（微电子学与固体电子学专业论文）无线移动通信ofdm系统中的多谱勒抑制算法.pdf

摘要 摘要 正交多载波复用( o f d m ) 系统已经成为在无线通信领域越来越热门的一个 技术。它把串行的数据流变成并行的数据流，从而提高了数据传输速率或者提高 了频谱利用率，同时，把受多径干扰的信号变成对多径不敏感的信号。这种调制 技术也被越来越多的无线通讯标准所采纳，例如欧洲地面数字视频广播( d v b t ) 系统，无线局域网( i e e e8 0 2 11a g ) ，无线城域网( i e e e8 0 2 1 6 d e ) ，3 g 的长 期演变标准( 3 g p pl t e ) ，等等。 o f d m 系统要具有上述的优点必须确保其并行传输的各个子载波严格匹配。 然而在实际无线移动通信系统中，由于终端移动引起的接收信号的频谱扩展，导 致子载波不匹配，产生子载波间干扰，引起系统误码率上升。因此，为了使系统 在终端处于较高的移动速度下有一个可以接受的性能，接收机须准确地估计信道 的响应。显然，无论是从工程的角度，还是从理论研究的角度，这都具有重大的 现实意义。这就是本论文处理的核心问题。 针对这些问题，本文在简要介绍o f d m 的基本原理，无线信道的建模和常 用信道估计算法的基础之上，提出了专门针对无线移动通信系统中在严重时变信 道环境下的，并同时可以工程实现的信道均衡算法。 本文首先对在无线移动通信系统中，由于多谱勒的影响而导致接收信号产生 的子载波间干扰进行分析，并进而从时域和频域，从利用信号的导频和循环前缀 等不同角度，创造性地提出了对这些问题处理的几种新的处理方案，并对这些算 法的复杂度等进行了理论分析和计算机仿真的性能分析。从分析结果可以看出， 本文提供的这些方案具有复杂度低，对信道增益大的优点，因此，非常适合工程 上硬件的实现，具有较高的理论意义和工程意义，也具有很高的应用前景。 关键词：o f d m ；信道估计；多谱勒抑制。 摘要 a b s t r a c t o r t h o g o n a lf r e q u e n c yd i v i s i o nm u l t i p l e x i n g ( o f d m ) h a sb e c o m eav e r yh o tt o p i c i nw i r e l e s si n d u s t r y i ti sa l s oaw i d e l yk n o w nm o d u l a t i o ns c h e m ei nw h i c has e r i a l d a t as t r e a mi s s p l i ti n t op a r a l l e ls t r e a m st h a tm o d u l a t eag r o u po fo r t h o g o n a l s u b c a r r i e r s o n ep r i m a r yr e a s o nf o rt h ep o p u l a r i t yo fo f d mi si t sa b i l i t yt op r o v i d e g o o dp e r f o r m a n c ei nm u l t i p a t hc h a n n e l s w i t hs i g n i f i c a n tt i m ed e l a ys p r e a d sb y c o n v e r t i n gt h i si n t e r - s y m b o li n t e r f e r e n c e ( i s l ) c h a n n e li n t oa ni s i f r e ec h a n n e l a sa r e s u l t ，i th a sb e e nu s e di nal o to fw i r e l e s sc o m m u n i c a t i o ns y s t e m ss u c ha sd v b - t i e e e8 0 2 1la ，i e e e8 0 2 16 d e ，a n dt h eu p c o m i n g3 g p pl t e h o