（电力电子与电力传动专业论文）三电平逆变器脉宽调制器研究.pdf

西南交通大学硕士研究生学位论文第1l 页 a b s t r a c t t h ec o m b i n a t i o no fn e wh i g h v o l t a g eh i g hp o w e rs w i t c h i n gd e v i c e s ， a d v a n c e dc o n t r o ls t r a t e g i e sa n dm u l t i l e v e lt o p o l o g yi sa ne f f e c t i v ea p p r o a c ha n d t e n d e n c yt om a k eh i g hv o l t a g ea n dl a r g ec a p a c i t yc o n v e r t e r s i nt h i sp a p e r , t h e t h r e e 1 e v e ln e u t r a lp o i n tc l a m p e d ( n p c ) i n v e r t e ra n di t s p u l s e w i d t h m o d u l a t i o n ( p w m ) t e c h n i q u ei sd i s c u s s e d s p a c ev e c t o rm o d u l a t i o na l g o r i t h m a n dr a n d o mp w mf o rt h r e e - l e v e li n v e r t e ri nt h ep u r p o s eo fn o i s es u p p r e s s i o ni s i n v e s t i g a t e d ，w h i c hi sp r o v e dt h ef e a s i b i l i t yb ys i m u l a t i o n f i r s to fa l l ，t h ea p p l i c a t i o np r o s p e c to fm u l t i l e v e li n v e r t e ri sr e v i e w e d t h e d e v e l o p i n gt e n d e n c yo fp w mt e c h n o l o g yi s s u m m a r i z e d t h es v p w mm e t h o d f o rd i o d e - c l a m p e dt h r e e l e v e l i n v e r t e ri si n t r o d u c e d b e s i d e s ，s e v e r a lp w m m e t h o d sa r es i m u l a t e d ，a n dt h es p w mi n p h a s ea n ds v p w mc o n t r o lm e t h o d s a r ee s p e c i a l l yc o m p a r e db yc h a r a c t e r i s t i co fh a r m o n i c s e c o n d l y , t h et r a d i t i o n a l r a n d o mn u m b e r g e n e r a t o r i s i m p r o v e d a n d o p t i m i z e d ，a n dan o v e lm u l t i l e 勺, e lp s e u d o - r a n d o mn u m b e rg e n e r a t o ri sp r o p o s e d t oi n c r e a s et h eu n c e r t a i n t yo fr a n d o ms e q u e n c e t h eu n i f o r m i t ya n di n d e p e n d e n c e o ft h er a n d o ms e q u e n c ei sv e r i f i e d a st h et r a d i t i o n a lr p w mi sa n a l y z e da n d a s s e s s e d ，ar a n d o m i z e ds p a c ev e c t o rs w i t c h i n gs c h e m ef o rt h r e e - l e v e li n v e r t e r si s r e p o r t e d b a s e do nt h et r a d i t i o n a ls p a c ev e c t o rc o n c e p tf o rp w mi n v e r t e r , t h e s e q u e n c eo ft h es p a c ev e c t o ri sr a n d o m i z e di nt h i ss c h e m e t h eo