（微电子学与固体电子学专业论文）开关电源pfc电路的控制电路的研究.pdf

开关电源p f c l 路的控制电路的研究 a i i s f r a cp t h i s p a p e r in t r o d u c e d a m e t h o d o f h i g h e f f ic i e n c y p o w e r - f a c t o r - c o r r e c t io n c i r c u i t , i t c o n s i s t s o f b i - d ir e c t i o n a l s w it c h a n d z e r o c u r r e n t s w it c h in g c o n t r o l t e c h n i q u e t o a c h i e v e o n - t i m e r e c t i f i c a t io n i n t h e p r i m a r y c i r c u i t . h ig h p o w e r f a c t o r , h ig h e f f i c i e n c y a n d l o w t h d ( t o t a l h a r m o n ic d i s t o rt io n ) h a v e b e e n o b t a i n e d . t h e u c 3 8 5 2 f r o m t h e u n it r o d e c o m p a n y w a s u s e d , it s o p e r a t i o n p r i n c i p l e w a s d e s c r i b e d a l s o . b a s e d o n t h i s c h i p , a n e w p f c c o n t r o l c ir c u i t一b i - d i r e c t i o n a l s y n c h r o n o u s r e c t i f i c a t i o n p f c c i r c u it w a s d e s i g n e d t h e k e y p o i n t s o f t h i s p a p e r a r e d e s c r i b e d i n t h e f o l lo w i n g : l . t h i s c i r c u i t u s e s a n in d u c t o r t o c o m p e n s a t e t h e i m p e d a n c e o f i n p u t t e r m i n a l , r e d u c e s t h e in p u t h a r m o n i c c u r r e n t a n d p r o m o t e s t h e p o w e r f a c t o r . 2 . a h ig h f r e q u e n c y s w it c h c i r c u it i s u s e d t o m i n i m i z e t h e c o m p e n s a t o ry i n d u c t o r 3 . t h e c o n t r o l c i r c u i t a d o p t s z e r o c u r r e n t d e t e c t io n t o e n s u r e t h e i n p u t c u r r e n t t r a c e t h e i n p u t v o lt a g e w a v e f o r m 4 . t h e a c v o l t a g e : i s i n p u t t e d d ir e c t l y i n s t e a d o f b y t h e d i o d e r e c t i f i e r , s o t h e a d v a n t a g e i s n o c a p a c it o r s i s r e q u i r e d t o f i lt e r a n d p r e v e n t s t h e d i o d e d i s s i p a t i o n . 