w e v e r , w h e nt h ec h a n n e li st i m e v a r i a n t , i tw o u l dd e s t r o yt h eo r t h o g o n a l i t yo f r e c e i v e ds u b c a r r i e r sa n di n t r o d u c ei n t e r - c a r r i e ri n t e r f e r e n c e ( i c i ) ，e s p e c i a l l yw h e n t h et e r m i n a ls p e e di sh i g h t h i sw o u l dd e g r a d et h es y s t e mp e r f o r m a n c e c o n s i d e r a t e l y t h e r e f o r e ，t oh a v ea na c c e p t a b l er e c e p t i o nq u a l i t yf o rt h ea p p l i c a t i o n st h a te x p e r i e n c e h i g hd e l a ya n dd o p p l e rs p r e a d ，t h e r ei sar e q u i r e m e n to fa c c u r a t ec h a n n e le s t i m a t i o n a n da r e q u i r e m e n tf o ri c im i t i g a t i o nw i t h i no n eo f d ms y m b 0 1 t h i si sa l s oak e yo f t h i sp a p e r 。 i nt h i sp a p e r , w ei n t r o d u c et h ef u n d a m e n t a l so fo f d ma n dw i r e l e s sm o b i l e c o m m u n i c a t i o n sf i r s t l y a tt h es a m et i m e ，w er e c a l lal o to fm e t h o d s ，w h i c hf o c u so n c h a n n e le s t i m a t i o nu s i n gd i f f e r e n ta l g o r i t h m s f o rt h ep u r p o s eo fc h a n n e le s t i m a t i o n i nt i m ev a r i a n tc h a n n e l s ，w ep r o v i s e ss e v e r a li n n o v a t i v em e t h o d so fi c im i t i g a t i o n t h i sp a p e rm a k ea na n a l y s i so fi c lw h i c hr e s u l tf r o md o p p l e r ，a n dt h e np r e s e n t4 a l g o r i t h m sf r o mt h ea n g l eo ft i m e - d o m a i n ，f r e q u e n c y - d o m a i n ，e m p l o y i n gc pa n d e m p l o y i n gp il o t t h ec o r r e s p o n d i n gt h e o r i c a la n a l y s i sa n dc o m p u t e rs i m u l a t i o na r e a l s op r o v i d e di nt h i sp a p e r f r o mt h i sa n a l y s i s ，w ec a nf i n dt h a tt h e s ea l g o r i t h m sh a v