（电路与系统专业论文）高性能电压调节模块智能型控制策略的研究与改进.pdf

摘要 现代微处理器的飞速发展对其供电单元一一电压调节模块( v o l t a g er e g u l a t o rm o d u l e ， 、像m ) 的性能提出了更高要求，要求其在低供电电压下具备高驱动能力，并能在瞬间的 大电流变化率下保持供电电压的高度稳定，因此，快速瞬态响应成为现代v r m 的必备特 征，成为电源设计中的研究热点。 现代电源设计中提高v l 瞬态响应的努力主要集中在两方面：控制方法和电路拓扑 的改进。拓扑上的改进通常是以牺牲电路成本来换取性能的提高，例如多相交错拓扑与步 进电感拓扑；而控制方法的改进则有可能在不增加成本的条件下明显提高动态响应速度。 因此，对此类控制方法的研究尤其得到重视，并具有良好的应用前景。 本设计对v 蹦的控制策略进行了研究，通过对目前用于、像m 主要控制方法的分析 比较，提出一种新的基于滑模控制理论的电容电流迟滞控制模式方法。该方法继承了传统 迟滞控制方法的快速响应与鲁棒性能，同时消除了传统电压迟滞控制模式输出纹波大，以 及电感电流迟滞控制模式负载瞬态响应速度不够快的不足之处。滑模理论的应用使、，r m 具有接近理想的单开关周期稳定的特点。 此外，为了进一步提高瞬态响应性能，本设计中还提出了在大负载跳变时采用辅助的 线性补偿策略；同时，考虑到传统的迟滞控制具有开关频率不固定的缺点，设计了一个简 单的题奎迥趔环路来实现了恒定开关频率的迟滞控制。 所提出的v i 己m 控制器芯片采用t s m c0 3 5 u mc m o s 工艺设计完成。面积为 2 5 衄2 o m m 。对样片进行仿真的结果表明，如所预期的，该控制器能够提供高动态响应 与固定的开关频率，实现了原定的设计目标。 关键词：电压调节模块，迟滞控制，电容电流，滑模理论，线性补偿，固定开关频率 a b s t r a c t t h er a p i dd e v e l o p m e n to fm o d e mm i c r 叩r o c e s s o rh a sp u tf o n a r dm u c hh i 曲e rp e r f 0 r - m a n c er e q u i r e m e n t st 0i t sp o w e rs u p p l yu i l i t v o l t a g er e g u l a t o rm o d u l e ( v r m ) ，- w h i c hi n - c l u d i n gt h eh i 曲伽【仃e n t 拍v i n gc 印a c 时u n d e rv e 巧l o ws u p p l yv o l t a g e ，h i 曲v 0 1 t a g es t a b i i l i t ) ，a t h i g hs l e w r a t el o a d 吼【r r e n t 仃 m s i e n ta n ds oo n t h u s ，f a s t 觚n s i e n tr e s p o n s eh a sb e c o m e 锄e s s e n t i a ld e s i 伊o b j e c t i v eo f v r m 锄da t t m c t e da1 0 to f r e s e a r c he 归晒r t sr e c e n t l y t h er e s e a r c h e so ni m p r o v e m e n to ft l l e 位u l s i e mr e s p o n s em a i n l yf o c u so nt w oa r e a s ：t o p o l o g ya n dc o n 订o lm e t h o d s p e r f o r m a n c ei m p r o v e m e n tb yn e wt o p o l o g y ，s u c h 硒m u l t i p h a s ei n t e 订e a v e dt o p o l o g ya n ds t 印p i n gi 1 1 d u c t o rt o p o l o g y ，i su s u a l l ya tt h ee x p e n s eo f1 a 略e rc i r c u i tc o s t o nt h eo m e rs i d e ，p r o p e rc o n 仃o lm e t h o dc o u l ds i g l l 湎c a