（电路与系统专业论文）应用于cdma2000系统的12bits∑△调制器设计.pdf

摘要 本文设计了一个应用于c d ma 2 0 0 0 系统的e 调制器。调制器信号带宽要求 为1 .2 5 m h z ，结构采用m a s h 2 - 1 - i m b it 结构， 最后一级采用4 位量化，过采样率 为1 6 ，采样频率为4 0 m h z 。积分器采用t e l e s c o p i c c a s c o d e 两级运算放大 器，用以获得高输出摆幅，来改善采样电容的热噪声容限，从而降低功耗。 整个设计采用t o p - d o w n设计流程。文章逐一比 较了 各种不同的e 调制技 术，给出了比较合理的应用于c d m a 2 0 0 0 系统的a d的实现结构。同时详尽的讨 论了m a s h 2 - 1 - i m b it 结构在低采样率情况下的 设计考虑与非理想因素，并给出了 详细的仿真结果来验证分析。提供了设计e a 调制器尤其是宽带e 调制器的通用 的设计思路。 调制器的电路级设计采用c h a r t e r e d 0 .3 5 u m c m o s 工艺库，电源电压3 .3 v ，信 噪比最后达到7 6 .0 2 d b ，有效位数达到了1 2 b i t ，功耗为1 0 6 .2 m w 。此调制器也可 以 应用在a d s l 等其它宽带领域。 abs tract t h i s p a p e r p r e s e n t s a e a m o d u l a t o r u s e d i n c d m a 2 0 0 0 s y s t e m . t h e r e q u i r e d s i g n a l b a n d w i d t h i s 1 . 2 5 m h z . t h i s m o d u l a t o r u s e s m a s h 2 - 1 - l m b i t a r c h i t e c t u r e w i t h 4 b i t q u a n t i z e r i n t h e l a s t s t a g e a n d o s r o f 1 6 w h i c h m e a n s 4 0 m h z s a m p l i n g f r e q u e n c y . i n t e g r a t o r s u s e t e l e s c o p i c c a s c o d e t w o s t a g e o t a , i n o r d e r t o a c h i e v e h i g h s w i n g t o i m p r o v e t h e c s l i m i t o f t h e t h e r m a l n o i s e . t h u s p o w e r c o n s u m p t i o n m a y g o e s d o w n . t h e w h o l e d e s i g n p r o c e s s i s t o p - d o w n b a s e d . i n t h i s p a p e r , i t c o m p a r e s v a r i o u s e a t e c h n o l o g i e s , o f f e r a p r o p e r r e a l i z a t i o n s t r u c t u r e a p p l i e d i n c d m a 2 0 0 0 s y s t e m . a t t h e m e a n t i m e , i t d i s c u s s e s t h e d e s i g n c o n s i d e r a t i o n s a n d n o n - i d e a l i t i e s o f m a s h 2 - 1 - l i b i t u n d e r l o w o s r a n d g i v e s d e t a i l e d s i m u l a t i o n r e s u l t s t o s u p p o r t t h e a n a l y s i s . i t o f f e r s a c o m m o n r e s e a r c h m e t h o d i n d e s i g n i n g e a m o d u l a t o r e s p e c i a l l y b r o a d b a n d e a m o d u l a t o r t h e c i r c u i t s o f t h i s m o d u l a t o r u s e c h a r t e r e d 0 . 