5 . i t u s e s t h e b y - d ir e c t io n a l s w i t c h e s s o t h e c i r c u i t c a n w o r k s p r o p e r l y d u r i n g t h e a c p o w e r p e r i o d 6 . i t a d o p t s t h e s y n c h r o n o u s r e c t i f i c a t io n a n d b i - d i r e c t io n a l s w it c h t r a n s f e r r i n g a c t o d c , s a v e s k e y c o m p o n e n t s , r e d u c e d t h e c o s t a n d i m p r o v e t h e e ffic i e n c y . k e y w o r d s : p o w e r - f a c t o r - c o r r e c t i o n ; z e r o - c u r r e n t s w i t c h i n g ; o n - t i m e r e c t i f i c a t i o n . h 落 i f i i 吏 尸 ， 、“ 脸 . 汤 . 曰目 . . . . . 叨 1 1 关电a ? p f oc 路的悴制电8 fill 研究 概述 近年来，随着电一 户 功率学的高速发展，电力供给系统也得到了飞速 发展。人们对电源系统的要求也越来越高， 在高功率、 低噪声和小体积的基础_ 七 ，对电71g i. 系统的功率因子也提出j i t 高的要求。功率因子! f ( p o w e r f a c t o r ) 一般 定义为系统的有功功率与视在功率之比。当系统的输入阻抗为纯阻性时， 输入电 压和输入电流为无相位差的正弦波， 功率因 - f 为1 。但实际的电源系统的输入阻 杭一般不是纯阻性的， 而是电容性的， 这样就使输入电流不能与输入电压的相位 一致，出现了相位差， 且不再是正弦波。非正弦信号经傅立叶展开，除基波外必 有一系列的高次谐波， 这些谐波电流是不能转化为有用功的， 只能白白消耗在电 路上， 使系统的功率因子值下降， 降低了电网的传输能力。更为严重的是， 这些 高次谐波会给电网带来噪声干扰和无功功率过大等不良影响 ，对用电设备产 生电磁千扰。在极端情况下，可使通信电路不能使用， 甚至引起火灾。 囚此， 从1 9 9 7 年1 月开始，美国、欧洲、日 本相继禁止没有进行高频电流 抑制和功率因子改善的供电系统进入市场， 并对高次谐波电流和功率因子制定了 相关的国际标准。这样就使世界各国的电源开发研究机构投入大量的人力和物力 来研究这一课题。现在已经能够通过在电源的前端加斩波器的方法来解决这个问 题， 使功率因子已几乎能够达到i 。但是， 加斩波器的方法使电源电路由原来的 单一变换器变成了双变换器， 不仅效率低下， 而且成本和体积将近增加了一倍。 所以人们试图找到一种低成本， 高性能的单变换器功率因子改善的方法， 这样就 形成了电源系统研究的一个新领域。 现在功率因子改善的方法已经提出了许多种，有部分平滑方式、磁开关方 式、单侧开关方式和无电容方式等等。这些方式多部分解决高次谐波抑制和功率 因子改善问题， 但都不尽人意， 存在着这样或那样的问题。我国国内在这方面的 研究尚属空白， 功率因子改善和高次谐波抑制还没有进入实用化， 偶有文献报导 也是国外已成-m 的加斩波器的双变换器方式。现在科技时代发展非常快， 为了与 国际接轨， 在不远的将来必将实行功率因子规制和高次谐波规制。面对我国庞大 的电子仪器电器设备市场， 不难想象， 高性能、低成本的功率因子和高次谐波抑 制电路将比一般斩波器方式更有市场。因此， 在这方面先走一步， 先做研究， 在 同行业竞争中占据有利地位，有着重大的经济意义和现实意义。 功率因子改善是近些年来国际上在电力电子系统开发研究中非常热的研究 领域之一， 这个研究项目 在我国是一个新颖的研究方向， 本论文就是在这样的国 际国内形势 产生的。 1 . 1 1 14 446幽臼.羚 履 触 川l电源p f (l 牡 路的r ; 制电路的研究 第 帝 前:七 该论文选题意义与当前国内外发展情况 功率因子改善是近些年来国际_ 卜 在电力电子系统开发研究中非常热的研究 领域之一， 这个研究项目 在我国是一个新颖的研究方向。它对保护环境、能源利 用和电力安全等方面都作出了重大贡献， 本论文就是在这样的国际国内形势下产 : (勺 0 因此， 从1 9 9 7 年1 月开始，美国、欧洲、i l 本相继禁止没有进行高频电流 抑制和功率因子改善的供电系统进入市场， j 对高次谐波电流和功率因子制定了 相关的国际标准。这样就使世界各国的电源开发研究机构投入大量的人力和物力 来研究这一课题。现在已 经能够通过在电源的前端加斩波器的方法来解决这个问 题， 使功率因子已几乎能够达到1 。但是， 加斩波器的方法使电源电路由原来的 单一变换器变成了双变换器， 不仅效率低下， 而月 . 成本和体积将近增加了一倍。 所以人们试图找到一种低成本， 高性能的单变换器功率因子改善的方法， 这样就 形成了电源系统研究的一个新领域。 现在功率因子改善的方法已经提出了许多种， 但都不尽人意， 存在着这样 或那样的问题。我国国内在这方而的研究尚属空白， 功率因子改善和高次谐波抑 制还没有进入实用化，偶有文献报导也是国外已成熟的加斩波器的双变换器 方式。