（电力电子与电力传动专业论文）高频交流环节的研究.pdf

西南交通大学硕士研究生学位论文第l l 页 a b s t r a c t b a s e do na no v e r v i e wo f h i g hf r e q u e n c yl i n k ( h f l ) i n v e r t e r s ，t h e a d v a n t a g e sa n dd i s a d v a n t a g e so fh f l i n v e r t e r si ns o m e i m p o r t a n tv o l t a g em o d e a n dc u r r e n tm o d ea r ed i s c u s s e di nt h ed i s s e r t a t i o n t h ec u r r e n tm o d eh f l i n v e r t e r ss o l v et h ei n h e r e n t v o l t a g es u r g ep r o b l e mi nv o l t a g em o d eh f l i n v e r t e r s ，s ot h e yh a v eb e t t e rp e r f o r m a n c ea n da p p l i c a t i o np r o s p e c ti nl o w p o w e ra p p l i c a t i o n b u tt h ev o l t a g em o d e h f li n v e r t e r so f t e nh a v e p e r f o r m a n c e a n d a p p l i c a t i o ni nh i 曲p o w e ra p p l i c a t i o n t h e p h a s e s h i f t e dc o n t r o l l e dv o l t a g e m o d ec o n v e r t e r sw i t hh f la r cd e e p l y i n v e s t i g a t e d t h i sk i n do fc o n v e r t e r si sc o n s t i t u t e do fi n v e r t e r ，h i g hf r e q u e n c y t r a n s f o r m e ra n do u t p u tc y c l o c o n v e r t e r t h em o d ei ss u i tf o rh i g ho u t p u tv o l t a g e f i e l d t h es p w mw a v e i sf i l t e r e di n t os t e a d yc o m m e r c i a lf r e q u e n c ys i n u s o i d a l v o l t a g e w i t hl o wh a r m o n i cb y o u t p u tc y c l o c o n v e r t e r f r o mt h ev i e w p o i n to ft h ew h o l et o p o l o 舀e so fh f li n v e r t e r s ，an e w s c h e m eo fh f li n v e r t e mi sa p p l i e d b a s e do n p h a s e s h i f t e dc o n t r o l l e dv o l t a g e m o d e ，z v si sa c h i e v e dw i t ht h eo u t p u tc a p a c i t a n c e ，o u t f i u ti n d u c t a n c eo fm o s a n dl e a k c di n d u c t a n c eo ft r a n s f o n n e r t h ei n v e r t e ri sas m a l li n d e p e n d e n ts y s t e m t h e r e f o r e ，t oa c h i e v eag o o d p e r f o r m a n c eb o t hs t a t i c a l l ya n dd y n a m i c a l l y , c l o s e dl o o pc o n t r o lm e t h o d h a st o b ea p p l i e d t h ep a p e rt a k e sa d v a n t a g eo fas i n 蛋ec l o s e l o o pc o n t r o lm e t h o d b a s e do n v o l t a g ef e e d b a c k ，a n de n a b l e s t h ei n v e r t e rt op r o d u c e s t e a d ys i n ew