3 5 u m c m o s p r o c e s s . t h e s u p p l y v o l t a g e i s 3 . 3 v . t h i s m o d u l a t o r a c h i e v e s 7 6 . 0 2 d b s i g n a l t o n o i s e r a t i o w h i c h i s e q u a l t o 1 2 b i t e f f e c t i v e n u m b e r o f b i t s , p o w e r c o n s u m p t i o n i s 1 0 6 . 2 m w . t h i s m o d u l a t o r a l s o c a n b e u s e d i n a d s l o r o t h e r b r o a d b a n d f i e l d s . 引言 现代技术的发展趋势是将越来越多的功能在数字领域来进行处理。数字信号处 理是有着非常多的优势的。但是，大自 然中的物理量都是模拟的，所以模数转换和 数模转换作为现实世界和数字处理的接口，是必定存在着的。随着5 0 c技术的不 断成熟，数字处理的速度，带宽，复杂度等等变的越来越高，模数转换和数模转换 的要求也会越来越苛刻。原来的模数转换以奈奎斯特率模数转换器为主。可是奈奎 斯 特 率 模 数 转 换 器 受 元 件 精 度的 限 制 非 常 严 重 。 在 奈 奎 斯 特率a d c 的 结 构 中 ， 模 拟电路部分包括前置滤波器、采样和量化三部分，为了达到较高的精度，系统对这 三部分都提出了很高的要求。一般奈奎斯特率滤波器模拟电路部分都要进行比较、 放大、减法等操作。这些操作能达到的精度决定了整个a d c能达到的精度。而工 艺能达到的精度即使是相对精度又是非常有限的。虽然已经研究出了多种补偿校正 电路结构和特殊工艺技术， 但是综合考虑电路的速度、功耗、体积、精度、工艺复 杂性、成本等各种因素，实现高精度的奈奎斯特率滤波器仍然存在相当的困难。量 化器中元件的匹配精度必须高于转换器的精度。例如在数字音频领域，为获得 l 0 0 d b的动态范围至少需要1 6 b it 以上的模数转换器，如果采用标准c mo s 工艺技 术，元件匹配误差应小于。 .0 0 1 5 %，这是不能实现的。其次，在奈奎斯特率a d c 中，因为采样频率仅等于或稍高于信号截止频率的两倍，为减小高频信号混迭，过 渡带f p 应尽量窄。这对抗混迭滤波器提出了很高的要求，必须要求高阶滤波器的 极点位置很精确。总的来说，奈奎斯特率模数转换器受元件精度的限制的特性阻碍 了它在一些领域的应用与发展。 随着现代工艺速度的进步，使高速电路成为可能，过采样模数转换技术尤其是 e 模数转换技术得到了迅速的发展。越来越多的应用领域采用了e 模数转换技 术。 e 模数转换技术具有许多优点: i . 采用过采样和噪声整形技术，可以在现有的工艺条件下实现高精度数据转换。 2 .由于采用了过采样技术，所以降低了对抗混迭滤波器的要求，减少了硬件开 销。 3 .不同的应用领域有着各自 的通信标准与协议，而e 模数转换技术可以在数字域 降采样滤波器部分进行编程以适应不同的标准与协议，这样就十分灵活，可以使兼 容多 制式的系统有了 实用的 可能。 1 以前的论文多以讨论应用于低速高精度领域的e 模数转换器，如音频领域的 1 6 b it 精度等等，而随着级连结构的成熟， 和多b i t 等新技术的 应用成熟， 低过采样 率艺 模数转换器的性能有了保证和很大的发展，所以e 模数转换器在更宽的频带 中应用与实现己成为可能。比如在t v或第二第三代通信系统中都需要宽带中高精 度的模数转换模块，e 模数转换器就可以 很好的满足这些应用要求， 本文就致力 于提供一种应用于c d ma 2 0 0 0 的宽带e 应用。 近年来c d m a已 被广泛接收为第三代移动通信系统的重要技术。c d m a 2 0 0 0 系统是第三代数字蜂窝移动通信系统主要标准之一，目 前比较主要的第三代数字通 信系统标准有欧洲的wc d m a系统， 我国的t d -s c d m a系统， 还有就是北美的 c d m a 2 0 0 0 系 统。 更 确 切的 说， 本 文是设 计 应 用 在c d m a 2 0 0 0 -1 x 系 统中 的 e a 调制器。c d m a 2 0 0 0 -1 x的系统设计要求该系统的模数转换器信号带宽要达到 1 .2 5 mh z ,精度要求随不同的系统设计略有不同，一般在 1 0 b it 到 1 2 b it 左右。