e l o wc o m p l e x c i t ya n dh i g hp e r f o r m a n c e a sar e s u l t , t h e ya r ee a s i l yu s e di nh a r d w a r e i m p l e m e n t a t i o n ，w h i c hh a sb o t ht h e o r ya n de n g i n e e rs i g n i f i c a n c ew i t hab r i g h tf u t u r e i n d e xt e r m ：o f d m ，c h a n n e le s t i m a t i o n ，d o p p l e r 1 1 1 本论文用的符号表 本论文用的符号表 矩阵a 的共轭 矩阵a 的转置 矩阵a 的共轭转置 矩阵彳的逆 矩阵彳的伪逆 随机变量的数学期望 h a d a m a r d 积运算 矩阵彳的i 行 矩阵彳的j 列 矩阵a 的f 行，列 矩阵a 的f 迹 d i a g ( a ) 矩阵彳的对角元素构成的矢量 d 蛔0 ) 以矢量口为对角元素构成的矩阵 v f 以 ， o v 彳 ，硝 符 e o 4 4 4 乃 独创性声明及关于论文使用授权的说明示例 独创性声明 本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研 究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他 人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得北京工业大学或其它教育机构 的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均 已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 签名： 日期：珥 关于论文使用授权的说明 本人完全了解北京工业大学有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权 保留送交论文的复印件，允许论文被查阅和借阅；学校可以公布论文的全部或部 分内容，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。 ( 保密的论文在解密后应遵守此规定) 日期： j 狂墨s 。 第l 章绪论 第1 章绪论 无线移动通信是当今社会发展最快的学科之一。它突破了有线通信的物理限 制，使得用户可以自由地在任何时间，任何地点与任何人自由地通信，这大大扩 展了通信的能力。本论文就是研究无线移动通信o f d m 系统中的多谱勒抑制问 题，这也是当今社会研究无线移动o f d m 通信系统的一个热点。 1 1 研究背景和意义 自从赫兹在1 8 8 7 年证明了麦克斯韦在1 8 6 4 年关于电磁波的存在的预测和马 可尼在1 9 0 1 年首次使用无线电波横跨大西洋进行通信之后，电磁波逐渐地从科 学家走进工程师的视野。随着半导体技术的迅速发展和在二十世纪六、七十年代 贝尔实验室提出蜂窝的概念之后，无线通信技术进入了一个飞速发展的时代。 二十世纪七十年代末，八十年初，第一代移动通信系统：美国的a m p s ( 先 进移动电话系统) ，英国的t a c s ( 全球接入系统) ，等系统均先后投入了实际使 用，他们特点是模拟调制，频分多址。这些系统的最大缺点是频谱利用率低。 从二十世纪九十年代起，第二代移动通信系统：美国的d a m p s ，欧洲的 g s m ，等系统先后投入了使用。他们的特点是以数字传输，时分多址( t d m a ) ， 码分多址( c d m a ) 为主体技术。 进入九十年代后期，第三代移动通信系统逐渐形成了中国制订的t d - s c d m a 、 美国制订的c d m a 2 0 0 0 和欧洲制订的w c d m a 三大国际标准，在这些标准中最 重要的特点是以宽带c d m a 系统为主。 在本世纪初，第四代移动通信系统被提出来。这种移动通信最显著的特征高 速率低成本，支持从语音到多媒体的业务，包括实时的流媒体业务。