v e r a l lv e c t o ri s m a t h e m a t i c a l l yi d e n t i c a lt ot h a to ft h et r a d i t i o n a ls p a c ev e c t o r a tt h es a m et i m e ， t h es t e a d y - s t a t el i n kc a p a c i t o rv o l t a g eb a l a n c i n ga l g o r i t h mi sd i s c u s s e d f i n a l l y , t h em o s ti m p o r t a n ts t a t i s t i cc h a r a c t e r i s t i co fr a n d o ms i g n a l s - p o w e r s p e c t r a ld e n s i t y ( p s d ) i sd e r i v e d t h ee f f e c t i v e n e s so fs u b d i v i d i n gb a s i cv e c t o r r p w mi sc o n f i r m e da tv a r i a b l ev o l t a g ev a r i a b l ef r e q u e n c y c h a r a c t e r i s t i co ft h e l i n ev o l t a g e sp s df o rs e v e r a lr a n d o ms p a c ev e c t o rm o d u l a t i o na l g o r i t h m sa r e c o m p a r a t i v e l ya n a l y z e d f u r t h e r m o r e ，t h ec o m p l e x i t yo fr a n d o mm o d u l a t i o ni n s i n g l ep e r i o di sd i s c u s s e d k e yw o r d ：t h r e e - l e v e li n v e r t e r ；s p a c ev o l t a g ev e c t o r ；p s e u d o r a n d o mn u m b e r g e n e r a t o r ；p o w e rs p e c t r a ld e n s i t y 西南交通大学凹南父逋大罕 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，同意学 校保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查 阅和借阅。本人授权西南交通大学可以将本论文的全部或部分内容编入有关 数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复印手段保存和汇编本学位 论文。 本学位论文属于 1 保密口，在年解密后适用本授权书； 2 不保密使用本授权书。 ( 请在以上方框内打“4 ”) 学位敝储虢触寻指删雠： 聃：帅硐御q 嗍： 、 露，雷 l f f 、咋 西南交通大学学位论文创新性声明 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是在导师指导下独立进行研究工作 所得的成果。除文中已经注明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或 集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体， 均已在文中作了明确的说明。本人完全意识到本声明的法律结果由本人承担。 本学位论文的主要创新点如下： 1 、验证了通过随机改变脉冲位置可有效地使谐波功率谱分散，即实现了 对谐波的有效抑制。 2 、实现了在保持谐波功率谱平滑的前提下，在一定程度上对中点电压的 控制。 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 页 1 1研究背景及意义 第1 章绪论 以开关方式工作的电力半导体器件是现代电力电子设备的核心，随着电 力半导体器件的快速发展，电力电子变换器的拓扑结构和控制策略都发生了 巨大变化，变换器的应用领域也逐渐渗透到电力机车牵引系统、柔性输电技 术、能量储存设备、谐波和无功补偿装置、开关电源、电子化汽车、家用电 器等领域。在这些应用领域中，高压大容量变流技术是电力电子变换器的一 个重要发展方向i l j1 2 j 。为了获得良好的性能，需要使用多电平的拓扑结构和 先进的控制策略。 一方面，由于任何一种电力半导体器件的电压和电流等级都不可能无限 制提高，因此要获得高压大容量变换器，除了采用器件串并联技术外，多电 平结构的变换器是理想的选择。在工业应用中，特别是高压大容量场合中应 用普遍。一般情况下，多电平变换器具有下述特点1 3 j ： 1 、电平数越多，输出电压波形的正弦度就越高，谐波畸变率就越低。 