为 了让此e 调制器的设计的应用范围更广，更充分利用i a 调制器结构的能力，最后 选择了 1 4 b it 精度作为设计目 标，即从系统设计开始都按 1 4 6 i t 精度确定指标。这 样，此调制器也可以 应用在a d s l( 带宽 1 . 1 m h z ,精度 1 2 6 it 以上)等其它宽带领 域。 论文第一章介绍了e a 调制器基本原理，第二章比较了不同e 调制器结构的特 点，并选取合适指标的结构进行设计。第三章详细讨论了2 - 1 - 1 m b 结构e 调制器 的设计考虑与非理想特性对系统的影响，第四章介绍了2 - 1 - 1 m b 结构e 调制器各 个组成电路的具休实现，第五章给出了仿真结果与并进行了分析与展望。 第一章e 调制器基本原理 1 . 1 模数转换基本原理 bo u t v陀f 图 1 . 1 a d转换器示意图如图 1 . 1 所示 a d转换器示意图 ，x 是模拟输入信号，b o u t 是数字输出信号， v f 是 参 考电 平 。 我 们 可 以 得 到 这 样 一 个 简 单 的 关 系 。 踢( 6 , 2 - + b , 2 - 2 +- . + b , 2 - n ) = x + e 一 专 v l sb 。 几: 是 采 样 相 和 积 分 相 的电 容 反 馈 因 子 ，a ; 是理想积分器的增益系数。它们分别为: a f , 1 +a f d c i a f d c 2 1 +a f d o 2 f d c 1 =1 f - , = - 三 一 . - 一c s 十c 1 cg a,= c, ( 3 . 3 .2 ) 1 1 +a 接下来 而f d c . f d c 2 ， 我们把这个模型扩展到包括寄 生电 容 和负 载电 容，p i p 2 仍不 变 变为: _ 瓦 c ,f dc l c , + c , f dc 2 一 c s -t会+ c p ( 3 . 3 . 3 ) 从式( 3 .3 . 1 ) 式中我们可以 看到，o t a有限 增益引 入了两种传输函数误差， 增益 误差和极点误差，两种误差都是由o t a的增益和电 容反馈因子的乘积来决定的。 由 这个模型我们可以进行行为级仿真，来大致确定系统需要达到的o t a增 益，仿真结果如图3 .4 所示: / 00劝的 8 n 闷自 协 种种翻的士 的 图3 .4 不同o t a增益的s n r 由图 可知， o t a的增益越小， 对系统性能的 影响就越大， 但增益大过7 0 d b , s n r 就基本不再提高，所以从系统仿真可以得到o t a的增益要达到7 0 d b ，而且只需 7 0 d b 就足够。 然后考虑到一些其它一些非理想因素，比 如增益非线性等等，更高 的o t a增益将十分必要。所以为了留给系统更多的裕量，最后o t a的增益指标 定为no . 3 . 3 . 2 o t a有限 单位增益带宽的影响 前一个模型，所有的电压都在采样和积分相的开始时便瞬间达到他们的最终 值，因为压控电压源不包含建立效应。然而， 在实际电 路中， 受积分器的非理想性 因素的影响，积分器的建立是需要时间的。由开关或运放带宽等决定的线性建立过 程最终表现为积分器的传递函数误差，而由s l e w r a t e限制带来的误差最终表 现为谐波失真。所以，要进一步修改模型。 接下来，我们先来了解一下线性建立过程的影响。 修改后的模型如图，模型假设放大器有一个闭环主极点。 c1勺 “日les.上 。扮 。卜 vl叫 图3 .5 o t a有限单位增益带宽的 积分器模型 此时，积分器的输出变为: v o ( : ) 二 丘 . c, p 2 ( 1 一 a 2 ) . : 一 ， v ( : ) 一 z 一 ，1 2 v a ( z ) 1 一 p 2 ( 1 + s 2 ( 鱼一 1 ) ) : 一 ， ( 3 . 3 .4 ) 其中 a 2 一 。 x p ( 一 ， 2 ( t 1 2 . ),1 2 ( 3 . 3 . 5 ) p2 t 为采样周期，4 0 mh z 对应为2 5 n s 。这几个式子说明了放大器的跨导和采样电容 产生了 一个闭环极点，限制了建立过程的 速度。比 较前面由 放大器有限增益引起的 误差式子，我们可以看出闭环主极点 ( 即单位增益带宽)对积分器传输函数的影响 是进一步增加了增益误差和极点误差。 同样，由这个改进后的模型进行行为级仿真，运放增益取为8 0 d b ，仿真结果 如图3 . 6 所示: 乃 州晌 t 自争 伯 一.脑 仔一 图3 . 6 不同o t a单位增益带宽下的 s n r 从图3 .6 可以 得到， 在 运 放增益为8 0 d b 的 情况 下， 单 位增 益带宽 大 致要3 人即 1 2 0 m h z 左右能保证9 0 d b 左右的s n r 。