现在科技时代发展非常快， 为了与国际接轨， 在不远的将来必将实行功率 囚子规制和高次谐波规制。 2本论文所做的研究 电源系统的输入阴抗一般不是纯阻性的， 而是电容性的， 这样就使输入电 流不能与输入电压的相位一致，出现了相位差， _巨 不再是正弦波。非正弦信号经 傅立叶展开， 除基彼外必食 一系列的高次谐波， 这些谐波电流是不能转化为有用 功的，只能白白消耗在电路上， 使系统的功率因子值下降， 降低了电网的传输能 力。更为严重的是， 这些高次谐波会给电网带来噪声干扰和无功功率过大等不良 影响， 对用电设备产生电磁干扰。所以我们需要重新补偿和调整输入网络， 使其 从输入端看去为纯阻性输入 阻抗， 从而达到改善功率因子的目的。 本论文的主要内容有: 研究出一种新的高效率的功率因子改善和高次谐波抑制的方法， 从理论上 进行 1 分析和论证。 士 翻d d j_*. 曰曰.曰目脚 _ 乞 豁 蔽 开关电源p f c lt k 路的控制电路的研究 ! 、电路利用感抗艺 行输入端阻抗的补偿， 以抑制输入高次谐波电流， 提 高功率因子。 2 、电路采用高频汗 关电路， 使补偿电感实现小型化。 3 、控制电路采用零电流检测， 使输入电流紧紧跟踪输入正弦电压波形， 实现功率因子接近于l a 4 、电路采用交流直接输入， 而不采用整流二极管。这样既减少了整流后 的滤波电容( 该电容使功率因 子显著降低) ， 也可去除整流二极管上的功率损耗。 5 、采用双向开关。 确保在市电_ 二!; 两个半周明中，电路都能正常工作。 6 、采用初级同期整流， 利用双向开关完成电力由交流变直流， 一个器件 两个用途，可以节省主要器件的个数， 降低了 成本。 扮t; l t t 开关电源p f c 电路的控制电路的研究 第二章开关电源p f c 电路原理 2 . 1为什么要用p f c 我们可以从下面的对比示意图开始: 1 1 0 1 2 2 0 共c v o l t 二 n c 。 ， (t o p o w e fla rg e s +p p m 摹 深蕊 羹 a口月一户李 0伪月盆多 祠口口j二0 月 一 卜 一 一 卞 一 f a v p o we r f a c t o r ( d . 6 55 ) 妇uajj二0 p o w e r f a c t o r c o r r e c t i o n ( 0 . 9 9 ) 图2 - 1 、采用尸 (前后对比图 不难看出， 在没有应用p f c 电路之前， a c - d c 电路的功率因子大约在0 . 6 5 左右。应用p f c 电路以后， 这个电路迫使系统吸收一个紧紧跟踪正弦波线电压的 电流波形。这样就可以得到一个很接近1 的输入功率因子0 .9 9 ， 就象一个理想的 电阻性负载 ，电流基本与线电压在相位 卜 完全同步。 以一个近乎1 的功率因数输入， 对于功耗相同的电器来说， 输入电流的峰 值就降低了，比没有功率因子校止的系筑降低3 0 % 提高了效率。 十 生 e , 4 1 _ s . . h l . 目 葫目日y肠 ; . . . . , - 开关电源p f c 电路的控制电路的研究 2 . 2开关电源p f c 电路的基本原理 在要求小型化、高效率、智能化后， 近年来， 对电源系统的功率因子也提 出了更高的要求。功率因 子p f ( p o w e r f a c t o r ) 一般定义为系统的有功功率与视在 功率之比。当系统的输入阻抗为纯阻性时， 输入电压和输入电流为无相位差的正 弦波， 功率因子为i 。但实际的电源系统的输入阻抗一般不是纯阻性的， 而是电 容性的， 这样就使输入电流不能与输入电压的相位一致，出现了相位差， 且不再 是正弦波。非正弦信号经傅立叶展开， 除基波外必有一系列的高次谐波， 这些谐 波电流是不能转化为有用功的， 只能白白消耗在电路上， 使系统的功率因子值下 降， 降低了电网的传输能力。因此， 为了减少电磁污染， 有效的利用能源，国际 电工协会早在8 0 年代就制定了相关的标准工 e c 5 5 5 - 2 , 9 0 年代经修改成为现行标 准工 e c 1 0 0 0 - 3 - 2 0 改善功率因子和抑制高次谐波的方法， 都是出于相同的原理， 即通过补偿 电路的输入阻抗， 使得输入电流波形接近于正弦波， 从而达到改善功率因子和抑 制高次谐波的目的。具体方法一有无源滤波法、有源滤彼法和有源功率因子改善 法等。 无源滤波法是由r - -l - c 等元件谐振， 对基波进行相位补偿。有源滤波法是 在电源网络前加入一个专用的功率变化器， 对无功功率和谐波电流进行补偿， 从 而提高了功率因 数。有源功率因 子校正技术( a c t i v e p o w e r f a c t o r c o r r a c t i o n ) , 简称a p f c 技木， 是当今世界上最流行的功率因子改善和高次谐波 抑制方法， 也是最适合于开关电源的方法。a p f c 主要有双极式电路和单极式电路 两种。 