2 、与两电平变换器相比，在输出相同波形的情况下，多电平变换器的开 关频率较低，这样可以减少开关损耗，提高器件寿命。 3 、电平数越多，输出电压波形的台阶数就越多，在直流母线电压一定的 情况下d u 出就越小，可有效降低电磁干扰问题，对于高压驱动系统，还可 防止电机绝缘绕组的击穿。 高压大电流电力半导体开关器件和多电平拓扑结构是实现高压大容量变 换器的有效解决方案。到目前为止，国外的著名电气公司如瑞士的a b b 、德 国的s i m e n s e 、美国的g e 和意大利的a n s a l d o 均推出了各自的高压大容量多 电平变换器，这标志着这种变换器己趋于成熟。与国外相比，国内在高压大 容量变换器方面的研究和应用还有很大的差距。1 5 j 另一方面，为了提高变换器的输出性能，相应的控制策略就显得尤为重 要。脉宽调$ 1 j ( p w m ) 技术是提高功效，改善性能的关键因素之一，而传统的 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 页 p w m 技术多基于载波调制。二十世纪末期，德国学者在交流电机调速系统 中首先提出磁通轨迹控制的思想，进而发展产生了空间电压矢量 ( s p a c e v e c t o r ) l 拘概念，其一经提出即受到关注。与其它p w m 方法相比，空 间矢量脉宽调铝t j ( s v p w m ) 是一种全新的具有更多优越性的调制方法，具有物 理概念清晰、算法适合数字化实现及实时处理、开关损耗小等优势。在实施 数字化调制时，s v p w m 成为理所当然的首选方案。 其次，以开关方式工作的电力电子设备运行时不可避免地会产生电磁噪 声，高压大容量电力变换装置尤其严重。随着人们对工作环境的要求日益趋 高，如何降低污染、减小公害越来越受到重视。 传动系统中主要有机械噪声和电磁噪声，前者主要来自于电机的风扇， 与电机的转速密切相关，后者则由逆变器所采用的脉宽调制方法所致。相对 而言，机械噪声频率较低，分布在较宽的频带上，而电磁噪声频率较高，分 布在较窄的频带上。研究表明，和宽带噪声相比，窄带噪声更易使人们感到 不适。在传统p w m 方法中，逆变器的功率器件是以“确定的 形式通断的， 这种方式虽然可以很好地抑制电压波形中的低次谐波，但却将产生某些幅值 较大的高次谐波。对输出信号频谱分析表明，这些幅值较大的谐波主要集中 在一倍和两倍的载波频率附近，它们将产生明显的噪声和振动，在一定条件 下甚至会引起机械共振。1 1 6 】【1 7 】【1 8 l 为解决逆变器的噪声问题最新出现的随机脉宽调锖i ( r p w m ) 技术提供了 一种全新的思路。r p w m 的基本思想是用一种随机的开关策略代替常规 p w m 方法中固定的开关模式，使逆变器输出电压的谐波成分均匀分布在一 个较宽的频率范围内，从而达到抑制噪声和机械振动的目的。换句话说，逆 变器输出电压的功率谱将获得较大的连续部分，从而削弱其离散部分。由于 算法简单，r p w m 技术作为降低噪声的极好方法，正在引起研究人员的注意。 本文正是在这种背景下，开展了三电平逆变器相关问题的研究。 1 2多电平逆变器发展现状 半导体开关器件是构成变换器的基础，但任何一种器件所能承受的电压、 电流和开关频率都是在一定范围之内的，因此为了得到高电压、大容量的变 换器通常会采用多电平拓扑结构。随着电力半导体器件的快速发展和对高压 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 页 大容量变换器需求的不断增大，多电平变换器应运而生。 多电平拓扑结构的变换器首先是由日本的a n a b a e 等人在1 9 8 2 年i e e e 的i a s 年会上提出的，这种变换器的特点是使用一对二极管来对上下桥臂的 电力半导体器件进行筘位，从而使得每个开关器件所承受的电压均在所要求 的范围之内，该变换器也就是现在使用最为广泛的二极管箝位式多电平变换 器。在1 9 8 3 年，b h a g w a t 在此基础上提出了多电平p w m 逆变器的通用结构。 1 9 8 8 年，世界上第一台兆瓦级的g t o 三电平n p c 逆变器在德国投入使用， 这标志着多电平变换器已经进入实用阶段。a b b 公司的成熟产品a c s l 0 0 0 、 a c s 6 0 0 0 也是这种拓扑结构的变换器。第二种多电平变换器是由法国的 m c y n a r d 在1 9 9 2 年提出的，它是一种飞跨电容拓扑结构的三电平逆变器。近 年来，又有学者对飞跨电容式的五电平变换器进行了深入的研究，但这种拓 扑结构的变换器存在电容电压难于控制及电容稳定性差等缺点，因此，到目 前为止能够在工业领域应用的产品还很少见。第三种多电平变换器是由美籍 华人e z p c n g 在1 9 9 6 年提出的，它的特点是把两电平逆变器进行多级级联 以获得较高的电压，美国r o b i n c o n 公司运用该技术推出了成熟的产品【5 i 。 多电平变换器的拓扑结构共有上述三种形式，以下对这三种拓扑结构分别加 以简单介绍： 1 、二极管箝位式多电平变换器 常规的二极管箝位式电平变换器的直流侧有一1 个串联的电容组成， 每相可输出级电压，所需箝位二极管个数为( 一1 ) ( 一2 ) 。