a v e b y t h ed i g i t a lp i d a d j u s t e rd e s i g n e d t h eh i 曲f r e q u e n c yt r a n s f o r m e ri si n v e s t i g a t e da n dc o m p a r e dw i t hp o w e r t r a n s f o r m e r t h eh i 9 1 l 仃e q u e n c yt r a n s f o r m e rs u i t e dh f l i n v e r t e r si sd e s i g n e d a n dp a r a m e t e r sa r ea c h i e v e di nt h i sp a p e r t h ew h o l es i m u l a t i o nm o d u l eo fc o n t r o ls y s t e mi sb u i l tu pu n d e rt h e p o w e r f u lm a t l a b s i m u i i n kp l a t f o r m i tc a np r e c i s e l yr e f l e c tt h es y s t e m p r o p e r t i e s i t w i l lb e c o m ee a s i e rt h a tw es e l e c t a p p r o p r i a t ep a r a m e t e r s t h e r e f o r et h es i m u l a t i o nm o d u l ew o u l ds h o r t e nt h ec y c l ea n de c o n o m i z et h e c o s t k e y w o r d ：i n v e r t e lh i g h f r e q u e n c yl i n k ，s p w m ，p h a s e s h i f t e d ， s o f ts w i t c h 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 页 1 1 课题的背景 第1 章绪论 在我们的周围，正在越来越多的使用各种用电设备，它们或者 直接由5 0 h ，交流电供电，或者由交流电变换的各种不同电压的直流 电供电。据统计在发达国家，电能己有4 0 经过各种变换处理，节 能效果达到15 4 0 ，而到2 0 1 0 年，将有8 0 电能需要经过电 力电子技术的变换器处理再应用m 。这其中就包括将直流电转换为 交流电的逆变技术。因此逆变技术在节约电能方面占有重要的位置。 另方面，随着用电设备的增多，一些涉及到关键部门的用电 设备，如电信行业、银行业的计算机、警报装置，对电源的可靠性 和电源质量的要求也越来越高。不间断供电设备( u p s ) 应运而生， 在国外计算机供货商已将u p s 随计算机配套出售。逆变环节是实现 u p s 的关键技术，因此研究逆变技术对不阅断供电起着至关重要的 作用。 电力电子研究人员对d c d c 变换器、a c d c 变换器、d c a c 逆变 器高频环节变换技术的研究，已取得了显著的成果；对a c a c 变换 技术的研究却很有限。 a c a c 变换器是应用功率半导体器件，将某一频率和幅值的交 流电能转换成同一或另一频率和幅值的交流电能的一种交流装置， 供交流负载用电。交流稳压器是a c a c 变换器典型应用领域之一。 由于电网容量的不足，特别是输变电和各种配电设备的性能和质量 问题、各种用电设备配置的合理性以及设备之间的相互影响等因素， 使供电系统终端的供电质量受到了严重的影响。在电喇中存在着过 压、欠压、瞬时跌落、故障停电、浪涌以及尖峰脉冲等高频干扰。 这些设备的使用主要是为了保证并改进交流供电质量，特别是交流 稳压器和u p s ，它们己经成为交流供电系统必备的终端设备，不仅 可以全面的改善供电质量，同时还具备对负载进行保护和协助使用 者对供电系统进行管理的功能，因此交流稳压器己成为交流供电系 统中的重要环节。 交流调压器也是a c a c 变换器应用领域之一。工频变压器广泛 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 页 应用于工矿企业、科研院所和大学实验室等领域，实现了高效率传 递功率、a c a c 变压与电气隔离等功能。 常规的逆变技术通常在逆变器和输出端之间加入一级工频变压 器来调整电压比。有些u p s 中的逆变器就采用了这种逆变技术。图 l i 所示为u p s 的结构框图。蓄电池电压通常为2 4 v 一1 2 0 v ，而 输出电压为1 1 0 y 6 0 h z 或2 2 0 v 5 0 日：，所以必须加入一级工频 变压器来改变电压。虽然该技术应用广泛、性能可靠、技术成熟， 但是仍有许多不足之处一，； a ) 工频变压器体积大、笨重； b ) 输出滤波器体积大、笨重； c ) 工频变压器和输出滤波电感会产生音频噪声； d ) 对于输入电压及负载的波动，系统动态响应特性差。 