数据传输速 率可以根据这些业务所需速率的不同动态的调整。 由于无线通信借以提高数据传输速率的资源一频率宽带和发射功率一目前 都已经濒临饱和。因此，在有限的频谱资源上实现高速率和大容量，需要频谱效 率极高的技术。c d m a 显然已经无法满足要求，于是o f d m 调制技术便成为第 四代移动通信系统最为热门的备选技术。 这种系统还有另外一个必须处理的问题：如何在恶劣的信道环境中提供可靠 的高速率无线通信链路。因为第四代移动通信系统必须考虑到越来越苛刻物理传 输环境，比如严重频率选择和时间选择性信道。 北京_ - 1 - q k 大学丁学硕十学位论文 置| 皇詈量鲁曼皇曼置量置皇詈置詈量皇暑詈量曼詈詈量| | 鼍皇曼曼! 曼鼍詈冒i i 詈皇詈詈| 曼毫曼鲁曼曼皇量皇e 罾詈皇鼍 1 20 f d m 研究的历史及其本课题研究现状 通过研究o f d m 的发展历史可以更清楚地认识这种调制技术的优缺点。 第一阶段：极低频谱效率的f d m 技术阶段。许多不同载频的低速率信号在同 一个信道中并行传输，为了在接收端分离这些信号，因此其各个载波频率要分隔 开来，所以它的系统的频谱效率极低。 第二阶段：其就是文献e l i 提出的二进制传输系统，该系统能在严重的多径 衰落效应的高频无线信道中实现无线传输。为了提高频谱利用率，可以使用相互 交错的正交幅度调制技术，在3 d b 处载波频谱重叠，其复合谱是平坦的，子带 的正交性通过交错同相和正交子带的数据得到( 即将数据偏移半个周期) 【l j 。由 于该系统仍使用传统的多载波实现，各个子信道两边的保护频带仍浪费了宝贵的 带宽，降低了频谱利用率。 第三阶段：多载波理论发展阶段。1 9 6 6 年，c h a n g 在他的论文中提出了传输 信号通过一个带宽受限的信道时没有子载波干扰和没有符号干扰的原理【2 1 。1 9 6 7 年s a l t z b e r g 经过性能分析认为设计一个有效的的系统主要应集中在考虑如何降 低邻信道干扰，而不是考虑每个独立的子信道情况，这是因为引起信号失真的主 要是信道间串扰1 3 j 。 第四阶段：o f d m 无线移动通信系统理论形成阶段。为了减少多载波系统 的复杂度，1 9 7 1 年s b w e i n s t e i n 和p m e b e r t 提出了几个重要思想1 4 1 ：( 1 ) 每 个子载波的频谱在没有经过滤波时，其频谱形状为s i n c 函数且为非带限的；( 2 ) 离散傅立叶变换完成多载波基带的调制和解调；( 3 ) 各个符号间可以采用空白时 隙来消除符号间干扰。1 9 8 0 年a p e l e d 和a r u i z 将空白时隙改成了循环前缀以 满足色散信道的时候的各个子载波之间的正交性1 5 j 。1 9 8 5 年，c i m i n i 将o f d m 思想运用到无线移动蜂窝通信系统中去 6 1 ，从此奠定了o f d m 无线移动通信的 理论基础。 第五阶段：从理论到实用阶段。最先将o f d m 确定为技术标准的是在数字 广播系统。例如d v b t , w l a n ，w m a n ，a d s l ，l t e 等等标准中都采用了o f d m 调 制技术。 然而多谱勒抑制的问题一直是工业界面对的一个难点。在工业界主要是通过 对o f d m 系统的桢结构，训练序列，导频插入方式的合理设计等等措施来估计 信道响应的方法来减少多谱勒的影响。因为在工程上，特别是一些移动的小型电 子消费设备，希望通过复杂的算法设计来减少多谱勒的影响是非常困难的，因为 现在的很多文献关于这个问题的解决算法非常复杂。 在学术界，多谱勒频谱扩展问题已经是个非常热的话题。在文献 7 中， 其主要是根据训练数据来估计信道的变化，来估计i c i 的影响，其主要集中于频 第l 章绪论 域的导频来解决这个问题，这些算法面对的一个共同问题是他们都非常复杂。于 是有作者便提出忽略i c i 干扰的一些较远子载波的影响1 4 ，但仍然复杂。 1 6 【1 7 】 对当前数据处理以希望改善系统性能，但此性能有限。在文献 1 8 【2 7 】中，是 判决反馈的算法，这些算法的最大特征就是认为信道在两个或多个o f d m 符号 时间内不变的，或者缓慢变化的，这就限制了该类算法的应用。 