图1 1 ( a ) 是常 规二极管箝位式三电平变换器拓扑结构的一相桥臂，在这种拓扑结构中，直 流侧共有2 个串联的电容，如果直流侧电压为吃，那么可输出的相电压分别 为吃2 、o 、一2 三个不同的电压值，每个电容所承受的电压均为2 。 由于箝位二极管的存在，每个开关器件所承受的电压被限制到了圪，2 ，而每 个筘位二极管在阻断状态下也都要承受同样的电压，单个桥臂共需要2 个箝 位二极管。在有更多电平数时，箝位二极管的个数几乎与电平数的平方成正 比，而且需要通过串联二极管来阻断更高的电压。由于三电平变换器所需的 箝位二极管的数量较小、控制方法也容易实现，因此三电平变换器最为成熟， 也广泛应用于高压大容量电机驱动领域；另外，二极管箝位的五电平变换器 也在光伏发电系统中得到应用。 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 页 2 、飞跨电容型多电平变换器 飞跨电容型电平变换器的直流侧也是由一1 个串联的电容组成，每相 可以输出级电压，所用到的飞跨电容个数为( 一1 ) ( n 一2 ) 。图1 1 ( b ) 是飞 跨电容型三电平变换器一相桥臂的拓扑结构图。飞跨电容型与二极管箝位式 多电平变换器相比，克服了大量使用二极管的问题；同时具有多种组合的开 关方式，这些开关组合方式可以用来平衡电容上的电压；飞跨电容的存在使 得输出电压的谐波畸变率和开关器件的d 。d ，相对较小，开关器件处于阻断 情况下承受的电压也比较均衡。但这种拓扑结构的变换器中，电容的体积较 大；且当电平数较多时，系统较为庞大甚至难于实现；控制系统也很复杂， 开关频率和开关损耗都比较高。 对飞跨电容型多电平变换器的研究主要集中在控制方法上，这些研究大 多侧重于对系统的仿真和小型样机的开发上，而在高压大容量场合的应用还 比较少。 3 、级联型多电平变换器 常规的级联型电平变换器的直流侧是由( 一1 ) 2 个相互隔离的电容 组成，每个隔离的电容对应一个两电平拓扑结构的变换器，每相可以输出 级电压。图1 1 ( c ) 是常规级联型五电平变换器的拓扑图，与前两种类型相比， 在同样电平数的变换器中这种级联型拓扑结构所需要的器件最少，并且每个 单元都是相同的。这样便于设计和工业应用中的安装调试，而且不需要箝位 二极管和飞跨电容，器件的均压也相同，但由于这种结构必须有独立的隔离 电源，在一定程度上限制了它的应用范围。 级联型多电平变换器的拓扑结构有很多种，但以图1 1 ( c ) 所示的常规多 电平变换器的拓扑结构最为常见。r o b i n c o n 公司的产品即采用了这种拓扑 结构，其产品在市场上具有一定的占有率。级联型拓扑结构的变换器需要很 多变压器，且变换器的体积很大又比较笨重，损耗较大，能量难于回馈，即 使是可回馈的拓扑结构，其回馈过程也很复杂，所以级联型拓扑结构在对能 量回馈要求不高的场合使用较多。 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 页 p l 图1 - 1 逆变器拓扑结构图 1 3p w m 技术的研究现状 随着电力电子器件和多电平技术的快速发展，p w m 技术也越来越丰富。 而p w m 技术是多电平变换器的核心组成部分之一，p w m 方法的好坏对逆变 器性能起着至关重要的作用。p w m 方法有很多种实现方式，可分为基于载 波的和非载波的调制方式，以下对多电平变换器调制方法的研究现状作简单 介绍。 1 、基于载波的调制方法 图1 2 是三电平变换器基于载波的调制方法的示意图。其中，图( a ) 所示 的子谐波p w m ( s u b h a r m o n i cp w m s h p w m ) 方法是c a r r a r a 在1 9 9 0 年的电力 电子专家会议( p e s c ) _ l 提出的，这种调制方法利用多个频率和幅值相同的三 角载波和正弦波相比较来决定多电平变换器开关器件的开通和关断，对于 电平的变换器就需要n 一1 个载波，而这些载波的中点即为零参考点。该调制 方法的特点是调制方式简洁且容易实现；图( b ) 的开关频率优化 p w m ( s w i t c h i n gf r e q u e n c yo p t i m a lp w m s f o p w m ) 方法是由德国的s t e i n k e 西南交通大学硕士研究生学位论文第6 页 在1 9 8 8 年的p e s c 上提出的，与s h p w m 方法不同的是调制波中增加了零序 电压，这种调制方法仅实用于三相对称负载系统。图( c ) 为移相p w m ( p h a s e s h i f tp w m p s p w m ) 方法，其相邻载波之间都存在一定的相移。与s h p w m 和s f o p w m 相比，这种调制方法能够增加等效的载波频率，从而增加等效 的开关频率。图( d ) 为变载波频率p w m ( v a r i a b l e f r e q u e n c yc a r r i e rb a n d s p w m v f c p w m ) 方法，它克服了前三种方法在调制比较高时中间载波对应开 关器件动作次数较少的缺点，适当增加了中间载波的频率，平衡了开关器件 的动作频率，相应地也增加了等效的开关频率。