n t l yi i n p r o v et h er e s p o n s ep e r f o m a n c e c o s t l e s s ，w h i c hs h o w st h a tt h er e s e a r c ho nc o m r o lm e t h o df o rf a s tr e s p o n s ei ss i g n i f i c a n ta n dh a s g o o da p p l i e dp r o s p e c t s i nv i e wo ft h a tm e n t i o n e da b o v e ，m i sm e s i sf o c u s e dt h ee 任0 r t so nm er e s e 孤c ho nc o n 仃0 1 s 仃a t e g i e s 矗) rv r m 1 h r o u 曲a n a l y z i n ga n dc o i n p 撕n gm ep r i o r sc o n 臼0 lm e t l l o d s ，an o v e lc a - p a c i t o rc u 盯e mh y s t e r e t i cc o n 廿0 1m e t h o db a s e d0 ns l i d i n gm o d et h e o 巧w a sp r o p o s e d ，、) l j r h i c h i n h e d t st h ea d v a n t a g e so ff a s tr e s p o n s ea n dr o b u s tp e r f b m l a n c eo f 缸a d i t i o n a lh y s t e r e t i cc o n n o l m o d e ，w h i l ee l i m i n a t i n gt h ed m w r b a c l 【ss u c ha s1 a r g eo u t p u tr i p p l e ( v o l t a g em o d e ) ，s l o w 仃a 小 s i e n tr e s p o n s e ( _ i n d u c t o rc u l l r e mh y s t e r e t i cm o d e ) a n do n e c y c l es t a b i l i 锣w a sa c h i e v e db ye i n - p l o y i n gm es l i d i n gm o d et l l e o 够 i no r d e rt o 如n h e ri m p r o v et h e 信a n s i e n tr e s p o n s ef o rl a 玛e1 0 a ds t 印，al i n e a r 仃卸s i e n tc w - r e n tc 叩e n s a t i o ns 仃a t e g yw 弱p r o p o s e d m e a n w h i l e ，c o n s i d e r i n gt h em a i nd r a w b a c k so fh y s - t e r e t i cc o n 仃o l ，i e v a 巧i n g 能q u e n c y ，as i m p l eb u te 疏c t i v e 丘e q u e n c ym o d u l a t i o nl o 叩w a sd e - s i g n e da n da d d e dt ol o c kt h es w i t c h i n g 矗e ( 1 u e n c yf o rt l l ep r 叩o s e dh y s t e r e t i cc o n 仃0 1m o d e t h ep r o p o s e dv i mc o n 仃0 1 l e rc h i pw a sd e s i 印e da n dm a n u f a c t u r e di nt s m c0 3 5 u m c m o sm i x e ds i 印a 1p r o c e s s t h ed i es i z ei s2 5 m m 2 o m m s i m u l a t i o nr e s u l t ss h o wt h a tm e c o n t r o l l e rh a saf a s td y n 锄i cr e s p o n s ew i t