PCM编码后的标准数码率是64kb/s。为解决均匀量化时小信号量化误差大、音质差的问题，在实际中采用不均匀选取量化间隔的非线性量化方法，即量化特性在小信号时分层密、量化间隔小，而在大信号时分层疏、量化间隔大，如图23-3所示。图23-2 PCM的原理框图图23-3 A律与u律的压缩特性在实际中广泛使用的是两种对数形式的压缩特性：A律和律。对压缩器而言，其输入输出归一化特性表示式为：式中A、为压缩系数，CCITT规定它们取值是A=87.6与=255。A律PCM主要用于欧洲，律主要用于北美和日本，我国采用欧洲体制。图23-4 PCM编码方式它们的编码规律如图23-4所示。图中给出了信号抽样编码字与输入电压的关系，其中编码方式（1）为符号/幅度数据格式，Bit7表示符号位，Bit60表示幅度大小；（2）为A律压缩数据格式，它是（1）的ADI（偶位反相）码；（3）为律压缩数据格式，它是由（1）的Bit60反相而得到，通常为避免00000000码出现，将其变成零抑制码00000010。（二）PCM编译码电路MT8965芯片介绍： 1）编译码器的简单介绍模拟信号经过编译码器时，在编码电路中，它要经过取样、量化、编码，如图22-5（a）所示。到底在什么时候被取样，在什么时序输出PCM码则由AD控制来决定，同样PCM码被接收到译码电路后经过译码低通、放大，最后输出模拟信号到话机，把这两部分集成在一个芯片上就是一个单路编译码器，它只能为一个用户服务，即在同一时刻只能为一个用户进行A/D及D/A变换。编码器把模拟信号变换成数字信号的规律一般有两种，一种是律十五折线变换法，它一般用在PCM24路系统中，另一种是A律十三折线非线性变换法，它一般应用于PCM30/32路系统中，这是一种比较常用的变换法。模拟信号经取样后进行A律十三折线变换，最后变成8位PCM码，实用的A 87.56/13 折线编码器对每个样值编8位码，即 a1 a2 a8，其码位安排如下： a1：极性码。a1 =1 表示正极性，a1=0 表示负极性。 a2 a3 a4：段落码，用来确定信号所在的段，例如a2 a3 a4为“000”表示第1段。 a5 a6 a7 a8：段内电平码，用来确定信号在某一大段内的那一小段，每一大段内又均分16小段。在单路编译码器中，经变换后的PCM码是在一个时隙中被发送出去，这个时序号是由AD控制电路来决定的，而在其它时隙时编码器是没有输出的，即对一个单路编译码器来说，它在一个PCM帧里只在一个由它自己的AD控制电路决定的时隙里输出8位PCM码，同样在一个PCM帧里，它的译码电路也只能在一个由它自己的DA控制电路决定的时序里，从外部接收8位PCM码。其实单路编译码器的发送时序和接收时序还是可由外部电路来控制的，编译码器的发送时序由AD控制电路来控制，而AD控制电路还是受外部控制电路的控制，同样在译码电路中DA控制电路也受外部控制电路的控制，这样，我们只要向AD控制电路或DA控制电路发某命令即可控制单路编码器的发送时序和接收时序号，从而也可以达到总线交换的目的，但各种单路编码器对其发送时序和接收时序的控制方式都有所不同，象有些编码器就有两种方式，一种是编程法，即给它内部的控制电路输进一个控制字，令其在某某时隙干什么工作，另一种是直接控制，这时它有两个控制端，我们定义为FSx和FSr，要求FSx和FSr是周期性的，并且它的周期和PCM的周期要相同，都为125s，这样，每来一个FSx，其Codec就输出一个PCM码，每来一个FSr，其Codec就从外部输入一个PCM码。（a） AD电路 （b） DA电路图23-5 A/D以及D/A电路框图图23-5（b）是PCM的译码电路方框图，它的工作过程同图23-5（a）的工作过程完全相反，因此这里就不再讨论了。2）本实验系统编译码器电路的设计我们所使用的编译码器是把Codec和Filter集成在一个芯片上，它的内部结构方框图见图23-6所示。 它的外部接口可分两部分：一部分是模拟接口电路，它与编译码器中的Filter发生联系，这一部分控制模拟信号的放大倍数，另一部分是与处理系统和交换网络的数字接口，它与编译码器中的Codec发生联系，我们对Codec的控制主要通过这些数字接口线来达到目的。