双极式a p f c 电路由 p f c 斩波器和d c / d c 变换器级联而成， 前级实现功率因子 校正， 后级实现隔离和稳压， 按照p f c 斩波器电路输出电压的不同， a p f c 又可以 分为升压、降压和升降压三种类型。 普 通p f c 电路的主电路一般采用升压斩波器电路， 有电流连续方式和不连 续方式两种。通常，大功率设备采用电流连续方式， 这样可以减小峰值电流 ， 但 其控制电路就比较复杂。小功率电源由于电流峰值不是很大， 可以采用不连续方 式， 这样控制电路也可以简单一些。美国u n i t r o d e 公司生产的u c 3 8 5 2 是一种成本 低、结构简单的控制电路， 利用零电流检测实现电流不连续的p f c 功能，特别适 用于电流不连续方式的小功率电源。下面分别介绍控制芯片u c 3 8 5 2 的功能和利用 l c 3 c) 5 2 作为控制的普通p f c 电路。 c二 a: 翻 lk 创 日日 . . l贾 ,j w 4 f 开关电源 p f c 电路的控制电路的研究1 2 _一一一 - 一 2 . 3控制芯片 u c 3 8 5 2 的特性及管脚功能介绍 u c 3 8 5 2 是美国t i 公司 所属u n 工 t r o d e 集成电路公司 9 0 年代的产品， 它为电源 系统提供了一种低成本的改善功率因子的解决方案。该集成电路采用零电流转换 方式， 仅需要极少的外围器件， 生成正弦输入电流。同时它的峰值电流低于完全 间断式转化器， 具有良好的性能和保护，为p f c 技木应用的优化提供很高的功率 因 子和较低的功率耗散。图2 . 2 是采用 u c 3 8 5 2 进行功率因子改善的典型应用。 01 1 02 r 9 i+ i吞 r5 3 l c3 8 5 2 仁 7 r咬 比川川旧川 仁 5 、 c41 ， 甲 ;c 6 图2 . 2 u c 3 8 5 2 应用电路图 2 . 3 . 1 u c 3 8 5 2 的特性 脱线保护 * 低电压锁定， 迟滞比较器1 6 v 打开，1 1 v 关闭 * 1 2 v 籍位输出 * 动态低自 偏置电压输出 * 过电流保护 控制电路的特性 * 可编程最大转换频率 * 可编程最大导通时间 * 过流指示输出 i 一 作特性 木 工作电流低 。 1 7 ) ) 电流低( 0 . 4 n a ) 么 一 :裳 翻 开关电源p f c 电路的控制电路的研究 一一 一 一 一 一 一 一 一 一 一 一 一 一 一 一 一 * 所需外围电路简单 * 最大供电电压3 0 v 控制技术 * 零电流转换 * 可控导通时间 * 高噪音抑制 2 . 3 . 2 u c 3 8 5 2 的内部原理图及各管脚功能介绍 图2 . 3 是u c 3 8 5 2 功率因子校正控制集成电路的原理框图: s oou t i s n s r己 u v l o c o m p 国一 一- 一一 一 r e s e t d omi nant 日 v uv c c vf bi i g n d 国 刁 - ram尸 s o 图2 . 3 u c 3 8 5 2 功率因子校正控制i c 原理框图 u c 3 8 5 2 的各管脚功能介绍: 川v i- b : v f b 是误羞放大器的反向 输入端。 输出电压经分压后输入误差放 大器， 来调整导通时间， 使输出更稳定。 2 i s n s 这个管脚作为零电流和过电流比较器的输入， 使系统工作在1 5 v ij j 劝态范1内。在噪音系统或高q 值电感系统中， 输入i s n s 的信号要先经 开关电源p f c 电路的控制电路的研究 过滤波， 以防止噪音引起的过早重启动或错误循环。要获得较好的精度， i s n s 应通过一个不大于2 0 0 欧姆的电阻与电流取样电阻连接. 3 工 s e t : 这个管脚有三个功能。第一个功能是编程r a m p 的充电电流。r a m p 的充电电流大约等于5 v 除以i s e t 与地之间外接电阻的阻值，建议电阻在1 o k s 2 到5 0 k s 2 范围内， 充电电 流则 在1 0 0 泌到5 0 0 泌之间. i s e t 的第二个功能是参考输出。这个管脚正常情况下调节在5 v 士 1 0 % ， 非常 重要的是这个管脚只能接r a m p 编程电阻作为负载， 但是如需要， 高输入阻 抗的比较器或放大器也可与此脚相连， 或r a m p 编程电阻的端子上。 i s e t 的第三个功能是作为故障输出。当电流过大时， 工 s e t 管脚的电位被比 较器籍位在9 v 左右， 这可以用来触发外部保护电路，以切断负载或开始故 障重启动。 4 1 r a m p :一个导通时间受控的脉宽调制器需要一个定时器， 定时器的时 间可以受外部电压的控制。定时器的电流由工 s e t 和g n d 之间的电阻决定。r a m p 和g n d 之间的电容与c o m p 管脚上的电压决定导通时间。建议电容选值在 l o o p f 到1 n f 之间. 5 g n d : 所有功能的地都通过此管脚接地。 6 o u t : 大电流功率驱动器的输出。