l lc o n s t a n ts w i t c h i n g 白羽u e n c y ，w h i c hi sc o n s i s t e n t w i t hd e s i 乒e x p e c t a t i o n s k e yw o r d s ：v 0 1 t a g er e g u l a t o rm o d u l e ，h y s t e r e t i cc o n 仃o l ，c a p a c i t o rc u r r e n t ，s l i d i n gm o d e m e o l i n e a rc o m p e n s a t i o n ，f i x e ds w i t c h i n g 丘e q u e n c y 图目录 图1 1in t e l 处理器所需电压与电流的发展蓝图1 1 1 图2 1 微处理器的电源系统5 图2 2v r m 动态响应波形5 图2 3 隔离型vr m 变压器原边电路6 图2 4 隔离型v r m 变压器副边电路7 图2 5 单相同步b u c k 电路7 图2 6 不同时序时b u c k 电路的等效拓扑8 图2 7b u c k 电路中电感电流与电压不同时序的波形。8 图2 8 多相交错式b u c k 电路8 图2 9 快速响应双bu ck 电路9 图2 1o 电压模式拓扑9 图2 1 1 峰值电流模式1 0 图2 12 平均电流模式l o 图2 13 一种v2 模式1 0 图2 1 4 迟滞控制模式1 1 图2 15 各种控制方法瞬态响应的比较口1 一l l 图3 1 负载跳变响应波形1 3 图3 2 输出电压纹波1 3 图3 3 电容电流瞬态波形1 5 图3 4 电容电流的迟滞控制模式示意图1 6 图3 5 ，严0 时负载跳变时输出响应1 6 图3 6 增加电压反馈的电容电流迟滞控制模式1 6 图3 7 电感电流f il t e r s n se 检测电路“3 1 8 图3 8 电容电流估算检测电路1 8 图3 9 简单的模拟微分器1 9 图3 1 0 简单的模拟微分器的波特图1 9 图3 1 1 改进后的微分器结构2 l 图3 1 2 改进后微分器的波特图2 1 图3 13 系统环路示意图2 2 图3 14 电容电流迟滞控制环路2 2 图3 15 简化后的等效单环系统2 2 图3 16 稳态时电流波形2 3 图3 1 7 ( a ) 大信号模型( b ) 直接小信号模型( c ) 最终所需的小信号模型2 4 图3 1 8 双环系统简化为单环系统2 4 图3 19 双环控制系统示意图2 4 图3 20 两条信号通路叠加后的系统示意图2 4 图3 21pi 补偿电路示意图2 5 图3 2 2 两条通路以及其叠加后的波特图2 6 图3 2 3 修改后的微分器电路2 6 图3 2 4 两种方法得到的波特图的比较h 2 7 图3 25 折叠式共源共栅运放2 8 图3 26 上述运放的波特图2 8 图3 2 7 运放结构示意图2 9 图3 28 有无缓冲输出级运放构成微分器的波特图2 9 图3 29 改进前后的电路图2 9 图3 3 0 修改反馈后的微分器与采用理想输出缓冲级微分器波特图的比较3 0 图3 31 负载上跳变的响应3 l 图3 32 电容电流迟滞控制模式的电压调节模块系统图3l 图3 3 3 不同r c 值对应的微分器的波特图3 2 图3 3 4 不同参数的微分器采样输出波形与实际电容电流波形的比较3 2 图3 35 负载跳变时系统输出情况3 3 图3 36 负载下跳变时系统瞬态响应的放大3 4 图3 3 7 负载上跳变时系统瞬态响应的放大3 4 图3 38 优化后所得的r a m pg e n e r a t o r 3 5 图3 3 9 环路优化后系统仿真结果3 5 图3 4 0 优化后负载下跳变波形放大3 6 图3 4 l 优化后负载上跳变波形放大3 6 v h 图4 1 基于电荷守恒的单周期稳定的控制原理n6 1 3 7 图4 2 相平面上bu ck 变换器状态轨迹图4 0 图4 3 不同滑模面系统的稳定情况。4 0 图4 4 时域上系统不同稳定情况4 0 图4 5r a m pg e n e r a t o r 4 2 图4 6 采样所得的“电容电流”与esr 的关系4 2 图4 7 单开关周期稳定仿真 esr = l0m q 4 3 图4 8 单开关周期稳定仿真的放大 es r = 1 0m q 4 3 图4 9 单开关周期稳定仿真 es r = 5 0m q 4 4 图4 1 0 单开关周期稳定仿真的放大 es r = 5 0m q 4 4 图5 1 基于s t e p p i n gi n d u c t o r 技术的v r m 4 5 图5 2 基于s t ep p i n gi n d u c t o r 技术v r m 负载跳变响应4 6 图5 3 瞬态电流补偿技术的系统示意图4 6 图5 4 ( a ) 电流灌输电路，( b ) 电流抽取电路4 7 图5 5 另一种直接电流补偿技术。