t 图1 1 常规的逆变技术实现的u p s 在航空领域，飞机机载用电设备越来越多，它们对电源的可靠 性和质量的要求更加严格，同时对电源的体积有着较高的要求。集 中式电源系统在可靠性、通用性、维修性等方面已无法完全满足要 求”。1 。具有高功率密度、高效率和低成本的分布式电源系统将逐渐 替代集中式电源系统，研究通用的新型单相静止变流器模块对构成 三相静止交流器和分布式电源系统极为重要。在航天方面，要求与 其配套的电源不仅要满足高质量、高性能，同时要求生产研制厂家 摆脱以前体积大、重量沉的“铜疙瘩”形象。总之，在很多环境下， 对u p s 的体积提出更高的要求，鉴于此，本文在综合国内外现状的 情况下，对其进行了研究。 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 页 1 2 国内外的研究现状 m r e s p e l a g e 于1 9 7 7 年提出了高频交流环节逆变技术的新概念 “1 。高频交流环节逆变技术与常规的逆变技术最大的不同在于前者 利用高频变压器实现输入与输出的电气隔离，减小了变压器的体积 和重量。此文首先将该技术应用到直流输入、三相可变频率交流输 出，尔后又将高频交流环节的概念扩展到多相交流输入和输出系统 ( 见图l 一2 ) 。其具有以下许多优点： a ) 采用高频变压器实现输入输出的电气隔离和调整电压变比， 减轻了变压器的体积和重量： b ) 电路能够可靠的四象限工作； c ) 简单可靠的自适应换流。 1 1 c 啪 2 3 0 vb 一一图1 2 交流输入的高频交流环节逆变系统 虽然该文献提出的高频交流环节逆变技术有许多优点，但由于 当时半导体器件的限制。工作频率局限在2 k 4 础。范围。故还不 能完全体现高频逆变技术的优点。 图1 3 高频交流环节逆变系统的另一种描述 1 9 8 0 年，m r j a l a d e 从另一个角度阐述了高频交流环节逆变系 统的拓扑结构。此文将高频交流环节逆变系统按变换器的工作类 型分为两类：电压源( b u c km o d e ) 和电流源( b u c k - - b o o s tm o d e ) ， 。：一 o o i b c 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 页 文献 8 ，9 的研究工作在电压源方面对文献 3 作了进一步的补充 ( 见图1 3 ) 。该系统具有以下优点： a ) 系统的效率高，接近于d c d c 变换器，其效率大于9 0 ； b ) 可靠性较高：c ) 系统的动态响应好； d ) 输出电压的波形失真度小；d ) 系统易于并联。 1 2 1 高频交流环节逆变技术的分类 高频交流环节逆变技术按照功率的传输方向可分为两大类 “”1 ：单向型( u n d i r e c t i o n a lp o w e rf l o wm o d e ) 和双向型( b i d i r e c t i o n a lp o w e rf l o wm o d e ) 高频交流环节逆变器n 5 1 ：如按照功 率变换器的类型，还可分为：电压源( v o l t a g em o d e 或b u c km o d e ) 和电流源( c u r r e n tm o d e 或b u c k - b o o s tm o d e ) 两种”_ “1 。 1 2 2 单向电压源高频交流环节逆变电路 随着半导体技术的发展，电路工作频率的提高，高频交流环节 逆变器越来越引起人们的关注。首先文献 1 5 提出两级式的双向高 频交流环节逆变器( 如图1 4 所示) ，它由双向直直变换器和四象 限全桥逆变器组成，使用高频变压器实现电压比调整和电气隔离， 从而省去了传统逆变技术中体积庞大的工频变压器，减小了体积和 噪声。它的功率无论从直流电源向交流负载输送还是从负载向电源 回馈都需要三级变换，还需要加入额外的直流环节滤波元件。 图l 一4 两级双向高频交流环节逆变电路 1 2 3 单级双向电压源高频交流环节逆变电路 以后的几年，人们开始将研究的重点转向基于周波变换器 ( c y c l o c o n v e r t e r ) 的单级高频交流环节逆交技术“”2 “，如图l 一5 所示。它由全桥高频逆变器、高频变压器、周波变换器和输出滤波 电路组成。它通过控制全桥逆变电路高频开关，在变压器副边得到 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 页 高频正负脉冲，再由周波变换器对高频脉冲整流，从而在输出滤波 电路两端得到低频交流脉冲电压，并由滤波电路滤除高次谐波。在 这种高频交流环节逆变器中，周波变换器的换流成为研究的难点， 如果强制关断周波变换器的功率管以实现换流，会打断滤波电感中 的连续电流，引起功率管两端电压尖峰；而采用换流重叠实现器件 自然换流又导致损耗较大。文献 1 7 中最终通过r c 缓冲电路和较小 换流重叠时间完成了试验样机。 随后解决单级双向高频交流环节电路中的电压尖峰成为研究的 热点，人们主要通过两种方法加以解决，一种是通过改变电路控制 方式实现功率管的自然换流“2 “2 “，另一种通过加入有源钳位电路抑 制电压尖峰“。 