2 8 3 1 】，【4 0 】 主要是从信道盲估计的角度来解决，信道盲估计的特点多是利用信号的统计特征 来估计信道的变化。但是在实际的无线通信时变信道中，统计信息是很难得到的。 1 3 研究课题来源和课题研究的主要内容 本论文是在本人研究生期间所从事的项目一无线城域网终端芯片组( 项目资 助：北京市科学技术委员会，课题编号：d 0 3 0 4 0 0 4 0 4 0 11 1 ) 一的基础上进行研 究的。本人在前人的理论研究基础上，专门针对o f d m 系统中的多谱勒抑制方面 的算法进行了研究。因此，在本论文中，首先大致地给出前人在信道估计方面的 研究进展成果，然后，在此基础上，对信道估计理论中的信道时变性的理论进行 了专门的探讨，也就是对多谱勒抑制的问题进行了详细的研究，并因而提出了两 种算法和改进了前人的两种算法。改进的两个算法主要是：一个是对文献 1 5 中的子空间信道估计算法进行了数学的处理，提出了一种复杂度和性能折中的工 程可以实现的算法。另外一个是对文献 7 中的基于折线逼近信道响应的算法的 改进，即采用曲线逼近信道响应的一种算法，因而该算法能比 7 提供更大的信 道增益。同时为了处理多谱勒抑制的问题，还提出了另外两种多谱勒抑制的算法， 其中一个是利用o f d m 系统的循环前缀来估计由于多谱勒而产生的子载波间干 扰，然后去除此干扰，仿真显示本算法能够提供比较高的信道增益。另外一个算 法是从处理由于多谱勒对接收信号产生的子载波抑制的角度而提出的算法，仿真 显示，该算法也能使系统提供很大的信道增益。本论文同时给出了这些算法的性 能分析，复杂度分析，及其性能比较。在本论文中所有的仿真都是在 m a t l a b s p w 环境下仿真的。 第2 章无线信道模型o f d m 基本原理 第2 章无线信道模型与o f d m 基本原理 o f d m 的基本原理就是把高速的串行数据流通过串并转换变成多路低速并 行数据流，因此可以最大限度地减轻由多径传输对系统造成的影响 2 1 。而离散傅 立叶变换实现多载波基带的调制和解调又大大简化了运算的复杂度1 4 j ，同时在 o f d m 符号之间插入循环前缀作为保护间隔，则可以最大限度地消除符号间干 扰( i s i ) 5 1 。本章将给出o f d m 调n 解调的原理及其实现的方法。 任何实际的通信信道都不是理想的，也就是说都存在各种各样的干扰，这些 干扰限制了信道上信号的最大速率传输。而对无线通信信道模型而言，信号从发 射天线到接收天线的物理传输过程中，会经过各种各样的传播路径。而且由于终 端有可能处于移动状态，这还会导致接收信号产生多谱勒频谱扩展。因而对无线 通信信道的统计特性的描述和仿真模型的建立对于无线通信系统的设计是十分 关键的。这一章给出信道模型的建模原理以及各种经典信道模型。 2 1o f d m 基本原理 在叙述本部分的时候，将以文献 2 6 为基础，阐述o f d m 理论及其相关 技术在工程中的应用。 2 1 1f d m 系统的缺点及o f d m 系统的引入 o f d m 的思想是起源于f d m 的。在f d m 中，不同信号独立的被不同的， 相互之间加入保护间隔的子载波进行调制，并进行并行传输。然而也正是由于这 个保护间隔，所以这种系统的频谱效率低。但是该系统的一个优点是高速数据流 分成多路并行的低速数据流。因此，其是一种在色散信道中获得高速数据流的好 方法，缺点是它的带宽效率低和在发射端接收端须要多个调制解调模块。 针对以上所述的两个缺点，可以通过以下措施加以改进。 采用正交子载波代替加入保护间隔的子载波。 采用傅立叶变换和傅立叶反变换来执行调制和解调算法。 为了对上述理论作一图解性的说明，图2 - 1 给出了o f d m 技术的频谱图。从 图2 - 1 可以看出o f d m 的频谱效率已经大大提高。 北京丁业大学t 学顾：j j 学位论文 ；圳叭； 睁淤叭凡勺妒一 图2 - 1o f d m 信号的频谱 f i g 2 1 ：s p e c t n n no fo f d ms i g n a l 2 1 2o f d m 调制的基本原理 1 段设有n 个子载波，他们之间相互正交，并且o f d m 符号的延迟为r 。