能够驱动峰值电流超过1 5 0 0 m a 的功率 m o s f e t 。为了防止损坏功率m o s f e t , o u t 输出钳位于1 2 v 。当v c c 低于u v l o 的阂值电压时， o u t 自动变成低电平。 7 v c c : v c c 是整个器件逻辑和控制的电源接点， v c c 的电流值等于使整个 器件工作的输入电流和平均输出电流之和。只要知道了最大工作频率au m o s f e t 的门充电量e 从则平均输出电流可以由下式估算: i . . t =肠 x f 为了防止噪音对控制芯片的影响， 在v c c 和g n d 之间并联一个陶瓷电容和一 个电解电容。 8 c o m p : c o m p 是误差放大器的输出和脉宽调制比较器( p w m ) 的输入、为了 限制p w m 的开启时间， 这个管脚输出籍位在t o v 上。通常作为误差放大器负 反馈信号的引出端。 仁直1 8 二 “盈 月口.口.日.口目 . 诊盗 ， 开关电源p f c 电路的控制电路的研究 2 . 4应用u c 3 8 5 2 进行功率因子改善的原理和方法 大多数功率因子改善技术都利用推进升压原理， 既可工作在连续的电感电 流模式下，也可工作在间断的电感电流模式下， 且能在固定频率或可变频率间转 换 。 通 常 ， 大 功 率 情 况 下 采 用 固 定 频 率 、 连 续 电 感 电 流 模 式 以 减 小 峰 值 电 流 户 低于5 0 0 瓦时， 可采用间断的电感电流、且可在不同频率下工作。采用这种模式 可减少元件数量， 极大的降低成本。本文将着重探讨不连续电流下、特别是临界 电流方式下工作时的可控导通时间、零电流转换p f c 技术。 可控导通时间的实现: 功率因子改善电路的主开关的导通时间的最大值是由 u c 3 8 5 2 的第三脚的外 接电阻和第四脚的外接电容值决定的。输出电压取样与u c 3 8 5 2 的内部荃准的差通 过电压误差放大器， 同管脚4 的r a m p 产生的锯齿波相比较来控制导通时间， 稳定 输出电压。p f c 转换时导通时间随输入状况和负载状况而变化， 但是在交流电的 半个周期内不随电压瞬时值的变化而变化， 可认为是一个常数。因此， 电压误差 放大器闭环补偿要求导通带处在低频带， 一般来说， 工作频率在达到输入信号频 率之前误差放大器的放大倍数已经低于零分贝。 图2 . 4 是利用u c 3 8 5 2 进行功率因子改善的一个简单应用例: 之气 护 拍 . .-.自. . . r . 产 沪 、 户、v out 夕、/、1乡，记 叫口f. 灯 e 3 8 j 2 气、j t 千 一 一 八 ，八 、 图2 . 4 u c 3 8 5 2 应用图 1 s o 抓 “ 翻 曲 幽 口 . 曰 口 幽 开关电源p f c 电路的控制电路的研究 一一- 一一. 一 -一 一， 一 一-. 一， -一 一 零电流转换: u c 3 8 5 2 p f c 改善功率因 子中， 有一个很重要的技术是零电流转换。零电流 转换技术有以下三个非常重要的特点: 一、在下一个转换周期到来之前， 电感电流必须为零。这样就可以获得很 高的效率并且能避免推动整流器恢复的扳失。 二、电感电流的变化量( a i l ) 等于峰值电流( i , k ( t ) ) ，因为每个周期内电感 中的电流都是从零开始达到峰值后再回到零。电流的波形是三角波， 其面 积( 充电量) 等于三角形的底( 时间) 乘以高( 电流峰值) 。由于工作在连续和 不连续电流方式的临界状态， 时间轴上是一系列的连续三角形， 电流峰值 因而被限制为平均电流的两倍。这对于稳态和瞬态都是成立的。 三、转化器工作在连续电流方式和不连续电流方式的临界状态 ，因此转换 的频率也是变化的。 这种电路将不再采用p w m 方式，而采用变化开关频率方式，工作时控制开 关导通时间不变， 开关导通时，电感充电，电感电流增加。在导通时间t o n 内， 电 流从0 变化到助k ( t ) ， 开关断开后， 电感开始放电，电感中的电流从助k ( t ) 一直下 降到0 ， 如果严格控制在电流下降到0 的瞬间， 开关再次导通， 则电感电流的波形 如图2 . 5 所示。 图2 . 5电感电流波形图 利用受控导通时间和零电流转换能自动对电源进行功率因子改善， 这可通 过利用p f c 技木的特性分析电感上的充放电电流波形得到证实。山于电感的允放 电是由u c 3 8 5 2 控制的， 所以可以从分析电感中的电流入手来分析。 豁 上. . 臼 . . . 日. 曰 曰 口. j 开关电源p f c 电路的控制电路的研究 一一一一 电感的充电方程是: 4= l 丝( 2 - 1 ) d i 在p f c 转换时， 电感两端的瞬态电压等于输入电压经整流后的脉动电压，v 等效于v i n ( t ) ， 同时， 在半个周期内， m o s f e t 开关时间可认为是恒定的.因为开关 导通的瞬间，电流为零， 而且电感的充电电流是从零开始， 到最大值以后结束. 