4 7 图5 6 另一种直接补偿技术的仿真波形4 7 图5 7 线性快速电流补偿电路。4 8 图5 8 采用简单两级放大结构的运放4 9 图5 9 能够提供更大带宽的电流放大器结构示意图4 9 图5 1o 电流放大器电路5 0 图5 1 1 添加线性电流补偿环路后负载的瞬态响应5 0 图6 1 采用pl l 环路调制迟滞控制器的开关频率口幻5 2 图6 2 迟滞控制器开关周期波形。5 2 图6 3 简单的频率控制环路。5 3 图6 4 频率电压转换器的电路结构。5 4 图6 5 频率电压转换器的开关时序5 4 图6 6 可以调节窗口的迟滞控制器5 4 图6 7 玩变化时频率的调制作用5 5 图6 8 负载跳变时频率调制环路的响应情况5 6 图7 1 所实现的vr m 系统框图。5 7 图7 2 采用新型控制策略的系统构成图5 8 图7 。3 控制器的功能模块图5 8 图7 4 控制器芯片的版图规划5 9 图7 5 控制器芯片版图5 9 图7 6 本电荷泵芯片封装引脚规划。6 0 图7 7 系统测试电路原理图6 l 图7 8 应用电路pcb 照片6 1 图7 9 软启动仿真结果6 2 图7 1odcm 工作模式6 3 图7 儿p w m 下降沿的死区时间6 3 图7 1 2p w m 上升沿的死区时间6 4 图7 1 3 有源下调模块的仿真结果6 4 表目录 表2 1vr m 9 0 规格盯6 表3 1 三种迟滞控制模式的比较1 5 表3 2 电感电流检测方法比较总结嗍1 7 表3 3 检测电容电流的方法。2 0 表7 1 主要器件的参数型号：。面 x 浙江大学研究生学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。 除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成 果，也不包含为获得浙江大学或其他教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一 同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。 学位论文作者签名：签字日期： 年月 日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解浙江大学 有权保留并向国家有关部门或机构送交本 论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权浙江大学可以将学位论文的 全部或部分内容编入有关数据库进行检索和传播，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段 保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权书) 学位论文作者签名：导师签名： 签字日期：年 月日签字日期： 年月 日 致谢 在此，感谢我的导师吴晓波教授和赵梦恋副教授，感谢实验室里所有曾经陪我一起泡 实验室的师兄师姐师弟师妹们，感谢a d i 公司各位帮助过我的工程师。 首先要非常感谢吴晓波教授。当初如果不是吴老师接受我这个零基础的非常非专业人 士( 注：我本科读的是环境工程专业) ，也许我这辈子就不会对i c 有这么专业的认识 。 进入实验室后，吴老师又给我提供了最好的学习与科研环境，以及其他很多非常宝贵的机 遇与挑战让我在研究生的两年多时间里获得颇多。同时吴老师的幽默与和蔼还让我的实 验室生活更加有趣。在此真诚的感谢吴老师给予我的肯定、关心、指导 同样要感谢p p 的赵梦恋老师在我研究生期间给予的帮助和指导，以及无形的影响， 谢谢您在幕后的辛勤工作与支持，以及那轻快身影给实验室带来的欢乐。 还要感谢我的组员，正是你们的支持与辛勤工作，本项目的一个个难点才得以攻破， 我的毕业论文才能得以完成；另外还要感谢实验室所有成员，谢谢你们在科研上生活上对 我的帮助，没有你们，我的研究生生活不会这么轻松而充实。 同样要感谢a d i 公司的b i l l 和各位s d c 工程师。本项目的完成与你们的指导也是分 不开的。