常用引脚用途：VFT(13)：音频输入 AZ（14）：自动调零，接电容到地 OUTpcm(4)：编码输出 DIc(1)：控制数据输入，本电路接地 MS(7)：模式选择，本电路接-5V FS(6)：时分脉冲输入 CP(3)：时钟信号（2.048M）输入 INpcm(2)：解码输入VFR(15)：音频输出V+(5)：+5V电源输入V-(12)：-5V电源输出VREF(17)：+2.5V基准电压GNDA(16)：模拟地GNDD(18)：数字地整个电路由三部分构成：发送部分、接收部分和控制部分。图23-6 MT8965内部原理框图发送部分包括发送滤波器，PCM编码器和输出寄存器。需要发送的音频信号从VFT 端输入后首先进到发送滤波器，完成防混叠和音频限带功能。发送滤波器的增益可由外部编程控制为0dB、1dB.7dB共8级，其性能符合CCITT G 712建议和AT & T D3/D4标准。从发送滤波器输出的抽样后（抽样率为8KHz）阶梯信号进入编码器完成A-D变换和偶位反相，产生符合CCITT数据格式的ADI码，经输出寄存器变为串行信号由OUTpcm输出。接收部分由输入寄存器、PCM解码器和接收滤波器组成。总线上的PCM数据在一帧开始后由CP信号同步送到输入寄存器，变位并行信号后输入解码器进行D-A变换。恢复的音频模拟信号经接收滤波器进行平滑、限带和频率补偿后由VFR端输出。接收滤波器增益可由外部编程控制。为0dB，-1dB，.-7dB，共8级。控制部分由控制逻辑、两个8位控制器A和B及输出寄存器组成。MT8965以同步方式工作。（三）PCM编译码电路TP3067芯片介绍：PCM编译码器TP3067专用大规模集成电路，它是用CMOS工艺制造的单片PCM A/律编译码器，并且片内带有输入输出话路滤波器。TP3067的管脚如图23-7所示，内部组成框图如图23-8所示。TP3067的管脚定义简述如下： 符号 功能（1）VPO+：接收功放的同向输出（2）GNDA：模拟地，所有信号均以该引脚为参考点 （3）VPO-：接收功放的反向输出 （4）VPI ：将输入转换到接收功放（5）VFRO：接收滤波器的模拟输出 （6）Vcc：正电源引脚，Vcc=+5V5% 图23-7 TP3067管脚排列图 （7）FSR：接收部分的8KHz帧同步时隙信号，可输入P8K（8）DR：PCM码流解码输入（9）BCLKRCLKSESL：在FSR的前沿后把数据移入DR的位时钟，其频率可从64KHz变化至2.048MHz，另一方面它也可能是一个逻辑输入，以此为在同步模式中的主时钟选择频率1.536MHz1.544MHz或2.048MHz，BCLKR用在发送和接收两个方向（10）MCLKRPDN：接收主时钟，其频率可以为1.536MHz、1.544MHz或2.048MHz。它允许与MCLKx异步，但为了获得最佳性能应当与MCLKx同步，当MCLKR连续联在低电位时，CLKx被选用为所有内部定时，当MCLKR连续工作在高电位时，器件就处于掉电模式。（11）MCLKx：发送主时钟，其频率可以是1.536MHz、1.544MHz或2.048MHz，它允许与MCLKR异步，同步工作能实现最佳性能。（12）BCLKx：把PCM数据从DX上移出的位时钟，其频率可从64KHz变至2.048MHz，但必须与MCLKx同步。（13）Dx：由FSx启动的三态PCM数据输出。（14）FSx：发送部分的8KHz帧同步时隙信号（15）TSX：编码时的消耗输出（16）ANLB：模拟环回路控制输入，在正常工作时必须置为逻辑“0”，当拉到逻辑“1”时，发送滤波器和发送前置放大器输出的连接线被断开，而改为和接收功率放大器的VCO+输出连接。 （17）GSx ：发送输入放大器的模拟输出。用来在外部调节增益。 （18）VFXI- ：发送输入放大器的反向输入。 （19）VFXI+ ：发送输入放大器的同向输入。 （20）VBB：负电源引脚，VBB=-5V5%图23-8 TP3067的内部结构框图四、实验步骤本实验项目采用的实验电原理图如图23-9所示。 图23-9 PCM脉冲编译码实验电原理图 实验所需的时钟（2048KHz）和时分脉冲（Q8KHz）取自“数字信号发生模块”。（一）观察PCM时隙信号：(PCMOUT)在J8输入2048KHz时钟，在J7输入Q8KHz窄脉冲（脉宽7.8us），在J6输入1KHz音频信号，幅度2VP-P，在TP13可观察到如图23-10所示的PCM时隙信号（PCMOUT）。