所以电感上电流的变化量( a i l ) 等于电流的最大值( l p k ( t ) ) . 将上述关系带入式( 2 - 1 ) 中， 可以得到: 1 - v i n ( t ) 护 c o n s t a n t d i = i p k ( t ) dt =t. 所以 v i . ( t ) / l = l p k ( t ) / t . ( 2 - 2 ) l p k ( t ) 二t - / l x v i n ( t ) 0 c v i n ( t ) ( 2 - 3 ) l i l ( t ) = l p k ( t ) / 2 o c v i . ( t ) ( 2 - 4 ) 此时的输入电流l :- ( t ) 是l p k ( t ) 的平均值， 并且等于l p k ( t ) / 2 - v i n ( t ) . 这个关式表明瞬态电流的峰值将准确跟随瞬态电压。输入电压波形是正弦 波， 输入电流也是正弦波。这就使输入的电压和电流同相位， 理论上功率因子可 达到t o 第三章双向同期整流的p v c 控制电路的研究 3 . 1普通型p p c 电路中存在的问题 1 1 在上述利用u c 3 8 5 2 进行功率因子改善和高频谐波抑制的应用实例中: 能够得到较高的功率因子和较好的高频抑制， 但仍然存在这样或那样的问题 虽然 第一是输入端的整流器损失和噪声。由于整流器采用二极管桥式整流， 所 以在二极管上会产生约0 . 7 v 的压降，虽然与高的输入电压比较而言是微不足 道的 ，但当输入电压为8 0 v 时， 每个二极管上就消耗了近0 . 8 7 5 % 的能量。要得 到高的效率 ，必须进行改进。 i s f ; j 聋 , ! 画 翻目. 开关电源 p f c 电路的控制电路的研究 一 - 藻 三 ， 由 于 二 极 管 存 在 死 区 电 压 ， 经 整 “ 后 ” 形 并 不 是 a ar 竺11 1 im 出 现 失 鬓 丁 这 早 ek r 11 z 将 作 为 p f c 电 路 的 基 准 形 来 对 全 电 tt竺 f% i 全 彗 类 f i3-t g o t t , 可 9 9 44 到 一 个 完 整 的 、 不 失 真 的 正 弦 电 流 形 ， 从 而 使 功 率 因 子受到限制， 也使高次谐波在输入电压的交点附近较大。 由于上述问题， 我们必须对电路进行改进。 3 . 2双向同期整流的p f c 控制电路 针对上述存在的问题， 通过认真的分析和尝试， 我们采取如下的措施进行改进: 1 、采用两个对称的开关管来取代二极管的桥式整流电路。这就极大地减少了电 压报失， 而且没有由于整流所产生的交越失真和由此带来的高次谐波千扰。 2 、 由 于 采 用 了 两 个 对 称 的 开 关 管 取 代 原 桥 式 整 流 电 路 的 二 极 管 ， 实 现 了 由 开 养 誓 病路 进 行 同 期 整 流 ， 电 感 中 的 电 流 也 由 原 来 的 单 向 流 动 变 为 双 向 流 动 ， 为 ， 我们采用c t ( c u r r e n t t r a n s f o r m e r ) 器件进行零电流检测。 图3 - 1 为所设计的双向同期整流p f c 电路图: d， ” 1 qi v o-u. d” 口 2 q2 图3 一 1双向同期整流p f c 电路 : 1 i 开关电源p f c 电路的控制电路的研究1 9 一一一一钾 一- - - 一. 一-一-， 一 - 一 一-一- 3 . 3双向同期整流的p f c 控制电路的工作原理 此电路用两个反串联的相同的开关管q ， 和q 2 构成双向开关， 来取代普通p f c 电路中的开关管， 去掉了原来的桥式整流电路。两个开关管受同一个控制信号控 制， 同步导通和断开。这样由开关管同时完成整流和开关作用，完全避免了 桥式 整流带来的问题。同时， 为了保证电流采样的双向性， 采用了c t 器件进行零电流 检测。c t 器件是一种变流器， 它可以将初级电流按照变流器的匝数比成比例的转 换到次级。次级电流经整流后， 再在取样电阻上变为单向信号输入到u c 3 8 5 2 的2 脚i s n s 。由于这次整流是电流整流， 不存在交越失真问题， 而输入电压没有经过 整流， 还是一个完整的正弦波形， 这样就可以比 较完美的实现功率因 子改善。 在交流电压的正半周，当两个开关管导通时， 电源电压全部加在了电感l 上， 这时，电源就给电感充电，电感中的电流增加.和普通p f c 电路相同，有: v i . ( t ) i l二乃 * ( t ) / 场 即:l p k ( t ) 二 t . - / l x v . ( t ) o c v ( t ) 开关断开后， 电感通过d i 、负载r l ( v o + -4 v d - ) 和q 2 中寄生的二极管一 斗 寸 底 与漏之间的p n 结d b d 2 放电，同时给负载供电。电感中的电流从i p k ( t ) 一直下 降到o o零电流检测电路检测到电流下降为零时， 开关再次导通。 