另外，h o n g y a n g w u 等人提 出了载波重叠的脉宽调制方式( c a r r i e 卜o v e r l a p p i np w m c o p w m ) ，并在 p s p w m 和s f o p w m 的基础上提出了p s s f o p w m 和c o s f 0 p w m 方法。 随机p w m ( r a n d o mp w m r p w m ) 方法通过适当的调整脉冲的位置或载波的 频率取代常规p w m 中固定的开关模式，能够有效的减少音频附近的谐波成 分和均衡器件的开关频率，从而到达抑制噪声的目的。 0 0 谳渊一。 舢w 一7 ( a ) s h p 姗! 谳删一 删一7 t0 t0 懈粼一。 批州一7 ( b ) s f o p w m 粼黼。 粼燃蝴7 图1 - 2 三电平变换器载波调制法 2 、非载波的调制方法 非载波的p w m 方法有很多种，典型的有：空间电压矢量调制方法 ( s v p w m ) 、谐波消除p w m ( s h e p w m ) 法、滞环控制p w m ( h y s t e r e s i sc o n t r o l 西南交通大学硕士研究生学位论文第7 页 p w m ) 等。s v p w m 方式利用变换器的开关状态所对应的矢量来合成参考矢 量，这种调制方法矢量选择灵活、开关损耗小、电压利用率高，但当电平数 高于5 时算法非常复杂，这在一定程度上限制了它的应用范围；s h e p w m 方 式可以消除任意次数的谐波，输出电压、电流波形好，谐波含量低，在所有 的调制方法中是最好的，不足之处在于需离线计算大量数据，不利于现场调 试；滞环控制p w m 方式输出电流的脉动小，可以得到良好的电流波形，常 用在对谐波和噪声要求较严格且器件的开关频率较高的场合。 1 4 本文研究目的和主要内容 本论文以三电平n p c 逆变器为研究对象，以传统s v p w m 为基础，主 要目标为平滑输出谐波，抑制电磁噪声，并研究出更好的随机空间矢量脉宽 调制算法。本论文主要工作如下： 1 、仿真目前常用的双边调制的s p w m 方式，分析输出信号的频谱，评 价各方法的优缺点。 2 、分析和比较s p w m 和s v p w m 方法。同时，为了使s v p w m 调制方 法更好的应用在高压大容量逆变场合，重点对其进行了矢量优化，以提高逆 变器性能。 3 、研究伪随机数的生成方法，比较分析各种产生方法的优缺点，并提出 了一种能够产生适合于随机空间矢量脉宽调制算法的随机序列产生新方法， 并对该方法所产生的随机数的性能进行检验。 4 、以抑制噪声为目的，通过对现有随机空间矢量p w m 算法的分析评价 并结合传统s v p w m 算法，提出了细分基本矢量随机空间矢量调制算法。 5 、通过仿真来验证算法的优越性。着重研究随机信号最重要的统计特性 一功率谱密度，通过m a t l a b 仿真比较分析传统s v p w m 方式与r s v p w m 输 出信号的功率谱密度特性。 6 、仿真比较了几种随机调制算法的功率谱密度特性。 7 、讨论了随机调制方式下的中点电压平衡控制，分析了在单个采样周期 中算法的复杂度。 西南交通大学硕士研究生学位论文第8 页 第2 章三电平n p c 逆变器的p w m 方法 p w m 技术是电力电子技术中一个尤其重要的组成部分，它对提高电力 电子装置的性能，推动电力电子技术的发展起着不可替代的作用。在高压大 容量三电平逆变器中，功率开关器件如( h v i g b t 、g t o 、i g c t ) 的开关频率 通常比较低，为了在同样的开关频率下使逆变器输出最佳的性能，p w m 方 法显得更为重要。本章的主要目的就是寻求一种适合高压大容量三电平n p c 逆变器的p w m 方法。 2 1三电平逆变器的工作原理 图2 1 二极管箝位式三电平逆变器拓扑结构图 由前文已知三电平逆变器共有三种拓扑结构，分别为二极管箝位、飞跨 电容和h 桥级联。其中在高性能大容量驱动领域应用最广泛的是二极管箝位 式的三电平逆变器即三电平n p c 逆变器，其主电路如图2 1 所示，图中每相 西南交通大学硕士研究生学位论文第9 页 桥臂由4 个功率开关器件瓯、q 2 j 、q 刍、q 4 ；o - a ，b ，c ) 串联而成，q 墨、q x 与 两个箝位二极管d u 、d 卫一起将输出端电位钳到中点电位。直流侧有两个完 全相同的电容串联，若直流电压为，则每个电容上电压应为2 。跟据 三电平逆变器主电路结构可得出一相桥臂上输出的三种状态：p 状态，输出 电压+ 2 ( q u 、q 各导通) ；0 状态，u 叫= 0 ( q ：，、q 撕导通) ；n 状态， 一一2 ( q x 、q 甜导通) ，如表2 - 1 所示。1 2 4 2 5 】1 2 6 1 表2 - 1 三电平逆变器开关状态与输出端电压 输出 开关状态 输出 状态 瓯q 2 jq 3 q 4 i 电压 p o n o no f fo f f+ 2 oo f fo no no f f0 no f fo f fo no n 一2 各相桥臂开关器件的驱动原则如下：为了保证各相每次输出状态变化过 程中动作的开关器件最少，应满足该相电压不在p 和n 两种状态间直接变化， 而是通过中点电位过渡，从而减小d u 出。