v 图卜5 基于周波变换器的单级双向高频链逆变 文献 5 提出相移控制的自然换流高频交流环节逆变技术( 如图 1 6 所示) ，它通过改变高频逆变器和周波变换器的相移来调节输 出电压和功率流向，实现周波变换器功率管的自然换流，消除了电 压尖峰。 s a v + s a 、， s b v + s b v 一 图卜6 相移扛 l ；惮级高频链逆变电路拓扑 通过对控制方案的改进( 如图1 7 所示) ，可以实现高频交流环节 逆变器的z v s 和周波变换器的z c s ”1 。但是由于构成周波变换器的 西南交通大学硕士研究生学位论文第6 页 全桥电路的开关都必须是双向开关，因而使用的功率管很多，造成 产品的器件成本较高：而且在软开关的情况下，电路在8 0 0 w 时的 效率仅有8 3 3 。 文献 2 5 提出采用有源钳位替代抑制功率管两端电压尖峰的 r c 缓冲电路( 见图1 8 ) ，达到减小缓冲电路损耗，提高电路功率 变换效率的目的，并抑制了电压尖峰。 通过前面的讨论，人们对高频逆变技术的研究获得了丰富的成 果，但两种解决电压尖峰和实现软开关的方法都增加了功率器件数 和控制电路的复杂性，在小功率场合并不理想，因而需要研究小功 率时使用较少的功率器件和简单的控制方案的高频双向逆变技术。 图卜7 软开关相移控制革级高频链逆变电路拓扑 图l - 8 有源钳位单级高频链逆变电踏拓扑 1 2 4 单级电流源高频交流环节逆变电路 西南交通大学硕士研究生学位论文第7 页 文献 1 4 ，2 6 ，2 7 提出了一种适用于小功率场合的、新颖的电 流源高频交流环节逆变技术，并研究了三种电路拓扑：单向电流源 高频交流环节逆变器、双向电流源高频交流环节逆变器和全桥电流 源高频交流环节逆变器。电流源高频交流环节逆变电路是以工作在 电感电流断续模式下f l y b a c k 电路为基础，每一个开关周期，直流 电源的能量首先存储在变压器原边电感中，尔后再经由副边电感传 递到负载，该电路有别于前面介绍的电压源高频逆变技术。 单管单向电流源高频交流环节逆变电路如图l 一9 所示，它可以 在v 。一i 。平面两象限运行，即第一象限和第三象限两种模式。在第 一象限时，变压器中的能量通过功率管s 。传递到负载，输出电压上 正下负：在第三象限时，变压器中的能量通过功率管s a 传递到负载， 输出电压下正上负。通过控制s 。的占空比可以实现输出电压的正弦 变化。该电路具有以下优点： a ) 拓扑结构简单； b ) 使用器件少； c ) 良好的动态响应； d ) 系统属于单极点系统，控制电路简单； e ) 系统的效率和可靠性高； 但是，该逆变器还存在以下不足： a ) 只能单向传递功率，负载适应性差； b ) 输出电压存在过零畸变； c ) 输出不能空载。 图1 9 革管双向电流源高频链逆变电路 双管双向电流源高频交流环节逆变电路如图l 一1 0 所示，它将 副边的两个二极管用m o s f e t 替代，从而使电路可以四象限运行，既 西南交通大学硕士研究生学位论文第8 页 可以由电源向负载传递能量又可以从负载向电源回馈能量。在继承 单管单向电流源高频交流环节逆变电路优点的同时，该电路还解决 了功率双向传输的问题和输出电压过零畸变的问题，使逆变器可以 带感性负载和空载。但是由于变压器漏感的影响，主开关电压应力 较大。 u i n 图1 _ 1 0 单管双向电流源高频链逆变电路 全桥双向电流源高频交流环节逆变器如图1 一l l 所示，它分为 三部分：高频逆变器、高频变压器和周波变换器。高频逆变器是由 一个桥式电路组成，它将直流能量存储在高频变压器中，通过改变 对角线桥臂功率管导通和关断，可以控制流入变压器原边电感电流 的方向。周波变换器控制流入负载电流的方向，在负载端得到正弦 交流电。在能量回馈时，周波变换器高频开关，将能量回馈到电源。 由于高频逆变器的桥式结构，使高频变压器中的漏感能量具有了泻 放通路，降低了功率管的电压应力。与电眶源高频交流环节逆变器 的一些拓扑结构相比，全桥双向电流源高频交流环节逆变器具有以 下优点： a ) 周波变换器的拓扑简单，使用的器件少； b ) 无需输出滤波电感； c ) 采用电压瞬时值反馈，控制方案简单。 因此，电流源高频交流环节逆变电路具有使用器件少，控制简 单，因而其构成的电路成本低、体积小，在小功率场合性能优越， 具有良好的应用前景。 西南交通大学硕士研究生学位论文第9 页 u i n 图卜1 1 全桥双向电流源高频链逆变电路 1 3 本文的主要内容 本文主要研究了移相控制电压源高频交流环节电路拓扑、控制 原理、原理特性和主要硬件电路的设计，对现有高频交流环节逆变 技术回顾的基础上，从降低产品成本和完善电路拓扑的角度出发， 用软件实现高频s p w m 波的产生；应用了新的方案来改善高频交流环 节中器件开关环境；并且对本文所用的高频变压器的原理进行了分 析和研究，并对主要参数进行了设计。通过s i m u l i n k 建立了仿真模 型，通过仿真证明了该方案的可行性，取得了比较好的结果。 西南交通大学硕士研究生学位论文 第1 0 页 第2 章全桥高频交流环节的电路模块 和软开关技术的研究 本章主要研究了全桥高频交流环节逆变器的电路拓扑，逆变器 的整个工作过程和原理，以及移相s p w m 软开关技术。 2 1 电路拓扑总体分析 全桥高频交流环节逆变器的逆变方案为“d c ( 低压) a c ( 低 压高频s p w m 脉冲) a c ( 一高压工频正弦波) ”，共有两个功率变换环 节。