感谢你们提出的非常有用的意见和建议。尤其要感谢b i l l ，谢谢你给我们提供这 么自由的研究环境，鼓励我们发挥自己的创造力，教给我们有用的学习方法与做事方式。 最后，特别要感谢我的家人，谢谢你们一直的默默支持! 感谢我的男朋友，谢谢你一 直容忍我的坏脾气，还陪我通宵写论文。 浙江大学硕士学位论文 1 绪论 1 绪论 1 1 研究背景 科技的发展使各式各样的电子设备渗透到人们生产、生活的各个领域，而信息技术的 发展更使微处理器被广泛应用于这些电子设备中，提供更多更强的功能。 随着半导体技术的不断进步和集成技术的发展，微处理器芯片的特征尺寸越来越细， 由于工艺的要求，也是为了获得更低的功耗和更高的效率，微处理器的供电电压呈低压化 走势，如图1 1 所示 1 1 ，从原来的5 v 降到1 v ，最终将降到0 6 v 以下。随着微处理器的工 作电压降低，其对工作电压的稳定度要求提高了，5 0 m v 的电压波动就有可能引起电路的 错误操作；与之同时，微处理器的功能越强，其电路规模和内部功能电路也越多，要求电 源提供的驱动电流也越大，从以前的不到l o a 将升到2 0 0 a 数量级。同时，为降低功耗， 微处理器需要根据不同的工作状态急剧改变工作电流，达到1 0 0 弘s 。在如此低电压， 大电流，大电流变化率的条件下，要保持很高的电压稳定度( 电压纹波限制在2 以内，对 l v 仅2 0 m v ) ，就要求微处理器的供电模块v r m 具有非常优良的动态性能。 0 v 。托妁ec u 腮瞰 k。，严 一， ，。- 一 和i 一品善隅 2 0 0 1 6 0 全 q 1 2 0 苫 - 8 0 笺 4 0 o 0 1 9 9 0 1 9 9 52 咖2 52 0 1 0 图1 1i n t e l 处理器所需电压与电流的发展蓝图【1 】 考虑到许多微处理器应用系统使用可充电电池，例如笔记本电脑，由于电池的性能受 使用温度，剩余电量与使用次数等因素影响较大，导致其输出电压可能波动很大，对、像m 的动态性能的要求就更高。 1 2 研究的技术现状与发展趋势 目前对v r m 的研究主要可以集中在两个领域，一个是对电路拓扑的研究，另一个是 对控制方法的研究。 一一m墨一o一cici：协 浙江大学硕士学位论文l 绪论 拓扑上，由于高输入电压( 4 8 v 以及以上) 主要用于一些高端的工作站和服务器，应 用不是很广泛，所以对于其所采用的隔离型拓扑的改进不是很多；但对应用于低电源电压 的非隔离型拓扑研究比较热。其中多相交错式b u c k 电路在产品中已广泛应用，通常是采 用电流控制模式，通过拓扑来弥补控制上较慢的瞬态响应。然而随着通道数的增加，设计 难度增大，且在主板上所占的面积相应增大，很难满足未来处理器的需求；双b u c k 电路 拓扑( 步进电感电路) 同样具有设计复杂与应用限制的问题，此外，采用这种拓扑时容易 导致振荡问题。因此，即使有许多研究结果表明该方法的瞬态响应很快，但实际产品中很 少见。 鉴于拓扑上改进的限制，对于控制方法的研究越来越受关注。最早应用于v i m 的控 制方法是固定频率的p w m 电压模式与电流模式，这两种模式均属于线性开关控制模式， 受其有限带宽的限制，瞬态响应较慢，很难满足现代v i w 的需求。因而目前具有快速动 态响应的非线性开关控制方法成为研究热点，采用该类控制方法的 m 芯片所占比例不 断增大，控制方法上也派生出更多种类，如采用迟滞控制模式的t p s 5 2 1 0 【2 1 ，改进后的具有 固定频率迟滞控制的印s 5 2 l l 3 4 1 ，周期占空比同时可变的i s l 6 2 2 8 【5 1 ，还有目前比较多见的 固定开通关断时间( c o n s t a n to n o 行t i m e ，c o t ) 控制模式，如l m 5 0 1 0 6 】。相关研究分 析 7 】证明迟滞控制可以提供最快的响应速度，且实现简单，不需要补偿。还有一类目前比 较受关注的控制是采用将两种控制模式结合到一起，即暂态的非线性开关控制与稳态的线 性开关控制，该方法的关键在于如何有效的实现这两种控制模式的切换。 1 3 研究目标、意义和难点 正如前面所述微处理器的速度与集成度的飞速提升对v i 洲的设计提出了更严格的 要求。首先，工作电压越来越低，从l 处理器的发展蓝图上可以看出在不远的将来， 所要求的电源电压将低于1 v ，而低电压下相应的电压变化容忍范围随之变小；而另一方 面，由于集成度与速度的提高，负载电流越来越大，负载的变化斜率也相应的增大很多( 将 达到l5 0 从s ) ，这就要求v r m 的动态响应越来越快。 