图23-11是PCM时隙信号展宽后的数字码，由于八位数字码随时在变化的，因此，最好用数字存储示波器将数字码随机存储后观察。图23-10 单路PCM时隙信号图23-11 展宽后的单路PCM时隙信号 （二）短接J5-J9，将PCM时隙信号（PCMOUT）导入译码器，在译码输出端TP14可观察到经过译码后的1KHz音频信号。五、实验报告1阐述PCM编译码的过程和工作原理。2整理测量得到的各种数据和观察到的波形。3写出实验心得。实验四 AMI/HDB3编译码实验 一、实验目的1掌握AMI/HDB3码的编码规则及其特性；2了解采用CD22103专用芯片实现的编译码电路。二、实验仪器与设备1THEXZ-2型实验箱、数字信号发生模块、AMI/HDB3编译码实验模块；220MHz双踪示波器。三、实验原理在数字通信系统中，有时不经过数字基带信号与信道信号之间的变换，只由终端设备进行信息与数字基带信号之间的变换，然后直接传输数字基带信号。数字基带信号的形式有许多种，在基带传输中经常采用AMI码(符号交替反转码)和HDB3码(三阶高密度双极性码)。 1传输码型在数字复用设备中，内部电路多为一端接地，输出的信码一般是单极性非归零信码。这种码在电缆上长距离传输时，为了防止引进干扰信号，电缆的两根线都不能接地(即对地是平衡的)，这里就要选用一种适合线路上传输的码型，通常有以下几点考虑：(1) 在选用的码型的频谱中应该没有直流分量，低频分量也应尽量少。这是因为终端机输出电路或再生中继站都是经过变压器与电缆相连接的，而变压器是不能通过直流分量和低频分量的。(2) 传输型的频谱中高频分量要尽量少。这是因为电缆中信号线之间的串话在高频部分更为严重，当码型频谱中高频分量较大时，限制了信码的传输距离或传输质量。 (3) 码型应便于再生定时电路从码流中恢复位定时。若信号连“0”较长，则等效于一段时间没有收脉冲，恢复位定时就困难，所以应该使变换后的码型中连“0”较少。 (4) 设备简单，码型变换容易实现。(5) 选用的码型应使误码率较低。双极性基带信号波形的误码率比单极性信号低。 根据这些原则，在传输线路上通常采用AMI码和HDB3码。 2AMI码 用“0”和“1”代表空号和传号。AMI码的编码规则是“0”码不变，“1”码则交替地转换为+1和-1。当码序列是100100011101时，AMI码为：+100-1000+1-1+9-1。通常脉冲宽度为码元宽度的一半，这种码型交替出现正、负极脉冲，所以没直流分量，低频分量也很少，它的频谱如图31-1所示，AMI码的能量集中于f0/2处(f0为码速率)。这种码的反变换也很容易，在再生信码时，只要将信号整流，即可将“-1”翻转为“+1”，恢复成单极性码。这种码未能解决信码中经常出现的长连“0”的问题。图31-2所示为4级伪随机序列的AMI码及其波形。从AMI码的编码规则看出，它已从一个二进制符号序列变成了一个三进制符号序列，而且也是二进制符号变换成一个三进制符号。把一个二进制符号变换成一个三进制符号所构成的码称为1B/1T码型。 图31-1 AMI码的频谱示意图 图31-2 AMI码及其波形 AMI码除有上述特点外，还有编译码电路简单及便于观察误码情况等优点，它是一种基本的线路码，并得到广泛采用。但是，AMI码有一个重要缺点，即当它用来获取定时信息时，由于它可能出现长的连0串，因而会造成提取定时信号的困难。3HDB3码及变换规则为了保持AMI码的优点而克服其缺点，人们提出了许多种类的改进AMI码，HDB3码就是其中有代表性的码。HDB3码的全称是三阶高密度双极性码。它的编码原理是这样的：先把消息代码变换成AMI码，然后去检查AMI码的连0串情况，当没有4个以上连“0”串时，则按AMI规则编码，当出现4个连“0”码时，以码型取代节“000V”或“B00V”代替四连“0”码。选用取代节的原则是：用B脉冲来保证任意两个相连取代节的V脉冲间“1”的个数为奇数。当相邻V脉冲间“1”码数为奇数时，则用“000V”取代，为偶数个时就用“B00V”取代。在V脉冲后面的“1”码和B码都依V脉冲的极性而正负交替改变。为了讨论方便，我们不管“0”码，而把相邻的信码“1”和取代节中的B码用B1B2.Bn表示，Bn后面为V，选取“000V”或“B00V”来满足Bn的n为奇数。