其次逆变器中每相开关器件的驱 动信号必须满足的条件为：鱿和q 卫互锁，q ：。和q 4 ；互锁，否则就会造成直 流侧电容的直通而损坏电容。表2 2 给出了a 相状态发生变化时，开关器件 应遵循的规律。 表2 2 三电平逆变器彳相开关器件控制规则 a 相状态器件状态变换前器件状态变换后 0 po f fo no no f fo no no f fo f f p oo no no f fo f fo f fo no no f f 0 no f fo no no f fo f fo f fo no n n 0 o f fo f f o no n o f f o no no f f 前文已知在不同的开关状态下，相电压可表示为：+ 2 ，o ，一2 ， 而线电压是由相电压合成的，则合成的线电压共有5 个不同的电平，分别为： + ，+ 2 ，o ，一2 ，一，因此，三电平n p c 逆变器的输出线 电压为5 电平。 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 0 页 2 2 三电平逆变器的s p w m 方法 p w m 方式是通过对变流装置中开关器件的开通、关断进行控制，从而 在输出端得到一系列幅值或宽度至少有一个在变化的脉冲，用这些脉冲来代 替所需要输出的波形。对于两电平或三电平逆变器来说，相电压是由一系列 等幅不等宽的脉冲组成；对于电平数较高的逆变器来说，根据p w m 方式的 差异，可以是由一系列幅值和宽度都在变化的脉冲组成。当把这些脉冲加在 惯性环节上时，它的效果和所需要的输出波形在低频段非常接近，仅在高频 段有所差别，这就是p w m 技术的理论基础。 三电平逆变器的p w m 方式有很多种，但许多调制方法都具有一定的局 限性，在电力传动系统中最常用的是s p w m 和s v p w m 两种调制方法。 s p w m 又可分为载波为三角波和锯齿波两种调制方法。当载波为三角波 时，输出脉冲在载波的上升沿和下降沿均跳变，而载波为锯齿波时，输出脉 冲只能在上升沿或下降沿中的一个跳变，因此这两种方式可分别被称为双边 调制和单边调制。单边调制的实现方法较为简单，但由于锯齿波是非对称的， 所以这种调制方法含有偶次谐波，输出电压的对称性也受到影响；双边调制 的实现方法比单边调制复杂些，但三角波本身是对称的，所以输出电压的对 称性比较好；其次，当载波频率( 啡) 相同时，双边调制的脉冲数是单边调制 的两倍，因此，双边调制输出线电压中由开关器件动作引起的谐波成分主要 集中在2 。处，而单边调制由开关器件动作引起的谐波成分主要集中在”处。 从上述分析可以看出双边调制是优于单边调制的。 双边调制的s p w m 方式又可分为：调制波反相、载波同相和载波反相三 种p w m 方式。下面分别对双边调制的s p w m 方法中的三种调制方式及其输 出相电压的谐波成分加以分析。 1 、调制波反相的p w m 方式 图2 2 是调制波反相的p w m 波形，这种调制方法用两个相位相反、幅 值相等的调制信号u 。和一u 。，与一个载波三角波信号u ，进行比较，产生两个 p w m 波形u ，和u ，再由这两个波形合成三电平逆变器a 相输出电压u 。对 n p c 或飞跨电容型三电平逆变器来说，得到输出u 。的直接实现较为困难。 必须把【，。和u ：作为控制信号并对其进行译码，才能产生a 相桥臂的实际控制 信号。 0 0 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 1 页 乩 图2 2调制波反相 2 、载波同相的p w m 方式 图2 3 是载波同相的p w m 波形，采用分别位于时间轴的上方和下方的 两个相位相同、幅值相等的载波信号“，和比以。对图2 1 的三电平n p c 逆变 器来说，以a 相为例，在调制信号的正半周，当调制信号“。大于载波信号“， 时，瓯、q 知开通而q 3 。、q 4 。关断，输出相电压u 一相对于直流侧中性点o 的电压值为+ 2 ；当u ，小于u 。时，q 2 。、q l 开通而既、q 4 。关断，输出 相电压【厂。相对于直流侧中性点o 的电压值为0 。同样，在调制信号的负半周， 当调制信号“，大于载波信号u 。：时，既、q 2 。关断而q 3 口、幺。开通，输出相电 压叽相对于直流侧中性点。的电压值为一2 ，当u ，小于u 。：时，q 2 。、玩 开通而q 1 。、q 4 。关断，输出相电压u 一相对于直流侧中性点o 的电压值为0 。 o 忡 一 胆0胆虻忡。忡 + - 0 西南交通大学硕士研究生学位论文第12 页 o 0 一 蛤一八 i二 州uii 7。 一 一 图2 3 载波同相 3 、载波反相的p w m 方式 图2 4 和图2 5 是载波反相的p w m 波形，由于比。和“。：可看作以时间轴 对称的载波，又可看作相位相差1 8 0 。的载波，因此，这种调制方法又可称为 1 8 0 。相移p w m 调制。图2 4 调制波的起点在载波的最大值处，图2 5 调制波 的起点在载波的零点处。该调制方法和载波同相的调制方法产生的控制信号 类似。 0 0 一 - 妒拣态瓶入八灭7 。 