由于 o f d m 符号是多个经过调制的子载波信号之和，用z ( 硼 ， o o ，o 七n 1 ) 表示第1 4 - 符号的第k 子载波。因此，发射的o f d m 信号为： g ( f l t ) ( 2 1 ) ) = 亡己 ( f 一) ( 2 1 ) v ，= k = 0 其中g t ( f ) 0 k n l 表示第k 个子载波，并可以表示为 g , ( t ) = e j 2 石f k ，f 【o ，卅( 2 - 2 ) 这里 石= 石+ i k ，o 七一1 ( 2 3 ) 因此，如果只考察第z 个o f d m 符号的第f 个采样时刻，则 ( ，) ：i 1n 己- i i o 一，) ，o i n l ( 2 - 4 ) fk = o 2 1 3o f d m 的解调基本原理 由于子载波之间的正交性，于是可以得到： ( ( f ) ，岛( f ) ) = l ( f ) 西( f ) 出= t 6 ( k - i ) ( 2 - 5 ) 因此 ：n 己- i i ( f ) 薪一i t ) ：1n - i n - i 彳j , o f r ) 彰o i t ) ( 2 6 ) t - o 1i = 0k = o 第2 章无线信道模型l j0 f d m 幕本原理 = z ( 2 7 ) o f d m 系统的调制与解调模型框图如图2 - 2 所示，从图2 - 2 可以看出o f d m 系统的调制解调原理就是一个并行正交调制解调的过程。 - ，2 万矗f 如 e j p ( ，2 万石5 ) 由 x ；b 并 转 换 e 舢2 硝“) 矗一t 如 何f、 、l ， a v，、fv 串 ，翼、lvu(入， ，、( y 并 并 转 串 换 转 换 州勘f 曲 ，l y n l 出、 7 v 、， 图2 - 2o f 蹦调制解调系统框图 f i g 2 - 2t h ed e m o d u l a t i o np i c t u r eo fo f d ms y s t e m s 2 1 4 用傅立叶变换表示的o f d m 系统 卜回利用【4 】的思想，用俘豆叶焚抉表不o f d m 糸统的原理。为此，假砹经 过多载波调制前的第，个o f d m 频域信号为x 7 ( o ) x 。( 一1 ) ，调制后的时域 信号为x 。( o ) 工。( 一1 ) ，经过信道后接收端接收的时域数据为 f l ( o ) f ( n 一1 ) ，多载波解调后的信号为y i ( o ) 】，7 ( 一1 ) ，作如下标记： x 。= i x 。( o ) x 7 ( 一1 ) 7 ( 2 - 8 ) = 工，( 0 ) x ”一1 ) 7 ( 2 - 9 ) y 7 = y ，( 0 ) f ( n 1 ) r ( 2 - t o ) = y 伽) 】，7 ( 一1 ) r ( 2 - 1 1 ) f = p 叫鲁。p 叫争 p 叫，簪。 p 一，。等，p 叫等l p 一刷i ) 簪i ； ；。； p 一，。簪( n - i ，p 一，一鲁r - ，p ，t 叫簪( n - i ， ( 2 - 1 2 ) 北京工j l p 大学t 学硕：i ：学位论文 因此由( 2 - 4 ) 可以得到 0 ：f hx l n 因此由( 2 - 6 ) 可以得到 o f d m 调制的矩阵形式 o f d m 解调的矩阵形式 ( 2 - 1 3 ) yi=fy(2-14) 如果假设信道为理想信道，即一= y 。，因此有 ：占脬x 7 ：x ( 2 一1 5 ) n 该系统如图2 - 3 表示。从图2 - 3 可以看出，采用f f t i f f t 的o f d m 系统的 复杂度已经大大降低 串 并 串 信- - 9并 弓 一转 源 转 l f f t 换 换 串 并 并 串 转 一 f f t- - - )转 换 换 图2 - 3f f l i i f f t 表示的o f d m 系统原理框图 f i g 2 3t h ef u n d a m e n t a lo fo f d ms y s t e m su s i n gf f t n f f t 2 1 5o f d m 系统的保护间隔和循环前缀 在o f d m 系统中。为了最大限度地消除符号间干扰，在每个符号前要插入 保护间隔( g i ) ，该保护间隔的长度要大于无线信道的最大多径时延扩展，这样不 会造成符号间干扰。