这样一个带宽要求并不是很高，由 此也反 映出 尽管级连结构增加了运放带宽的要求， 而引 入了多b i t 量化的多模式量化结构 提高了性能却使运放的带宽要求降低了。 3 . 3 . 3 开关非零电阻的非理想效应 到目 前为止的模型都假定开关是理想的即当它们导通时是零电阻的。而实际 上， 它 们 是由n m o s 和p m o s 搭 成的 ， 因 此 有 许 多 非 理 想的 属 性， 比 如 非 零电 阻，时钟馈通，电 荷注入以及随输入信号变化而阻值的改变.其中对m a 调制器性 能影响最主要的就是开关的非零电阻特性。而且根据实际电路的仿真发现，这一非 理想因素对系统的性能影响很大。 计入非零电阻特性后，采样相就不是一下子建立起来的，而积分相开始瞬间的 电荷分配也不是一瞬间就完成的， 这些都要经过由于开关电阻非零引入的r c常数 决定的线性建立过程。 因为对于开关的建模比 较复杂，而且由 于牵涉因素较多， 对于多b i t 的d a , a d就更是如此了，故模型与实际不一定十分接近，所以开关的尺寸将在电路级的 系统仿真中来确定。一般开关电阻达到几百欧姆时，建立精度比较合理。 3 .3 . 4 o t a有限压摆率 有限 压摆率对系统性能的影响也非常大。有限压摆率是一种非线性建立过程 6 1 , 对系统的影响是产生谐波失真。所以一般在设计2 调制器时，应该尽量让o t a不 发生s l e w。有限压摆率的模型也相当复杂，一般来说，e a 调制器压摆率至少要 大于1 . 1 a / t , 7 再 综合其它设计， 压摆率的 指标定为1 0 0 v 1 u s 是比 较合理的。 3 .3 . 5 系数不匹配的影响 前面，我们己经得到了优化后的系数。每一系数都是由电容比值实现的。由 于 工艺上的变化，这一比 值会轻微偏离它的目 标值，导致# 调制器会工作在系数发 生了 微小偏移的情况下。这种误差对系统的影响要根据具体的e 调制器结构而 定。 由于匹配产生的小偏移在单环结构中影响不是很大，一般在 5 %以内都不会有 太大问 题，因为本身单环在某一性能标准下， 系数的实现范围 就比较宽。而级连结 构就不太一样了，这主要与噪声泄漏的原因有关。噪声泄漏有两部分组成，第一部 分来自 于环路中的系数，特别是第一级的。在1 阶和2 阶环路中，只有2 阶的前级 系数的偏移对系统性能有影响，而其它都因为量化器的增益可变而影响不大。第二 部分来自 于级间系 数，级间系数的 偏移会导致模拟部分的系数和数字部分噪声消除 逻辑不匹配，而引起噪声泄漏。 图3 . 7 为行为级仿真给出的各系数的偏移对系统性能的影响，仿真在运放增益 为8 0 d b ， 单 位增益带宽3 关的 情况下 得到。 ，-/ 火 、飞、1. 二 b6xpb17 碎 / / 了 ， /、 、 叫ab气亩尸飞奋-品犷一宁- 目 .曰 白 ， l4月 月 口峭 口月州二朗目 月四.口 “. . 曰曰口月 / ， 片气亩刁州.自 翻 臼.旧 巨 . g2 翻 刚自】 呀 甘 .月 1. 臼如目州 . 8 3 岁 $3 . 俐 附 . ， ， .曰目侧. 曰 始 心翻冶月门目.助 g3 当!刊 : 111.1!阅、! / 竹j-i以.eel欲 门十1.一1 匆 侧 一日比 二口确 加 、 口助. 口巨.朋口 自 1 盆，翁花言一右1言 二 林晌 7 94 各系数的偏移对系统性能的影响 一，乙酌 3 1 从图 中 我 们可以 分 析 得到， 从 单 个系 数 来 看，9 1 , 威, 9 3 1 9 二 对系 数的 偏移 不 是 很敏感。从每一阶的总体情况来说，可以 看到系统性能对第一阶的积分器非常敏 感，系数精度要达到0 . 5 %才能满足8 5 d b的1 4 b it 精度要求。系统对第二阶的积分 器也很敏感，系数精度要求也要达到0 . 5 %，这是因为虽然第二级的非理想性可以 受前级增益的抑制，但是第二阶积分器的输出信号会直接送入第二级，这时它的误 差会造成两级间的失配，从而在噪声消除模块产生第一级的噪声泄漏。由 此也不难 理解第三阶的积分器的系数也比较敏感，因为这些误差同样也会造成第一级与第二 级间的失配。当然，这些误差也影响第二级与第三级间的失配，但是这一失配将要 经过三阶的噪声整形，因此就不那么重要了，第三阶系数精度同样要达到。 .5 %e 最后，可以看到最后一阶积分器受影响相对比较小，系数精度只要达到1 - 2 % 就可 以了。 这样一来，对每一阶的精度要求有了大致的了解。仿真所得到的这些参数要 求，现代工艺完全可以达到，只要版图时注意电容之间的匹配就可以满足要求。所 以结构与参数的选取是合理的，可实现的。 3 .4 量化器的非理想特性 量化器的非理想特性没有反馈回路上的d a c的非理想特性那么重要，这是由 它们在e 调制器中的位置决定的。