功率主电路拓扑图如图2 1 所示。 u k 5 k 6 运! r 治 l 拖 l i 替j 。：“ i 。p l ：j z 0 i 】0 i 8k k 2 图2 1 全桥高频交流环节逆变器拓扑图 总体构成分为两大部分：功率主电路和控制电路。由图2 1 功 率主电路拓扑图来看，主要包括如下几个部分： 1 ) 直流电源端：为逆变器提供d c 功率输入。直流端并联大电 容，它既抑制直流电压纹波，减低直流电源内阻，使直流侧近似为 恒压源，另一方面又为来自交流侧无功电流的流传提供通路。因而 对逆变电路而言，称为电压源逆变电路。 2 ) 逆变桥：d c a c 变换，采用s p w m 技术，通过开关管高频切 换，将直流电压逆变成高频s p w m 脉冲。逆变用p w m 技术是一种调制 信号周期化的p w m 技术。技术发展证明，调制信号正弦化的p w m 技 术具有很多优点，是目前应用最为广泛的逆变用p w m 技术，简称s p w m 技术。s p w m 电路可以分为单极性s p w m 电路和双极性s p w m 电路。 3 ) 高频交流环节变压器：将低压高频s p w m 脉冲升压至所需的 电压幅值。 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 1 页 4 ) 周波变换器：a c a c 变换，通过开关管工频切换，将高频 s p w m 脉冲转化成工频s p w m 波。如果说，高频逆变电路是用正弦调 制信号将直流电压调制成高频电压的调制电路，周波变换器组成的 降频电路则是将高频能量解调成低频能量的解调电路。 5 ) 滤波器：将工频s p w m 波滤波成标准的正弦波。 控制电路则主要包括： 1 ) 核心控制电路：实现逆变器正常工作所需的一切检测、计算、 控制等功能，如移相s p w m 开关信号、数字p i d 调节器、a d 采集等 等。 2 ) 开关管驱动电路：将t t l 驱动信号进行功率放大后驱动各个 开关管。 3 ) 电压电流检测电路：将高电压、大电流等功率信号转化成小 信号，供采集和计算。 全桥高频交流环节逆变器共分两级功率变换：d c a c 和a c a c 。工作过程如下：逆变桥通过高频开关切换，将直流输入电压逆 变成高频s p w m 波，进入高频交流环节变压器升压至所需的幅值，周 波变换器通过工频变换再将其变成工频s p w m 波，最后经过滤波电路 输出纯净的正弦波。 d s p 计算并输出移相s p w m 开关信号和周波变换器的开关信号， 经过驱动电路功率放大后驱动各个开关管，使之协调工作。d s p 还 实时采集、检测输出的电压和电流，经过数字p i d 计算后不断调整 s p w m 波的调制比，在负载变动时仍能保证输出稳定的2 2 0 v 交流电 压。 逆变器主要波形示意图如图2 2 所示。u 1 为逆变桥的输出波 形( 也即高频交流环节变压器的原边波形) ，u 2 为高频交流环节变 压器两个副边绕组的波形，u 3 为周波变换器的输出，u 4 为滤波后的 正弦输出。 堕堕奎堕查兰塑圭塑窒兰堂垡垒窭 篁! ! 要 u 1 nnn几n 。 u uuuu ； 宣哇酉。口m 曹七 f i v i i - i v i f l 蛐u u l j 二 u 2 | 1nf l 几几 uu 【ju 网麟二 工频s p w h 被工频正弦嫒 图2 2 主要波形示意图 2 2 全桥高频交流环节移相s p w m 软开关技术的研究 本论文的移相s p w m 软开关技术是利用移相z v t p w m 软开关 产生s p w m 脉冲的技术，是移相全桥高频交流环节逆变器的关键技 术。本节主要分析和研究了高频交流环节中移相s p w m 软开关的原理 和实现。 2 ，2 1s p w m 技术的原理 目前，在变换电路中为了维持输出电压稳定最常采用的是p w m 控制原理。p w m 控制指开关频率不变，通过改变占空比d 来实现对 输出电压的控制。 用于逆变电路的p w m 与用于d c d c 电路中p w m 的区别仅在于调 制信号( 控制信号) 。在d c d c 电路中，控制信号只有幅值和极性的 变化，但是如果控制信号变成幅值和频率均可变化的周期信号时， 主电路输出电压便成为频率和幅值均可调的交流电压，从而实现了 d c a c 的变换。简言之，逆变用p w m 技术是一种调制信号周期化的 p w m 的技术，技术发展证明，调制信号正弦化的p w m 技术具有很多 优点，由于其谐波消除效果好，因而应用广泛，是用功率开关器件 产生数字正弦波的较好方法。是目前应用最为广泛的逆变用p w m 技 术，简称s p v m 技术。s p w m 电路可以分为单极性s p w m 电路和双极性 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 3 页 s p w m 电路”“。 2 2 2s p w m 波的产生 产生s p w m 波一般有三种方法： 一、模拟电路 模拟电路中s p w m 信号生成电路一般包含斜坡发生器( 锯齿波或 三角波发生器) 和电压比较器两部分，斜坡发生器的基本频率受控 于时基振荡器，它与正弦控制信号一起加至电压比较器的入端并进 行比较，比较器输出即为s p w m 信号。 