在交流电压的负半周，当两个开关管导通时，电源电压全部加在了电感l 上， 只是电压的方向和正半周相反， 此时， 电感反向充电， 电感电流反向增加。 和正向时相同，有: v i n ( t ) i l=瓜 ( t ) / t r 即:执 ( t ) = t . / l x v i . ( t ) ccv , ( t ) 开关断开后， 电感通过d 2 、负载r i ( v o + - v 。 一 ) 和q i 中寄生的二极管一斗 寸 底 与漏之间的p n 结d b d i 放电同时给负载供电。又构成了一个p f c 电路， 并且供给负 载的电流仍然是从 v o 、 到 v 。 一 。显然， 在开关管正常工作的同时， 完成了电源由 交流到直流的转变，即实现了开关管的同期整流。 同期整流电路不再需要整流桥， 从而使效率和功率因子都得到提高。去掉 了 整流桥，减少了 输入电流在两个二极管上的损耗， p d = 2 1 i n . v d = 1 . 4 1 i . ， 其中v d 是 三极管的正向压降， 在此设v d = o . 7 v 。而新增加的损耗只是一个反向开关管的损 耗，没开关导通r1的压降约为0 . 2 v ， 则损耗为0 . 2 i i . 。开关断开时， 电流从开关 骨的寄生二吸若上流过，投耗为0 . 7 1 i . 。显然， 不论开关管是否导通， 损耗都要 比,t e 通p p c 电路要小。 k , ,幽 .曰. .峨 , :. ,r 潞 开关电源p f c 电路的控制电路的研究 另外， 在开关管导通时， 管子的两端相当于一个很小的电阻， 不存在门限 电压的问题。只要输入电压不是零， 就一定有电流给电感充电， p f c 电路就可以 工作。这样就避免了输入电流的交越失真， 提高了功率因子。 3 . 4双向p f c 电路的设计 根据上面介绍的原理， 设计一台输入电压为交流1 0 0 v , 输出电压为直流 2 0 0 v , 输出电流为i a 的 p f c 电路. 设计技术指标为: 效率: 9 4 % 功率因子: 0 . 9 电源输入电压范围: 1 0 0 v 士 2 0 % 输出过电流保护:i a 十 1 0 % = 1 . i a 首先按照电压、电流和功率来确定电感、输出电容和主开关f e t . 3 . 4 . 1 、电感中电流值的确定 首先可以从交流辍入开始分析， 如果以t ) 表示输入的瞬时电压，v 表示 输入电压的有效值，v p 为峰值。则瞬态输入电压v ( t ) 与输入电压峰值v p 有以下 的关系: v ( t ) 二 u p s i n ( w t ) ( 3 - 1 ) 且 v p = 万 v ( 3 - 2 ) 在半个周期内，v ( t ) 在零和 v p之间以正弦函数振动。 输入电流可以类似的表示为: i ( t ) = i p s i n ( co t ) ( 3 - 3 ) 这里i p = 打 i ( 3 - 4 ) 其中i ( t ) 表示输六 _ 的瞬时电流，1 表示输入电压的有效值，助为峰值。 p f c 转换器的输入功率由输入电压v的有效值、输入电流i的有效值和 功率因子p f三者相乘得到: p r = v 、i x p f : v x i p / 打x p f ( 3 - 5 ) 而输出功率p 等于输出电流的平均值t o 与输出电压v a 的乘积: 几=i x v v( 3 - 6 ) 电源的效率17 定义为输出功率几 与输入功率p p 之比。即: q=p l p i n ( 3 - 7 ) 所 以 : ; 氛资 # 开关电源p f c 电路的控制电路的研究 几 。 二p - / 77 v x i p / 万、p f 二p . / n 二i o x v o / r/ ( 3 - 8 ) 电流峰值 : i p 二 万x 1 . 、 v,/ ( v x p f x r7 ) ( 3 - 9 ) 由电流的连续性可知， 输入电流的平均值必定和电感中电流的平均值相等。 所以输入电流即是电感中通过的平均电流， 而输入电流峰值即是电感中平均电流 的最大值。因为零电流转换， 根据前面的分析， 我们已经得出电感的峰值电流恰 好是电感中的平均电流的两倍: i l p k = 2 x i l ( a v g ) = 2 x i ( t ) ( 3 - 1 0 ) 所以电感峰值电流的最大值i l p k m为: i l p k m = 2 x 介( 3 - 1 1 ) i l p k m = 2 行x i x v w ( v x p f x 17 ) ( 3 - 1 2 ) 把将要设计的电源的参数代入 i = 1 a 凡 = 2 0 0 v v = 1 0 0 v p f = 0 . 9 r 7 = 9 4 96 则可以得到 : i l p k m = 6 . 6 9 a 根据设计要求， 考虑到电源在输入电压的低端比标准值低2 0 ， 且电源在 输出过电流保护时， 在输出电流的1 0 %， 即1 . 