当信码中的“1”码依次出现的序列为VB1B2B3. BnVB1时，HDB3码为+ - + -.- - +或为- + - +.+ + -。由此看出，V脉冲是可以辨认的，这是因为Bn和其后出现的V有相同的极性，破坏了相邻码交替变号原则，我们称V脉冲为破坏点，必要时加取代节B00V，保证n永远为奇数，使相邻两个V码的极性作交替变化。由此可见，在HDB3码中，相邻两个V码之间或是其余的“1”码之间都符合交替变号原则，而取代码在整修码流中不符合交替变号原则。经过这样的变换，既消除了直流成分，又避免了长连“0”时位定时不易恢复的情况，同时也提供了取代信息。图31-3给出了HDB3码的频谱，此码符合前述的对频谱的要求。 图31-4给出一个特定信码的HDB3编码方法。 图31-3 HDB3码的频谱示意图例如，信码为：1 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 1若前一个破坏点为V-，且它至第一个连“0”串前有奇数个B，则HDB3码为：若前一个破坏点为V+ ，且它至第一个连“0”串前有偶数个B，则HDB3码为：图31-4 特定信码的HDB3编码方法这里B+ 、B-分别表示符合极性交替规则的正脉冲和负脉冲。V+和V- 分别表示破坏极性交替规则的正脉冲和负脉冲，由此可见HDB3码的波形不是唯一的，它与出现四连“0”码之前的状态有关。由于HDB3码能较好地满足传输码型的各项要求，所以常被用于远端接口电路中。在M编码、PCM编码和ADPCM编码等终端机中或多种复接设备中，都需要HDB3码型变换电路与之相配合。 图31-5将NRZ码、HDB3码和AMI码编码方式作一比较。图31-5 NRZ-HDB3-AMI编码方式虽然HDB3码的编码规则比较复杂，但译码却比较简单。从上述原理看出，每一个破坏符号V总是与前一非0符号同极性（包括B在内）。这就是说，从收到的符号序列中可以容易地找到破坏点V于是也断定V符号及其前面的3个符号必定是连0符号，从而恢复4个连0码，再将所有-1变成+1后便得到原消息代码。HDB3码保持了AMI码的优点，克服了AMI码在遇到连“0”长时难以提取定时信息的困难，因而获得广泛应用。CCITT已建议把HDB3码作为PCM终端设备一次群到三次群的接口码型。 4实际电路本实验模块采用了U1（CD22103）专用芯片实现AMI/HDB3的编译码，没有采用复杂的线圈耦合的方法来实现HDB3码字的测试，而是采用U2对HDB3的输出进行变换。输入的码流由U1的1脚在2脚时钟信号的推动下输入，HDB3与AMI由K1选择。编码之后的结果在U1的14，15脚输出。而后在电路上直接由U1的11，13脚返回，再由U1进行译码。正确译码之后TP1与TP3的波形应一致，但由于编译码的规则较复杂，当前的输出HDB3码字可能与前四个码字有关，因而HDB3的编译码时延较大。AMI/HDB3的选择可通过K1设置，当K1设置在1-2状态时，U1完成HDB3编译码过程，设置在2-3状态时，U1完成AMI编译码过程。电路原理图如下：四、实验步骤 （一）准备“数字信号发生模块”，用示波器检查“全一码”、“全零码”、“3级伪码”、“4级伪码”、“5级伪码”及64K时钟的输出状态（各级伪码时钟确定在64KHz）。（二）“AMI/HDB3编译码实验模块”的K1接2、3即选择AMI模式， J2输入64KHz时钟信号，J1依次输入“全一码”、“全零码”、“3级伪码”、“4级伪码”、“5级伪码”，J3输入D64K时钟。1“全一码”输入：用20MHz双踪示波器检查TP1的“全一码”和TP7的“全一码”的HDB3编码，编码应符合AMI码的编码规则。再测TP1和TP3的译码输出是否正确。2“全零码”输入：用20MHz双踪示波器检查TP1的“全零码”和TP7的“全零码”的HDB3编码，编码应符合HDB3码的编码规则。再测TP1和TP3的译码输出是否正确。3“3级伪码”输入：用20MHz双踪示波器检查TP1的“3级伪码”和TP7的“3级伪码”的HDB3编码，编码应符合AMI码的编码规则。再测TP1和TP3的译码输出是否正确。4“4级伪码”输入：用20MHz双踪示波器检查TP1的“4级伪码”和TP7的“4级伪码”的HDB3编码，编码应符合AMI码的编码规则。