一种有效的方法是将原来宽度为丁的o f d m 符号进行周期 扩展，用扩展信号来填充保护间隔，这样在保护间隔内的信号被称为循环前缀。 这样做的目的就是保证不同的子载波的正交性。 2 2 无线信道模型 无线移动通信信道是由长期慢衰落和短期快衰落来表征的。长期慢衰落是由 移动通信路径上的固定障碍物的阴影引起的，衰落特性一般服从指数衰落。从无 线系统的工程角度来看，这种衰落主要影响该系统的无线区域覆盖。短期快衰落 主要是由移动台运动，地点的变换，通信体周围环境的变化导致的。多径传播产 生时间扩散，导致接收信号频率选择性衰落。终端移动及其周围环境的突然变化 则产生多谱勒效应，导致接收信号的时间选择性衰落。 第2 章无线信道模型与0 f d m 基本原理 2 2 1 无线信道的长期慢衰落模型 当发射机与接收机之间的距离在较大尺度变化的时候，在自由空间内，接收 信号的平均功率值与信号传播的距离d 的2 次方成反比。若设发射功率为，接 收功率为，则有 e = 去e 。(2-16) 这里4 = 竺4 ：v ，五为波长，d 为发射天线与接收天线的距离。 自由空间的损耗定义为 工：皂 ( 2 - 1 7 ) 。 将( 2 1 6 ) 和4 的表达式一起代入( 2 一1 7 ) ，结果用对数的形式表示，即 l ( a b ) = 1 0 1 9 4 刀+ 2 0 l g d 一2 0 l g z ( 2 一1 8 ) ( 2 - 1 8 ) 中，z 为工作波长，d 为发射天线与接收天线的距离( 单位k m ) 。 阴影衰落表现为电波传播距离d 的历次幂与其正态对数分量的乘积，即： ，( d ，f ) = d ”l o 纠o ( 2 1 9 ) ( 2 1 9 ) 中，f 是由于阴影产生的对数损耗，服从零均值和标准偏差仃的对数 正态分布。( 2 - 1 9 ) 可以同对数来表示 l o l g ( d ，f ) = l o m l g d + ( ( 2 2 0 ) 2 2 2 无线信道的短期快衰落模型 ( 1 ) 频率选择性信道( 多径效应) 频率选择性是由于不同时延的多径信号叠加所产生的效果，依赖于发射机、 接收机和周围环境的关系。频率选择性是多径效应在频域的表现形式，其是指对 发送的信号进行滤波，对信号中的不同频率的分量衰落幅度不一样。如果发送信 号的带宽足够窄，那么发送信号的所有频率分量几乎经历相同的衰落，这样的话， 信号在传输的过程中将不会产生失真，这时的衰落是非选择性衰落。否则，发送 信号频谱中的不同分量将会出现失真，也就是对不同频率分量的衰减系数不一 样，形成频率选择性衰落。这可用图2 4 表示。 北京工h p 大学：【学坝。i ：学位论文 一i i 皇置量一 ( 2 ) 时间选择性信道( 多谱勒效应) 时间选择性信道是用于描述本地信道时间扩散的特性，它是由移动台与基站 之间的相对运动引起的。当信道时变时，即信道具有时间选择性衰落。时问选择 性衰落会造成信号失真，主要由于发送信号还在传输的过程中，传输信道的特征 己经发生了变化。由于移动台的移动，出现多普勒频移现象，即频率色散，使得 信道是时变的，这可用图2 - 5 表示。 黾 宰 薹：f 鲁 图2 - 5 时变信道的物理环境和其导致的时间选择性衰落( a ) 无线通信中的时变环境( b ) 时间选择性衰落 f i g 。2 - 5 ：t i m e - v a r i a n ts i g n a la n dt i m e v a r i a n tf a d i n g ( a ) t i m e v a r i a n ts i g n a li nt i m e - d o m a i nc o ) t i m e - v a r i a n ts i g n a li n 仃e q u e n c y d o m a i n ( 3 ) 无线衰落环境模型 这一部分给出在本文中用到的三个信道模型：s u i 3 信道模型【8 】，i m t 一2 0 0 0 的3 g 无线接入信道模型，d v b t 的信道模型。这些经典的信道模型将作为本论 文中的仿真信道模型。 