1 a 开始垂下， 则电感峰值电流的最 大值 i l p k m应为: i l p k m= 6 .6 9 x ( 1 + 1 0 o/ o ) / 8 0 % = 9 .2 0 a( 3 一 1 3 ) 3 . 4 . 2 、电路主开关导通时间的选择 u c 3 8 5 2 p f c 应用中的时间关系，包括导通时间和关闭时间以及转换 周期和转换频率， 可以用稳态的条件来分析。我们把输入电压的峰值v p 作 为计算的起点。 解电感的充电方程( 2 - 1 ) ，可以求出 使电感中的电流达到峰值时的导通时 问， 对于给定的工作条件， 开关导通时， 电感充电， 方程可以描述为: t a u = i l p k ( t ) x l f v ( t ) 二i l p k m x l , v p ( 3 - 1 4 ) 睡澎幽.险赫 撇 锄 开关电源p f c 电路的控制电路的研究 一一一一- - 一， - 一一一 一， 一 一 . 一 - 主开关的导通时间只与电路的稳态有关， 与瞬态无关。而关闭时间不仅随 稳态的输入和负载变化， 而且随瞬态的输入电压变化。解电感的放电方程可以得 到关闭时间， 这时加在电感两端的电压为v o 减去v i n ( t ) 。这就可以求得使电感中 的电流从峰值下降到零的放电时间。以t op 表示: t op = i l p k ( t ) x l / ( v a - v a s i n ( w t ) ) ( 3 - 1 5 ) 从( 3 - 1 2 ) 和( 3 - 1 4 ) 式可以看出，当输入电压峰值达到最小时， 也就是输入 电压为最小时， 电感电流达到最大， 所以导通时间t o n 也达到最大值。 从( 3 - 1 5 ) 式 可以 看出，当i - . ( t ) 最 大，也 就 是 输入电 压有 效 值 最 小，且 v p s i n ( t o t ) 最大时， 关闭时间孙 达到最大。因此， 最低的 转换频率发生点就是 导通时间r . . * n 关闭时间1 of 都达到最大的时刻， 也就是低输入高负荷时的 输入电 压波形的峰值处。 一般来说， p f c 转换器在综合考虑了电流、功耗和其它因素的容限后， 将 开关频段设计在高于声频的范围内。因此， 通常最低频率不低于2 0 k h z 到3 0 k h z o 我们选取最低频 率为 2 0 k h z ， 则最大周 期 为5 0 ,u s o 输入电压最小值 8 0 v 时， 根据( 3 - 1 4 ) 和( 3 - 1 5 ) 式， f - / t o 。 二( v , vp ) / vp = ( 2 0 0 - 8 0 万) / 8 0 扼 、0 . 7 7 t n ，0 . 7 7 x 5 0 / ( 0 .7 7 + 1 ) = 2 1 . 5 f t s 3 . 4 . 3 、电感的设计 3 . 4 . 3 . 1电感值的确定 首 先确定电感的 电感 值， 我 们希望最 大导 通时间 为 2 1 . 5 n s ， 也 就是说， 在 输入电压最小时， 电流的峰值将最大， 此时的导通时间也最长。而在导通时问 内， 电压给电感充电到峰值， 充电时间不能超过2 1 . 5 p s 。实际设计中选取2 勿 i s , 并选取最大电流为1 0 a . 根据电感充电公式 ; ( 2 - 1 ) ，得: l = v in ru i n x t o n ar n x / l pk m = 8 0 万x 2 0 / 1 0 = 2 2 0 p h ( 3 一 1 6 ) 实际设计中， 可以留一定余量， 选取电感值为: l = 2 0 0 洲 3 . 4 . 3 . 2电感线圈匝数的确定 由于线圈内的感应 . 电动势为: e = l d i / d t = d y / d g = n d o / d t _ . 知:0 1伏幽 沙 圈砚 .口 脚;n i 开关电源p f c 电路的控制电路的研究 _ 一一一 所以: l = n d (p / d i =n b ,) / i ( 3 - 1 8 ) 其中n为线圈匝数， b为电感中磁芯的磁感应强度， s为磁芯的等效截面 积，i为通过电感线圈的电流，0 为一匝线圈内通过的磁通量 ，甲为线圈内通过 的总磁通量。 根据电测输出功率的大小， 我们选取了p q 5 0 / 5 0 磁芯和骨架， p q 5 0 / 5 0 磁芯 的有效截面积为3 . 2 8 c m 2 , 磁芯最大非 饱和磁感应强度为3 k g s ， 我们选取电路正常 工作时， 即非垂下时( 电惑最大电流值为6 . 6 9 a ) ， 要求磁芯的磁感应强度不超过 2 g s ， 这样在电路过负载时， 即垂下时(电感最大电流值为9 . 2 a ) ， 磁芯的磁感应 强度也不会超过3 k g s o 根据( 3 - 1 8 ) 式: n二l i / s b = 2 0 0 x 6 . 6 9 / ( 3 . 2 8 x 2 ) x 0 . 1 = 2 0 . 4 ( 3 - 1 9 ) 其中 0 . 1 为高斯制单位公式中引入的常数。 根据( 3 - 1 9 ) 式 ， 选取n