任何d a c的非理想特性不经衰减直接出 现在e a 调制器的输出里，而与之恰恰相反的是量化器的非理想特性则受到前级积分器增益 的抑制。实际上，这样经过的是与量化噪声一样的整形过程。所以，一般情况下它 们显的次要些，不过在高精度的e 调制器里，量化器的非理想特性还是会成为限 制性能的因素。 这里我们主要讨论量化器的。 ff s e t 对性能的影响。图3 . 8 是系统级仿真给出的 比 较器的不同。 f f s e t 情况下的调制器性能。包括多b it a d中的比较器。仿真在运放 增益为8 0 d b ，单位增益带宽3 关的情况下得到。 翻峨 叫向 目 0l 吐 ， 偏喇 力0 _15o t e 图3 . 8 不同o ff s e t 下的s i n 由图可知，在参考电压为i v的情况下，为了保证8 5 d b的精度，o ff s e t 要达到 3 0 m v 左右。这样比较器的。 me t 指标只有几十毫伏。一般的动态比较器是不能满 足要求的。在电路实现中， 我们还要具体讨论。 等效输入 o ff s e t 电压是由匹配问题产生的。为了减小o ff s e t ，输入管可以取的 适当大些。这样会导致一个问题，就是比较器的输入电容变大了。多位量化的情况 下就更明显了。最后一级的积分器就会有一定的影响，这是必需要折衷的考虑。 3 . 5 n o i s e分析与采样电容的选取 忽略fl i c k e r n o i s e ， 热噪声 应为: 4 kt iv th erm a l - 五一 十 % “ ( 3 . 5 . 1 ) 相对前一项来说后一项原本就很小，在设计o t a时，经过适当的参数选取 可以把这项限制在更小的范围内，使之可以忽略。这样输入 s n r应为: s n r k t / c = ( 2 . o l - v r lr ). 旦 婴 o s r c s 4 k t ( 3 . 5 . 2 ) 输入s n r 必需要达到1 4 b i t 精度， 这样c s 的下限 为0 .4 2 p f 第四章 2 - 1 - 1 m b 结构e 调制器的电路实现 在前一章里，我们根据e 调制器的非理想特性得到了各个子电路的设计指 标。在这一章，就要根据这些具体的设计指标来进行电路设计。最后把所的子电路 拼成系统，进行系统仿真。 4 . 1 全差分o t a的实现 e 调制器电路实现的 关键是积分器的设计， 而积分器的关键就是o t a的 设 计。 根据系统仿真得到的性能要求，这个设计中的o t a的性能指标达到:直流增 益8 0 d b ，单位增益带宽 1 2 0 mh z ，压摆率 1 0 0 v / u s 是比较合适的值。 4 . 1 . 1 o t a结构选择 . 一级还是两级 通过系统仿真，我们得到增益的指标比较高，要达到8 0 d b ，所以考虑放大倍 数 为( g m a ) 3 量 级的 等 效 结 构。 可 选的 结 构 有c a s c o d e + 共 源的 两 级 结 构， 或 c a s c o d e + 增益自 举的单级结构。考虑到提高输出摆幅， 可以 增加热噪声的容许 度， 从而减小了c s 的下限，降低了 整体的功耗和运放的s l e w要求，因 此用两级 结构的好处是第二级因为采用共源级，就可以保证很大的摆幅。当然，两级运放相 应的 增加了运放的功耗， 不过因为摆幅的增加也降 低了系统功耗，而且如果负载电 容因为s wi n g的限制取的比较大的话， 本身由于压摆率的限制也要大电流，即也 会导致大功耗。因此，采用两级与降低功耗并不完全矛盾。两级运放还有一个问 题， 就是带宽问 题。相对于一级来说，两级的带宽会更难提高， 但是因为多b i t 量 化的 应 用， 大 大缓 解了 对 运放带宽的 要 求， 经 过 系 统 仿 真只 需 要3 f。 而且 带 宽由 式 。 。 二 5 . 1 决 定 ， s w i n g 的 提 高 ， 使 采 样 电 容 的 下 限 降 低 ， 这 可 以 改 善 非 主 极 c c- - -一 - 一 一 ”- - 一” 一 ”- 一- - 一 ” 一一 点的位置，c c 可以取的更小，带宽也相应提高。另外，可以采用c a s c o d e c o m p e n s a t e 获得很好的带宽和稳定性。 所以 综合起来，两级运算放大器是比 较 合理的选择。 . t e l e s c o p i c - c a s c o d e还是 f o l d e d - c a s c o d e 其次，第一级的c a s c o d e 可以有两种选择， t e l e s c o p i c - c a s c o d e 还是. f o l d e d - c a s c o d e 。图4 . 1 与图4 .2 分别为两种结构的两级运放实现