再测TP1和TP3的译码输出是否正确。5“5级伪码”输入：用20MHz双踪示波器检查TP1的“5级伪码”和TP7的“5级伪码”的AMI编码，编码应符合AMI码的编码规则。再测TP1和TP3的译码输出是否正确。（三）“AMI/HDB3编译码实验模块”的K1接1、2即选择HDB3模式，步骤同（二）检测HDB3的编译码，并于AMI相比较。五、实验报告1写出AMI码和HDB3码的编码规则。2结合AMI码和HDB3码的编码规则，对以上五种信码进行编码（画在方格纸上），并和测试结果进行比较。3结合编码框图，对电原理图各部分电路进行分析。实验五 振幅键控（ASK）调制与解调实验一、实验目的1掌握用键控法产生2ASK信号的方法。2掌握2ASK非相干解调的原理。二、实验仪器与设备1THEXZ-2型、2ASK数字调制与解调模块、数字信号发生模块220MHz以上双踪示波器；1号实验导线。三、实验原理调制信号为二进制序列时的数字频带调制称为二进制数字调制。由于被调载波有幅度、频率、相位三个独立的可控参量，当用二进制信号分别调制这三种参量时，就形成了二进制振幅键控(2ASK)、二进制移频键控（2FSK）、二进制移相键控(2PSK)三种最基本的数字频带调制信号，而每种调制信号的受控参量只有两种离散变换状态。1. 2ASK调制原理在振幅键控中载波幅度是随着基带信号的变化而变化的。使载波在二进制基带信号1或0的控制下通或断，即用载波幅度的有或无来代表信号中的“1”或“0”，这样就可以得到2ASK信号，这种二进制振幅键控方式称为通断键控（OOK）。2ASK信号典型的时域波形如图1-1所示，图1 2ASK信号的典型时域波形其时域数学表达式为：S2ASKt=anAcosct 1-1式中，A为未调载波幅度，c为载波角频率，an为符合下列关系的二进制序列的第n个码元：an=0 &出现概率P1 &出现概率为1-P 1-2综合式1-1和式1-2，令A1，则2ASK信号的一般时域表达式为：S2ASKt=nangt-nTscosct=Stcosct 1-3式中，Ts为码元间隔，gt为持续时间-Ts/2,Ts/2内任意波形形状的脉冲（分析时一般设为归一化矩形脉冲），而S(t)就是代表二进制信息的随机单极性脉冲序列。2ASK信号的产生方法比较简单。首先，因2ASK信号的特征是对载波的“通断键控”，用一个模拟开关作为调制载波的输出通/断控制门，由二进制序列S(t)控制门的通断，St=1时开关导通；St=0时开关截止，这种调制方式称为通断键控法。其次，2ASK信号可视为S(t)与载波的乘积，故用模拟乘法器实现2ASK调制也是很容易想到的另一种方式，称其为乘积法。2. 2ASK解调原理2ASK有两种基本的解调方法：非相干解调（包络检波法）和相干解调（同步检测法），相应的接收系统组成方框图如图2所示。与模拟信号的接收系统相比，这里增加了一个“抽样判决器”方框，这对于提高数字信号的接收性能是必要的。（1）非相干解调方式（2）相干解调方式图2 2ASK解调原理框图3. 实验原理1）ASK调制电路调制实验电路采用通断键控法，2ASK调制的基带信号和载波信号分别从“S1(t)”和“f(t)”输入，调制信号从“2ASK(out)”输出。其实验框图和电路原理图分别如图3、图4所示。图3 2ASK调制实验框图图4 2ASK调制原理图2）ASK解调电路解调实验电路采用包络检波法，其实验框图和电路原理图分别如图5、图6所示。2ASK调制信号从“2ASK(in)”输入，经C2和R2组成的耦合电路至半波整流器（由D1、D2组成），半波整流后的信号经低通滤波器U3（TL082）、电压比较器U4（LM339）与参考电位比较后送入抽样判决器进行抽样判决，最后得到解调输出的二进制信号。电位器RW2用来调节电压比较器U4的判决电压。判决电压过高，将会导致正确的解调结果丢失；判决电压过低，将会导致解调结果中含有大量错码，因此，只有合理选择判决电压，才能得到正确的解调结果。抽样判决用的时钟信号就是2ASK基带信号的位同步信号，该信号从“S2(t)”输入，从数字信号发生模块直接引入。在实际应用的通信系统中，解调器的输入端都有一个带通滤波器来滤除带外的信道白噪声并确保系统的频率特性符合无码间串扰的条件。本实验中为了简化实验设备，在调制部分的输出端没有加带通滤波器，并且假设信道是理想的，所