二、大规模专用集成芯片。7 1 三、数字电路 数字电路产生s p w m 信号主要有三种方法： l$习。 一 彬心 ； ： - t l j 。 一r c ，卜 r - 一 ( a ) 恤j 图2 3 自然采样法和平均值采样法 1 、自然采样法 自然采样法是利用正弦参考波和三角调制波的自然交点来控制 功率器件的通断，如图2 3 ( a ) 所示。设三角波幅值为u m ，正弦 彼幅值为u 。，则正弦被可以表示为“o ) - u 。s i n w t ，由图中相似 三角形性质可求脉宽： ，星坚型翌型! 垫丝+ 三旦型! 型型! ! ! 丝! 2 2 u 2 2 u ( 2 1 ) 专- + 等( s i n w t 毗w t ) | 西南交通大学硕士研究生学位论文第14 页 其中m 为调制比，即正弦参考波和三角调制波的幅值之比。由上式 可见，要确定s p w m 脉冲必须要求得脉宽及触发时刻t 、t 。显然t 、 t 。的求解是困难的，不适合于实时控制计算。此外，由于这种方法 产生的脉冲不对称，使得预先计算存表需要较大的内存空间。 2 、平均值模型法 所谓平均值模型指当载波频率丘远高于输出频率，时，由于 rt c t ，因此在一个载波周期中，原来按输出频率随时间变化的正 弦调制信号可近似视为恒值，于是图2 3 ( a ) 的关系可改画成图2 3 ( b ) 。利用简单的几何关系可得到 f 。蔓 u u s i n w t x 2 2 u ( 2 2 ) 一( 1 + ms i n w t 。) 脉冲是对称的且f ，是确定的。这样计算虽然带来了误差，但使计 算量大大减少了。 3 、直接法 直接法的思路是使每一载波周期内脉冲的面积和在同一载波周 期内希望得到的正弦波的面积相等，也叫面积相等法，如图2 4 所 示。 图2 4 直接s p w m 法 这种方法不需要靠正弦参考波和三角调制波相比较来产生s p w m 波形，只需定出载波周期就能直接计算a 从f 到t 。区间的正弦波面积为： s r u 。s i l l 州出一等笋( c o s 们a - - c o s w t b ) ( 2 3 ) 。堕塑奎塑奎鲎堡主堑塞兰兰堡笙窒 篁! ! 要 对应脉冲的面积为u 。f ，则有： u t z t - 导( c o s w t j + c o s w f 口) ( 2 4 ) 可求得脉宽为： 扣等( c o s w t a - - c o 叫w t 一等 s w t a - c o s w t 。) ( 2 - - 5 ) 这种脉冲是对称的，t 。、t 。为正弦波周期内的等分点，是确定 的。 直接法计算简单，物理概念清楚。分析其产生的s p w m 波的谐波 畸变率，比规则采样法好多了，比自然采样法也要好。无论是用查 表法还是进行实时控制，直接法都非常适合于微处理器产生s p w m 波。本论文采用的也是这种计算方法。 2 2 3 电源开关技术 一、硬开关和软开关 随着科技的不断进步和研究工作的不断深入，各种各样的开关 技术也在不断发展并得到了广泛应用。不同的主电路拓扑可以采用 相同的开关技术，相同的主电路也可以采用不同的开关技术。 u 1 j ，u 艾 1 ) ( 2 1 9 ) 工。+ 。- l ( 2 2 0 ) l 。i l r = 卵 ( 2 2 1 ) 式中n 一线圈匝数卵一漏感系数 l 一线圈的总电感量m 和l o 是它的两个分量，二者 的分配关系是由变压器的结构、材料、设计参数及绕制工艺决定的。 l l 啊 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 9 页 在变压器设计中，设计磁通密度应该相对不变，即遵从恒磁通 密度原则。按此原则，同容量不同频率的变压器，外施电压【厂相同 时其主磁通励磁电流，o 也应相同。对应于不同设计频率的输入电压， 图2 一1 1 b 右侧支路的电压平衡方程式为 u 一一e m e a + ，o r l o r + ，2 巧。+ 上。) 】 ( 2 2 2 ) 因2 f ( l m + 上n ) e 狮 r ，故 u 一，埘i o l y ( 2 - - 2 3 ) 一 令 u i o z j 乃弘 ( 2 2 4 ) - 根据上述恒磁通密度原则确定的( ，和，。的关系，二者比值不变， 所以z 是一个常模矢量。用标量可表示为 z - l z l 一娜y ( 2 - - 2 5 ) l 。一z 2 4 ( 2 2 6 ) 二 上述数学分析的实际意义是对应同一输入电压有效值，遵循恒 磁通密度原则，则变压器的工作频率和所需的励磁电感成反比例变 化。 由式( 2 2 1 ) 和( 2 2 6 ) 得漏感表达式为 l 。- 啦一彬埘 ( 2 2 7 ) z j 漏抗表达式为 j 。一玉弘。 ( 2 3 8 ) 式( 2 2 7 ) 表明，相对于工频变压器，按恒磁通密度原则设计的 高频变压器的漏感随主磁通励磁电感同步减小是必然的。 3 、分布电容参数分析 分布电容定量计算是很困难的，然而抓住主要因素，抽象分析 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 0 页 和定性是可能的下面仍以上述模型、原则及条件进行推导。 