钾a斛lj l o i 、 髂 於7 ： i i i u u llul uul j f r 图9 - 4 调制波起点在载波最人值 西南交通大学硕士研究生学位论文第13 页 o 0 一 u 图2 5调制波起点在载波零点 以上是对双边调制的s p w m 调制方法中调制波反相、载波同相和载波反 相的调制波起点在载波最大值和零点四种调制方式所作的介绍。下面通过比 较这三种调制方式输出相电压的谐波成分来找出调制效果最好的一种调制方 式。 本文仿真了不同条件下的输出情况，由于篇幅有限，在此给出调制系数 册= 0 8 、载波比为万一1 2 、输出电压频率为5 0 h z 时的频谱分析图。图2 - 6 到 图2 - 9 是对双边调制的s p w m 方法进行的频谱分析。首先观察输出电压中基 波的幅值，载波同相和调制波在载波最大值两种方式略大于另外两种。对于 最高谐波幅值，图2 7 载波同相方式中的最高谐波幅值远小于其它3 种情况， 但是在低频区谐波分布较重。图2 - 6 ，图2 8 ，图2 - 9 的最高谐波幅值相等， 且这3 种调制方式谐波分布十分相似。因此，我们认为调制波起点在载波最 大值时性能最优。 需要指出的是：上述分析是在n = 1 2 且对相电压进行分析得出的，当n 为其它值时上述结论同样成立。但对线电压来说，如果1 1 为3 的整数倍，那 么由于图2 7 中最高次谐波( 开关频率处的谐波) 是3 的倍数次谐波，对于三 相对称系统，在线电压中正好抵消，所以，此时载波同相的方法是最优的： 如果n 不是3 的整数倍，那么由于图2 7 中最高次谐波幅值也同样不是3 的 倍数次谐波，这一谐波成分在线电压中无法抵消，所以，此时调制波起点在 载波最大值时的双边调制方法是最优的。 西南交通大学硕士研究生学位论文第14 页 a t 三 a 正 z a 正 苫 f u n d a r ne r t e l ( 5 0 h z ) m m2 7 3 7 t h d = 6 0 7 3 图2 - 6 调制波反相 f u n d a me r t a l ( s o h z ) = 2 7 4 2 t h d = 3 7 3 1 图2 - 7 载波同相 f u n d a me r t a lc s o h z ) = 2 7 4 2 t h d = 6 0 5 8 西南交通大学硕士研究生学位论文第15 页 1 2 0 1 8 0 26 0 苫 4 0 2 0 0 图2 - 8 调制波起点在载波最大值 f m d a me r t a l 叫z ) = 2 7 3 5 t h d = 6 0 8 2 ： ：- i _ _ _ i l i i i 1i 一 ： 一1 ： 1 ： 05 1 01 5 0 02 0 2 0 f r e q u e r 科州z ) 图2 - 9 调制波起点在载波零点 2 3三电平n p c 逆变器的s v p w m 方法 2 3 1s v p w m 控制原理 s v p w m 控制技术最初源于电机磁链跟踪技术。在交流调速系统中，为 了产生恒定的电磁转矩，必须保证定子电流产生圆形旋转磁场，这种以产生 圆形旋转磁场为目的通过合理控制开关导通和关断的p w m 技术即为磁链跟 踪。我们知道磁链的轨迹是靠空间电压矢量相加得到的，因此这种控制方法 也称为空间电压矢量控制。 在电机理论中，通常将外加电压分别定义在电机三相定子绕组的轴线 上，由于电机绕组在空间上分布互差1 2 0 。，故可用三个空间矢量u ，、u 。和【， 表示，它们的方向始终沿各相轴线，大小随时问变化，在时序上互差1 2 0 。 设三相逆变器输出电压是对称正弦电压，且u 。、u 。、h ，分别加在轴线上，则 三个矢量所合成的矢量u 表示为： u u j + uv + ( ，：。比。+ h 6 e 了2 a + “。p 了4 x - ( 2 1 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第16 页 令u am 以s i n ( 耐) 、”乩s i n 似一等) 、口。；s i n ( 耐+ _ 2 r r ) ，则式( 2 1 ) 可表 j ( 2 - 2 ) 从式2 2 中不难看出对应三相正弦电压的空间矢量【，的顶点运动轨迹是 一个圆，且圆的半径是相电压幅值的3 1 2 倍，空间矢量以角频率逆时针旋 转。 对于三相电机在对称正弦电压供电时，由于每相的方程式形式相同，因 此可以用空间矢量方程式表示，见公式2 3 。其中r 为定子绕组电阻，为 定子绕组合成电流矢量，妒为定子合成磁链空间矢量。当转速不是很低时， 定子电阻压降可以忽略，则2 3 式可以简化为2 4 式。 b 。尺j + 丝一尺，+ 二二 d t b 。盟 7 以 由式2 4 可得： 易= 等酬 ( 2 - 3 ) ( 2 - 4 ) ( 2 5 ) ji u 、 厂 泠一l 厂 渺j7 j j 一 弋 图2 - 1 0 磁链轨迹 由式2 5 不难看出磁链空间矢量的顶点轨迹也是一个圆，且幅值是电压 空间矢量幅值的1 ，以落后于电压矢量石2 同步旋转。图2 1 0 表示出了三 相对称电压供电时，电机定子绕组的电压合成矢量和磁链矢量轨迹。 望， 一 “ e 臃 u ： 3 2 为 。 示u 西南交通大学硕士研究生学位论文第17 页 2 3 2三电平n p c 逆变器的s v p w m 算法 三电平逆变器与二电平逆变器在s v p w m 调制的原理上是一致的，但由 于三电平逆变器基本空间矢量比两电平的多得多，算法也复杂得多。 