同时，由于集成度的增加，总的功耗增加，对删的效率也提出了更高的要求 ( v i m 9 o 中要求大于8 0 ) 。因此，通过减小电感来增加动态响应的方法不可行，因为 电感越小，电流纹波越大( 频率不变的情况下) ，从而导致效率下降；另一方面，未来微 处理器要求体积越来越小，而、像m 的输出电容在主板上所占面积比较明显，所以仅通过 增大输出电容的方法来满足输出电压的变化在限制范围内也是不可行。 2 浙江大学硕士学位论文 l 绪论 总之，v r m 现在以及未来面临的挑战是不断增大的负载电流与变化率、持续降低的 输出电压与电压容限、更高的效率与更小的体积等。对于电路设计者的设计要求就是在不 增加制造成本与使用成本的情况下使t m 能够更快地响应负载的变化，从而能够提供更 好的输出电压。 如前所述，仅靠拓扑上的改进很难满足下一代微处理器对电压调节模块的要求，这就 使得通过改进控制方法来提高响应速度成为研究的热点，且其还具有几乎不增加成本的优 点。其中非线性开关控制方法由于具有快速响应的特点，在、很m 中的应用成为一个新兴 的研究方向，具有良好的应用前景。 目前，对非线性开关控制方法在v r m 中应用的研究虽然很多，但尚有很大的开拓空 间。例如，与传统的电压电流控制模式相比，非线性的开关控制模式如v 2 ，r 3 ，c o t 等已 经实现了较高的响应速度，但与理想的控制器还有一定的差距，即响应速度还有很大提高 潜力川；而被认为是响应最快的，最接近理想的迟滞控制，由于本身的缺点，如频率不固 定，输出纹波比较大等限制了它的应用。虽然一些电路设计者对其进行了改进，如t p s 5 2 1 l 中采用加上模拟的纹波的方法 4 】来抑制纹波，但代价是削弱了它的快速响应能力。因此， 亟需对具有快速瞬态响应的控制方法开展进一步深入的研究与改进。 据此，本设计的研究内容就定位在具有快速响应的v i 己m 控制方法的研究与开发上， 目标是设计出一个最接近于理想的迟滞控制器，且采用适当的方法在避免传统迟滞控制的 缺点同时不影响其快速响应的能力。 1 4 论文架构 本论文提出了一个应用于v i m 的新型智能控制策略。本章节主要介绍了v i 洲的应 用背景与技术发展趋势，提出了研究的目标，意义与难点。 第2 章将具体介绍一下v 蹦的基本知识，包括设计要点，常见的拓扑与控制方法及 其特性。 第3 章将详细介绍所提出的新型控制策略中最为关键设计思想，即电容电流的迟滞控 制模式，包括设计动机与设计难点的实现，其中设计的难点主要包括电容电流的采样，环 路稳定性设计及优化。 第4 章将引入滑模理论及对其的应用。滑模控制是非线性控制方法的一种，其控制思 想却可以用来对其他一些控制设计进行分析指导。本章即是介绍如何利用此理论来实现一 个单周期稳定的电容电流迟滞控制器。 3 浙江大学硕士学位论文 l 绪论 为了进一步提高对大负载跳变的响应，在第5 章中提出了一种瞬态电流补偿技术，与 已有的一些瞬态补偿技术不同，本设计采取的是线性控制技术( 非开关型) ，解决了以往 瞬态电流补偿技术中的振荡、限流等问题。 在第6 章中，分析了传统迟滞控制器开关频率不确定带来的限制，对已有的一些固定 开关频率的方法进行了比较，提出了一个简单有效的频率控制环路。 第7 章给出所实现的控制器系统与一些仿真结果。 第8 章对此设计进行了总结，并给出了对其进一步的研究方向 4 浙江大学硕士学位论文 2 电压调节模块( 蝴) 的基础 2 电压调节模块r m ) 的基础 2 1v r m 设计规格 简单来说，v r m ( v o l 魄er e g u l a t o rm o d u l e ) ，即电压调节模块，其主要作用为：实 现主板上直流一直流( 简称d c _ d c ) 转换，为c p u 提供稳定的工作电压，如图2 1 所示。 4 8 b 囤令匦圃 吟圆9 回兮匦圈 l l n v 或捌 图2 1 微处理器的电源系统 v 1 w 嵌入在主板中，将电脑电源电压降至中央处理器所需的供电电压，而中央处理 器所需的工作电压主要由厂商规范。、佩m 标准即是i n t e l 专门为自家c p u 所制定的电压标 准，c p u 管脚定义也属于v i 蝴标准的范围，其对电脑启动时电压的变化情况和时序做出了 明确的要求。根据v r m 标准制定的电源电路能够满足不同c p u 的要求，减少人工干预的复 杂性，简化了稳压电路的电压控制设计。比如、像m8 1 标准对应于s l o t1 的p 2 ，v r m8 2 标准对应于p p g ac 2 ，v r m8 3 标准对应于多c p u 系统，u m8 4 标准对应于p 3 ，u m8 5 标准对应于图拉丁c 3 ，、像m9 0 标准对应于p 4 。