根据电磁感应定律 e ；4 4 4 1 b s( 2 2 9 ) 式中e 一感应电势，对应于前述的e ，u 。 ，一频率一线圈匝数 口磁路的磁通密度s 一磁路截面积 在这里，变压器设计的恒磁通密度原则体现为e 和曰是常数。 n e 4 4 4 f b s 令k i e 1 4 4 4 b ，则 n k l i 鹞 根据式( 2 一1 9 ) ，且一般n ，l ，所以 c 一c j i n e i s k l ( 2 3 0 ) 匝间电容c ；精确地计算是不可能的。然而，可以根据“平板电容 器的电容量与极板面积成正比，与极板间距成反比”，推论得“对于 同一规格的电磁线，均匀绕制，匝间电容的大小与线圈每匝周长成 正比”由上可知，“同一规格的电磁线”与“同容量变压器绕组” 在此是同义语。因此 g k 2 z 式中k ，一常数卜一线圈每匝周长 设磁芯为圆柱式，f 与磁路面积s 的关系为 l k 3 i k ，也为常数。将式( 2 3 2 ) 代入式( 2 3 1 ) 和( 2 3 0 ) 得 c 一k 2 k 3 s ”，k l k s 3 胆， ( 2 3 1 ) ( 2 3 2 ) ( 2 3 3 ) 其中k k 2 k 3 k ，也是常数。 式( 2 3 3 ) 虽然是按单层筒式绕组推算出来，但它基本上能反映 按恒磁通密度原则设计的同容量、不同频率变压器分布电容的变化 规律。 根据文献报道，设计合理的2 0 k h ：高频变压器其体积小于同容 量工频变压器的1 0 。如按1 0 来推算，其磁路面积约为工频变压 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 1 页 器的2 0 左右，而频率则是工频的4 0 0 倍。线圈分布电容合成参数 相对于工频的倍数是 c 二b c ；o m 一( o 2 ) 3 “x4 0 0 3 5 7 8 ( 倍) 分布电容形成的容纳增加的倍数则为 口c 二。，口。- 3 5 7 8 x 4 0 0 1 4 3 1 2 x 1 0 4 ( 倍) 由此可见，对于高频电力变压器来说，其分布电窖是不容忽略 的。 图2 1 2 双绕组高频电力变压器的物理模型 可用同样的方法建立磁路中其它绕组的独立模型，再经过折算 迭加，构成如图2 一l l 2 所示的双绕组高频电力变压器的物理模型。 从上述分析可见，其中漏感产生的感抗与同容量工频变压器相 比变化不大，而分布电容无论是电容量还是导纳都大大地提高了。 在设计开关电路时必须予以重视。 二、高频变压器中趋肤效应的分析 绕组的损耗分为直流损耗和交流损耗。绕组的直流损耗是由绕 线的直流损耗造成的，为了提高效率，应尽量选择较粗的绕线，并 使电流密度在( 4 1 0 ) a m m 2 范围内。绕组的交流损耗主要是由高频 电流的趋肤效应( s k i ne f f e c t ) 引起的。 当导线中流过交流电流时，电流将向导线表面集中，导致导线 表面电流密度增大。这种现象称为趋肤效应。如图2 1 3 所示，当导 线中流过交变电流时，按右手法则将产生离开或进入剖面的磁力线， 进而产生涡流。由图可知，涡流的方向加大了导线表面的电流，抵 消了导线中心的电流，这样使得电流只在导线的表面流动，而导线 中心却无电流。导线传送低频直流电流时，电流通过绕线截面积均 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 2 页 加强 拱漉方向 匈屎电撼抵消 离湃制面的磁力筑 引起的辫流 图2 1 3 趋肤效应 匀分布。而传送高频交流电流时，电流则集中于导线表面传送，因 而呈现出较大的电阻。趋肤效应说明这样一个事实：即交流电阻与直 流电阻的比大于1 ”。 趋肤深度( ( p e n e t r a t i o nd e p t h ) ：由于趋肤效应，交变电流沿导 线表面向导线中心衰减，当衰减到表面电流强度的1 e 时所达到的 径向深度，称之为趋肤深度。趋肤深度与电流的频率、导线的磁导 率及电导率有关，其关系为： 啬枷。3 s a ， w 一一角频率 “一一导线磁导率 y 一一导线电导率 当导线为圆铜导线时 。；6 6 1( 2 3 5 ) 0 f 由于趋肤效应引起电阻增加，此时应用导线的交流电阻来计算 绕组压降和损耗。 r 。- k ? x r d t2 - - 3 6 ) 式中 凡一一导线直流电阻 k 一趋表系数，不仅与交流电流频率有关，而且与材料 性质、导线的形状有关，实心圆铜导线的趋表系数可由下式求得： 堕壹窒塑盔堂亟主研究生学位论文第3 3 页 k ，。d + a( 2 3 7 ) 4 , 5 、。 式中 d ( r a m ) 一一导线直径 ( m m ) 一一趋肤深度 因此，高频脉冲功率变压器的设计特点主要体现在磁性材料、 瞬态饱和、分布参数和趋肤效应等方面。 设计高频变压器首先应该从磁芯开始。在高开关速度时，磁性 元件的性能会因磁芯内的磁滞现象和涡流损耗的急剧增大而受到严 重影响。此外，随着开关频率的提高，与导电外层相关联的能量损 耗和铜线绕阻的邻近效应就成为一大因素。 因此，一类新的磁芯材料即铁氧体应运面生，成为当今高频领 域最合适的磁芯材料。人们还采用了新的铜线圈绕组结构，从而在 高频时可提供最商的性能效率。 锰锌( m n z n ) 和镍锌( n i z n ) 铁氧体是两类可有效地把磁芯损耗减 小到最低程度的磁芯材料。