t a p1 t a p ： t i p 3 r 血拈 d d s y 0o 4d 9 ： p o w e rf o “a n t ) o51 0 西 ，口k - f a c t ( e a r n ) loo 7 s k - f a c t 眦0 7 oo p o w e r 5 扩蛐t ) o，l l：2 西 ，o k - f a c z ( 3 0 ) 3o0 7 5 k - f a n ( 加) 1 9o0 d o p p l e r o 4o3c 5h z u a t t n n ac o r r e l a t i o n ；p f j = c 4 t e r r a i nt y p e ： b c | i r e d u c t i o nf a c l o r l瓣= 3d bo m a ja n t e u 钟。0 2 6 4 峰 s o r m , a l i s m t i “f a c t o r ：f 。_ l - 1 511 3 西 o v e n d l k k - 0 5 ( 9 铲：k = 1 6 ( 7 5 ) f 打- - o 3 5 7 3d b 3 铲i i i l + i p d m 1 p , 聃。o 1 2 3i i s 口馏a n kk = 2 2 ( 鲋；) ：k = 7 0 ( 7 5 1 ) 图2 - 6s u i 3 的中标准信道模型。 f i g 2 - 6c h a n n e lm o d e lo f s u i - 3 表2 1i m t - 2 0 0 0 中标准信道模型 仉l b 2 1c h a n n e lm o d e lo fi m t - 2 0 0 0 信道模型仿真参数抽头o 抽头1 抽头2 抽头3 抽头4抽头5 p e d a 延迟( n s ) o 01 1 0 01 9 0 o4 1 0 05 0 0 05 0 0 0 衰落( d b ) 0 o9 71 9 22 2 82 0 0- 2 0 0 p e db 延迟( n s ) 0 o2 0 0 0 8 0 0 0 1 2 0 0 02 3 0 0 03 7 0 0 0 衰落( d a ) 0 o0 。9- 4 98 07 。82 3 。9 垤西a 延迟( n s ) 0 03 1 0 07 1 0 01 0 9 0 01 7 3 0 02 5 1 0 0 衰落( d b l 0 o1 0 9 0 1 0 01 5 o 2 0 0 v e hb 延迟( n s ) 0 o3 0 0 08 9 0 01 2 9 0 0 01 7 1 0 0 02 0 0 0 0 0 衰落( d b 】 2 50 o1 2 81 0 02 5 2- 1 6 0 h t x 延迟( n s ) 0 o2 0 0 04 0 0 06 0 0 01 5 0 0 0 01 7 2 0 0 0 衰落( d b ) 0 02 o4 0 7 o 6 01 2 0 h u x 延迟( n s ) o o2 0 0 06 0 0 01 6 0 0 02 4 0 0 05 0 0 0 0 衰落( d b ) 3 o 0 o 2 0 - 6 08 01 0 0 表2 - 2d v b t 中标准信道模型 t a b 。2 2c h a r m e lm o d e lo fd v b t 标号信道延迟幅度衰落 相位偏差 l1 0 0 3 00 0 5 7 74 8 5 5 1 25 4 2 2 l0 1 7 6 83 4 1 9 l 3o 5 1 8 70 4 0 7 2 5 8 6 4 5 42 。7 5 1 80 3 0 3 6 2 2 1 5 9 5 0 6 0 2 90 2 5 8 83 7 5 8 1 61 0 1 6 6o 0 6 1 85 4 3 0 2 70 1 4 3 60 1 5 0 33 9 5 2 1 80 1 5 3 8o 0 5 1 51 0 9 3 6 9 3 3 2 4 9 0 1 8 5 l5 7 7 5 2 l o1 9 3 5 60 4 0 l oo 1 5 4 5 l l0 4 2 9 90 2 9 5 75 9 2 8 4 1 23 2 2 8 90 。3 5 0 83 。0 5 3 0 1 30 8 4 8 80 2 6 2 90 6 2 8 6 1 40 0 7 3 90 2 2 5 92 1 2 8 5 1 50 2 0 4 00 1 7 1 01