、像m 1 0 o 适用于8 0 0 m h z 的i n t e lx e o n l m 处理器和它的低压版本。以w 9 0 【8 】为例，图2 2 中所示为负载跳变与v r m 输出电压之间 对应关系，由于微处理器频繁地在休眠与工作模式间切换，存在最大的负载变化i o u t m a x 与变化斜率( d i o u 诎) 眦；另一方面，输出电压的需要保证微处理器的正常工作，因此必 须满足一定的容限，即v 0 u t m a x v o u t m i n 必须在限定的范围内，下一代微处理器要求其变化 不超过工作电压的2 。大的负载跳变与跳变斜率以及严格的输出电压要求意味着v i 洲需 要有很快的负载响应能力。 图2 2v r m 动态响应波形 浙江大学硕士学位论文 2 电压调节模块( 、像m ) 的基础 表2 1 中所示即为v 1 w 9 0 的设计规格 8 】，其中电压编号( v 0 1 t a g ei d e n t i f i c 撕o n ，v i d ) 表示输入的定义电压，在此是由一5 b i t 的数模转化器来产生。 表2 1v r m 9 0 规格【田 s 曲l p a 矗h n 斟e fa 缸n i l 玎啪h 伯x h m nu 磕 v & m v r m o t l 主p i l | 、o l t a 2 em e a s i 鹏da tt h es o l d 汀 1 7 01 6 0 91 7 0 v s i d e o f t h e 删髓t i i l gc 地c 耋甜1 邡 1 5 01 4 0 81 5 0 v 雌 。恻l t a g e m e a s l 矾da t t h e 1 7 01 5 6 01 7 0v p 蕾口c e s s o fs e n s ep i n so n 也es o l d e fs i d e o f 吐l ep 雠i c e s s o fs o c 嫡1 ，酗 1 5 0l - 3 3 01 5 0 m 【a ) 【i m u m 球m _ 0 p 日她( f a 妇 1 7 0 2 1v d 姆 1 5 0 1 7 5 l 璜碣姒x n 如硝瑚m ns t a t i cv r ma 蚴l 妇 1 7 06 0 a v 伽l 。5 06 5 m o u d 锄a xq 印ms l 删f a t e 6 5 0 龄 另外，e v i m ( e n t e 叩r i s ev o l t a g er e g u l a t o r - d o w n ) 和v r m 的区别在于它是嵌入到主板 中去的而删是插入到主板中去的。 2 2 用于v r m 的拓扑 2 2 1 隔离型拓扑 电压调节模块主要可分为隔离型与非隔离型两大类。为了保证高效率，高输入电压( 如 4 8 v ) 的应用【9 】中多采用隔离型的电压调节模块拓扑。可以对其原边与副边的分别进一步 地分类：对于变压器原边，主要拓扑类型有源箝位正激v r m 、不对称对称半桥v r m 、 全桥、推挽v 】w 等等，如图2 3 中所示；副边电路可分为：单端整流、倍流整流与中心 抽头的全波整流电路，如图2 4 中所示。将原边与副边适当的组合即可构成合适的隔离型 、1 r 嗄拓j ： 、。 c b ) 全桥 l i 一耋 图2 3 隔离型v r m 变压器原边电路 6 浙江大学硕士学位论文2 电压调节模块( 删) 的基础 ( 1 革端 伯) 倍滤 图2 4 隔离型v r m 变压器副边电路 2 2 2 非隔离型拓扑 输入电压为5 v 1 2 v 时多采用简单的非隔离型拓扑，主要有单相同步b u c k 电路、交 错式b u c k 电路、快速响应双b u c k 电路等【l o 】。其中单相同步b u c k 电路由于其结构简单、 设计容易、成本低等优点而被广泛采用，如图2 5 所示。采用同步整流管q 2 代替二极管， 以减小q 2 导通时两端的压降，从而提高效率。图2 6 为分别为q 1 导通与q 2 导通时的等 效拓扑，与图2 7 中电感两端电压与流过的电流相对应。当q l 导通时，v f ( v i n v o ) ，电 感电流上升，当q 2 导通时，电感两端的电压为( v o ) ，电感电流下降。另外，电感电流 的平均值即等于负载电流的大小。 图2 5 单相同步b u c k 电路 7 j j 浙江大学硕士学位论文2 电压调节模块( m ) 的基础 l 图2 6 不同时序时b u c k 电路的等效拓扑 ( v i n - v o ) t r ( v o ) 图2 7b u c k 电路中电感电流与电压不同时序的波形 为了减小输出电压的纹波，同时提高瞬态响应速度，多相交错式b u c k 电路【1 0 1 1 1 2 】应 运而生。