n i z n 特别适合在频率高于l m h ，时工作， 因为它具有较高的体积电阻率，因而对涡流损耗不太敏感。这些损 耗与电源工作频率的平方成比例增大。m n z n 铁氧体的初始导磁率要 高于n i z n 铁氧体，因而在达到磁饱和前将支持较高的磁通密度。此 外，m n z n 材料的工作温度范围也要宽得多。 但是，为高频应用选择最佳的铁氧材料未必总是一个简单明了 的过程。材料制造商有意识地夸大宣传其自已产品的优点。这可能 使元件设计人员很难确定不同的材料在完成特定任务的相对优点。 精确测量高频磁芯损耗实验性过程是很复杂的。换句话说，关键可 能是要设计人员去细心地监视不同材料在可比工作条件下的性能， 以获得一种最佳应用场合的“感觉”。 一般来说，铁氧体的高频性能良好，因为这种材料可以在较高 的磁芯上把磁芯损耗降低到最低程度。这就使该材料比较适合用于 开关电源。各种磁芯物理性能及价格高低比如表2 一l 。通过比较， 本文采用的铁氧体材料n “，它有较高磁导率，低的矫顽力，高的电 阻率。磁导率高，在一定线圈匝数时，通过不大的激磁电流就能承 受较高的外加电压，因此在输出一定功率要求下，可减轻磁芯体积。 磁芯矫顽力低，磁滞面积小。则铁耗也少。高的电阻率，则涡流小， 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 4 页 铁耗小。 表2 - 1 各种磁芯特性比较表 特性非晶合金薄硅钢片坡莫合金铁氧体 铁损低高中低 磁导率高低高 由 饱和磁密高高 由 低 温度影响 由 小小 由 加工难易易易 价格中低 中低 高频变压器的设计通常采用两种方法，第一种是先求出磁芯窗 口面积a ，与磁芯有效截面积a 。的乘积a p ( a p = a 。a 。，称磁芯面积乘 积) 。根据a p 值，查表找出所需磁性材料之编号；第二种是先求出 几何参数，查表找出磁芯编号，再进行设计“”。本文详细讨论如何 用a p 法设计高频变压器 原边n ，匝，副边n 。匝的变压器在n ，匝上以电压v - 开关工作时， 根据法拉第定律： v ，：k ，f 。n p b a 。 ( 2 3 8 ) 其中k ，为波形系数，即有效值和平均值之比，正弦波时为4 4 4 ， 方波为4 ；f 。为工作频率；b ，为工作磁通密度。整理得： n ，： 匕 ( 2 3 9 ) k f f , b 。a 。 铁芯窗口面积a 乘上使用系数k 。为有效面积，该面积为原边绕 组n ，占据的窗口面积n ，4 与副边绕组n 。占据的窗口面积n 。a ；之和， 即 k 。a 。= n ，爿；+ n 。爿： ( 2 4 0 ) 其中爿：、a ：分别为原、副边绕组每匝所占用的面积；k o 为窗口 使用系数，一般取0 4 。 每匝所占用面积与流过该匝的电流值i 和电流密度j 有关，如 下式所示： 舻争 ( 2 4 1 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 5 页 爿：= 垒( 2 4 2 ) 。 j 整理上述三式得： 队： 堡量+坠生 k f f 。b 。a 。，k f f 。b 。a 。j 即a a 。：堡! ! 兰1 2( 2 4 3 )j k a k f f 。b 。j 电流密度j 直接影响到温升，亦影响到a 。a 。可表为： j = k j ( a a 。) 1 ( 2 4 4 ) 式中k 。为电流密度系数，x 为常数由所用磁芯确定。 7 i 图2 - 1 4 视在功率与线路结构关系 若p ，= f ，+ v 2 1 ：为变压器的视在功率，则 “f a 。2 瓦萌面爵r t 丽 土 即 肛r ，p t m x l 西0 4 厂 式中a p 单位为c l l l 4 ，其余的单位为国际单位制。 视在功率随线路结构不同而不同。如图2 - 1 4 所示 线路( a ) 理想时( 即变压器效率叩= 1 时) p t = p i + p o = 2p 实际旧柑) 即鲁_ p o 吉) 线路( b ) 理想时( 即叩= l 时) ( 2 4 5 ) ( 2 - 4 6 ) ( 2 4 7 ) p 。= ( 1 4 - 压) p ； 实际( 即柙( 1 ) p t = p 。( 三+ 扼) 印 线路( c ) 理想时( 即r = l 时) p = j p 。 实际( 即叼( 1 ) p r = p 。( 三+ 1 ) 拒 本文采用线路( b ) 的结构， p t = p 。( ! + 压) 卵 p 0 = 2 5 0 w ，设玎= o 9 5 ，则 宅s o x ( 志0 + 压) 州7 w 19 5j 若采用e 型磁芯，允许温升2 5 0 c ，则有k ，= 3 2 3 ，x = 一0 1 4 。饱和 磁密约为0 3 5 t ，考虑到高温时饱和磁密会下降，同时为了防止合 闸瞬间高频变压器进入饱和，取饱和磁密的三分之一为变压器的工 作磁密，即b ，；o 1 17 t 。工作频率为2 0 k h z ，由以上可得 肛f _ 垒型一r ：f j 旦掣二一、i 4 6 6 5 ( c m 4 )l k 。k ，丘口，k j j1 0 , 4 x 4 x 2 0 x 1 0 3x 0 1 1 7 3 2 3 j 取1 0 的裕度，即a p = 6 6 5 x ( 1 十1 0