广一 i vi 图2 - 1 l 三电平逆变器空间电压矢量分布图 三电平n p c 逆变器，每相的开关状态均有三种1 ( n ) 、0 ( 0 ) 、1 ( p ) ，对应 交流侧输出电压为+ 2 、o 、一2 ，对三相对称系统来说，共可组合成 3 3 ( 2 7 ) 种开关状态，而每一种开关状态对应一个空间电压矢量，因此三电平 逆变器空间电压矢量共有2 7 个不同的矢量组成，如图2 1 1 所示。图中大六 边形的6 个顶点为大矢量所在的位置；小六边形的每个顶点代表两个矢量( p 型小矢量和n 型小矢量1 ，因此小矢量共有1 2 个；零矢量由3 个矢量组成， 且都位于六边形的中心：余下的矢量是6 个中矢量，表2 3 为基本矢量的分 类及对应的幅值。大矢量将整个矢量图划分为6 个大扇区( i v 1 ) ，为了仿真 西南交通大学硕士研究生学位论文第18 页 方便将每一大扇区分成4 个小区域( a - d ) ，因此整个矢量图划分成2 4 个小三 角形。 表2 3 基本矢量分类 矢量类型矢量幅值 2 t ， 大矢量 ，屹，k 。，k 。，k ，：y d c j 中矢量 ，圪，巧，k ：，k ，k 。 鱼矿 3 d c 11 7 小矢量( p ) k 一，一p ，l 一，k o 一尸，k 3 一尸，k s 一， = rd c j 小矢量( n ) 嵋 r ，k ，巧，k o r ，k 3 ，k 6 ；1v d c j 零矢量 v o p ，v o d ，一n 0 三电平逆变器基本矢量较多，算法复杂。s v p w m 的常规计算法中含有 大量的三角函数，实现时需要预先计算矢量作用时间并存储大量的数据。如 果采用参考电压矢量的口一卢分量圪和圪进行计算将非常方便。这种方法既 可用于参考电压以幅值和相位给出的情况，也可用于参考电压以d q 轴系 ( 两相旋转坐标系，将交流电机等效为直流电机控制) 分量l u j 【厂。f 给出的情 况。以频率积分值作为p 角，两个d 、q 分量经2 ，扫( 两相旋转坐标系到静 止坐标系) 变换就可以获得屹和圪，可简单地实现变频控制，避免了计算电 压矢量的旋转角度。【1 0 】【1 1 】【1 2 】 三电平逆变器的s v p w m 算法主要包括参考矢量所在扇区号的判断，小 区域判断，基本矢量的选择优化，基本矢量作用时间计算，及矢量作用顺序 的确定，下面将对每一部分做详细介绍。 2 3 2 1参考矢量所在扇区号判断 由空间电压矢量图可以得出： 若蹦且 i 圪k 昙 吲 o 且圪一 0 ( 2 - 7 ) v j 同理可得： 当 o 且屹一去 o 且屹+ o 时位于扇区i i i ： 吖j 当 o h - i v a l 一万1 o 时位于扇区； 当 o 且圪+ 万1 o 时位于扇区v ； 当 o 时位于扇区； v j 2 3 2 2 参考矢量所在小区域判断 以i 扇区为例，如图2 1 2 所示，根据参考矢量旋转时跨越区域a 、b 、 c 、d 的情况划分为a 模式、a c 模式、b c d 模式和b d 模式，具体判断如 表2 4 。v 5p p n p p p 0 0 0v o n n n aa c 0 n n b c db d 图2 1 2 扇区i 矢量图 v zp n n 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 0 页 表2 4 模式n , g j 模式条件转换角 a s 手 a c 雩 s 三 吼一n c 鲁，一詈 b c d 昙 譬 2 3 2 3 基矢量作用时间计算 本文采用口一卢坐标计算法，将参考 矢量分解为圪和，如图2 1 0 所示。以参 考矢量位于扇区i 中的区域a 为例， 由与其最接近的三个基矢量合成。根据磁链相 等可得： 圪瓦+ k 五+ k 死= 丁 r o + 瓦+ 瓦一t 其中，t 为开关周期。 由式2 8 可得： o r o + o 五+ ；1v d c s i n ( 6 0 。) 疋：s i n 口丁 o 瓦+ 三1v d c 互+ 互1v d c s i n ( 3 0 。) 疋= v r 盯x c o s 0 x 丁 瓦+ 五+ 疋= t 由式解得： 瓦= 丁一瓦2 t 化+ 万1 ) 图2 - 1 3 参考矢量分解 ( 2 8 ) ( 2 9 ) ( 2 1 0 ) ( 2 1 1 ) ( 2 1 2 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 1 页 互一瓦2 t 眈一万1 ) 瓦去岳丁 ( 2 - 1 3 ) ( 2 1 4 ) 以上计算均不涉及非线性函数，计算简单，完全可以实现实时控制。同 理可计算出其他各区域矢量作用时间，见表2 5 。 表2 5 区域矢量作用时间 扇区号作用时间 瓦= y瓦= z a 0 五一z a 1 五一t x 瓦一t x瓦= y r o = t - zr o - t - y ib 0 五= t - y b 1 互= - t + x 疋一- t + x互一t - z r o 一2 t - xr oa 2 t x c 互= - t + 】， d 五= y 瓦一z互一一丁+ z r o = x毛= - y a 0 五一t -