通过n 个通道相并联，如图2 8 所示，各个通道错开一定的相角，从而使各个通 道开关流过电流减小，而输出电压的叠加使得纹波减小，等效输出效率提高。其缺点是随 着瞬态响应的速度要求提高，相数增加，控制复杂度增加，同时所占面积增大。 图2 8 多相交错式b u c k 电路 8 浙江大学硕士学位论文2 电压调节模块( 删) 的基础 快速响应双b u c k 电路是由两个并联的b u c k 变换器组成，与多相交错式电路不同的是， 在该拓扑中两条通道是不同的，一个为主变换器，具有较大的电感，所以主要是使稳态工 作时输出纹波较小，其瞬态响应很慢；而另一个辅助变换器主要是在负载波动较大时提供 快速的瞬态响应，稳态时辅助电路不工作，如图2 9 所示。该拓扑也称为步进电感式 ( s t e p p i n gi n d u c t o rt e c h n i q u e ) 【1 3 1 。 i oi 机 龃 图2 9 快速响应双b u c k 电路 2 3 传统v r m 的控制方法和特性 选择好拓扑后，还需要决定所采用的控制方法。目前用于b u c k 的电路的控制方法有 很多种，常见的有电压模式( v o l t a g em o d e ) 如图2 1 0 、峰值电流模式( p e a l 【c 岍e n tm o d e ) 图2 1 1 、平均电流模式( a v e r a g ec 1 盯e n tm o d e ) 图2 1 2 、v 2 m o d e ，图2 1 3 、迟滞( 纹波) 模式( h y s t e r e t i c 厢p p l em o d e ) 图2 1 4 等 7 】o 图2 1 0 电压模式拓扑 9 浙江大学硕士学位论文2 电压调节模块( 删) 的基础 v v 图2 1 1 峰值电流模式 1 ；日蟠e 图2 1 2 平均电流模式 图2 1 3 一种v 2 模式 l o 浙江大学硕士学位论文2 电压调节模块( t m ) 的基础 图2 1 4 迟滞控制模式 其中前三者属于慢反馈环控制，因为它们不是直接检测负载电流的变化，而是检测干 扰作用后的输出结果，然后反馈回去。要提高这类控制模式的响应速度主要是靠增大控制 环路的带宽，而功率输出级又限制着带宽，所以很难实现很快的瞬态响应。后两种控制模 式采用直接或间接检测负载的扰动，通过一个快的反馈环路或前馈通路来调整开关动作， 所以这一类控制方法可以提供快速的瞬态响应。从图2 1 5 中，可以看到各种控制方法与 理想控制器的差别，其中迟滞控制器( b ) 最接近与理想，即最快的控制。 v r m 的特殊应用要求所采用的控制方法在保证可靠性与稳定性的同时必须能提供快 速的瞬态响应。所以目前、像m 越来越倾向于采用具有快速响应的控制方法。因而对于具 有快速响应的控制方法的研究也越来越受关注。 ? ， ( a ) l d e ac o n t 嚣甜 7 互 篱乏 v c 口口口 ( b ) c 们耗r w 曲c l 嘲y s 咯 c ) c c 臌船嫩翩豫c o n 慵w 我h 蛳旧c o n 加糖r w 毳h d e l a y s a n d s 脚f e e d b a c i ( p 图2 15 各种控制方法瞬态响应的比较川 浙江大学硕士学位论文3 电容电流的迟滞控制 3 电容电流的迟滞控制 在第二章中，通过对各种控制方法的分析与比较，发现同样情况下迟滞控制器瞬态响 应最快。因此本章将对已有的迟滞控制模式进行分析比较，提出一个新型的迟滞控制模式 一一电容电流迟滞控制，实现了更快的瞬态响应。 3 1 电容电流迟滞控制模式的提出 如前所述，理想的控制器能够在系统受到外界扰动如负载跳变的时候立刻检测到该变 化，同时在最短的时间内给出准确的反馈，即通过控制开关动作，使输出电压具有最小的 变化。因此要设计一个具有快速瞬态响应的控制技术，有两个必要条件：一是对扰动的检 测要快且准确，本设计中的扰动主要为负载的跳变；二是能够给出快速准确的反馈动作， 即及时准确的切换b u c k 的开关状态。例如电感电流迟滞控制模式，其只符合条件二的要 求，因此无法实现真正的快速瞬态响应，还需要一个对负载跳变的快速检测技术。 对于负载跳变( 即扰动) 的检测有直接与间接的方法，直接的方法就是直接检测负载 的变化，这个可以通过在负载线上串接一个检测电阻或用变压器直接耦合等方法；间接的 方法即是通过检测其他信号的变化，且该变化与负载的变化具有已知的比较紧密的关系。