（电路与系统专业论文）多模式高效率的dcdc转换芯片的研究与设计.pdf

浙江大学硕士学位论文 摘要 随着消费类电子产品的功能增多，性能进一步优化，对电源芯片的要求也进 一步提高，要求效率更高，体积更小，输出电压更低，性能更稳定。相对其他电 压转换技术，开关式的d c d c 电压转换芯片技术更能满足以上的要求。 本论文比较分析了多种d c d c 变换器，以及各种控制方式的优缺点，最后 选择采用b u c k 降压电路实现，并采用电压模式的p w m 控制方式，以提高输出的 精度和动态特性。并且辅以一种基于峰值电流和迟滞电压控制的p f m 控制模式， 以满足在小电流负载的情况下对高效率的要求。电路在负载电流较大( 约 8 0 m a ) ，电感电流连续时，采用开关频率1m h z 的电压型p w m 控制工作模式， 在负载电流较小( 约 、 8 7 5o a ( 2 v ) 。 ( 3 ) 低压输出：例如现代微处理器的v r m 电压将为1 1 1 8 v ，便携式电子 设备的d c d c 转换器输出电压为1 2 v ，特点是负载变化大，多数情况下工作低 于备用模式，长期轻载运行。 综合以上的发展要求，要求d c d c 转换器具有如下特征：a ) 负载变化的整 个范围内效率高。b ) 输出电压低。因为c m o s 电路的损耗与电压的平方成正比， 供电电压低，则电路损耗小。c ) 功率密度高【引。可以发现高频化和低压化都是为 4 浙江大学硕士学位论文 高效率服务的，效率的优化会主导着未来d c - d c 转换芯片的发展趋势。 针对以上的要求，本次课题设计提出一种多种工作模式以实现宽负载电流范 围内高效率，高频( 1 m h z ) ，低输出电压的d c d c 降压转换器。这种控制方 法的提出具有非凡的意义，使得d c d c 转换芯片的效率进一步优化，体积更小 化。在各种技术日新月异的今天，这种多工作模式的d c - d c 转换芯片能在一定 时间内适应消费类电子产品的苛刻要求，所以它的开发有着巨大的产业前景，孕 育着巨大的经济效益。 1 3 本课题研究的内容 本课题的主要研究内容是基于标准c m o s 工艺的低功耗、降压型的d c d c 变换器的设计研究，采用b u c k 降压开关电源电路实现。本次课题设计中的主要 内容以及目标主要如下： ( 1 ) 多种工作调制模式的混合使用，优化效率和性能。 ( 2 ) 一种新颖的针对电压型p w m 环路的前馈电路的设计研究，能有效改 善线性调节性能和系统响应速度。 ( 3 ) 一种基于峰值电流控制和迟滞控制的p f m 模式的设计，使效率优化。 ( 4 ) 补偿网络的设计，确保系统的动态稳定性。 ( 5 ) 使用同步整流技术对变换器效率的优化 ( 6 ) 频率不随电源电压变化的时钟发生器的设计。 ( 7 ) 高p s r r ，低温度漂移系数的电压和电流基准的设计，确保输出电压 随输入电源电压变化的波动较小和受温度变化的影响较小。 ( 8 ) 数字软启动技术，抑制启动过程中出现的浪涌现象。 5 浙江大学硕士学位论文 第二章d c - d c 转换器的基本原理 c 变换器由其从诞生那天起到先进已经发展出来了多种多样的实现方 式和控制模式，本章主要来详细介绍主流的一些d c d c 的实现和控制方式。2 1 节主要介绍了b u c k ，b o o s t 和b u c k b o o s t 三种d c d c 变换器的工作原理及各自 特点，2 2 节中介绍了几种调制模式，2 3 节详细介绍三种控制模式的原理和各自 的优缺点。 2 1d c d c 变换器的实现方式介绍与比较 d c - d c 转换器由于具有转换效率高、输出电流大等特点，占据整个电源i c 市场的3 6 。d c - d c 转换器从功能上来讲被应用最广的三种基本结构【5 l ：降压 转换器( b u c kc o n v e r t e r ) ；升压转换器( b o o s tc o n v e r t e r ) ；降压一升压转换器 ( b u c k - b o o s tc o n v e r t e r ) 。从控制方法上可分为：脉冲宽度调制( p u l s ew i d t h m o d u l a t i o n ，p w m ) ；脉冲频率调制( p u l s ef r e q u e n c ym o d u l a t i o n ，p f m ) ；谐 振调制( r e s o n a n tm o d u l a t i o n ，r m ) 。从控制环路实现上来又可以分为：电压模 式( v o l t a g em o d e ) ；峰值电流模式( p e a kc u r r e n t m o d e ) ；平均电流模式( a v e r a g e c u r r e n t - m o d e ) ；纹波电压调制( r i p p l ev o l t a g em o d u l a t i o n ) 。另外由多种功率 开关和不同的储能元件的组合也能获得多种结构拓扑。这里仅就最基本的由两个 开关管，一个电感，一个电容构成的基本结构进行介绍。 2 2d c - d c 转换器的基本类型 2 2 1b u c k 转换器 图2 一l 所示为b u c k 变换原理图。v i n 为输入电压，通常接外部供电电源( 例 如电池) 。s l 和s 2 为功率开关，实际系统中s l 通常用具有很大宽长比的m o s 管实现，s 2 则可根据控制模式的不同选择由芯片内部集成或者外接功率m o s 管( 同步控制模式下) 或大功率肖特基二极管( 异步控制模式下) 实现。正常工 6 浙江大学硕士学位论文 作过程中，s 1 与s 2 以一定的时间间隔轮流开通，其中s l 的开通时间t o i l 占整 个开关周期的比例称为开通占空比，用d 表示，s 2 的开通时间t o f f 占整个开关 周期的比例称为关断占空比，用d o f f 表示。 + 图2 - 1 基本的b u c k 转换器拓扑图 首先假设s l 和s 2 均为理想开关，导通电阻为0 。图2 1 中s w 点的电压 v s w 和电感电流i l 如图2 2 所示，图2 1 的开关s l 导通( s 2 关闭) 对应图2 2 中的t o i l 和电感电流的上升过程；开关s 2 导通( s l 关闭) 对应图2 2 中的t o l r 和 电感电流的下降过程。导通时间加不导通时间等于开关周期，这种情况下，电感 中的电流不会下降到0 ，电感中的电流处于连续增大和减小的交替过程，所以称 之为电流连续模式( c o n t i n u o u sc o n d u c t i o nm o d e ，c c m ) 【6 1 。 图2 - 2b u c k 转换器连续模式的电感电流和s w 端电压 在一个开关周期t 内，o t o 时间内，s l 打开，电源通过开关s 1 ，电感l 和 电容对负载供电，并在电感中储能。这时的s w 端电压等于输入电压v i n o 电感 电流按固定的斜率上升，其斜率可表示为： 7 浙江大学硕士学位论文 ：坚当 ( 2 1 )1 三 、 在t o n t 时间内，s l 关断，s 2 打开，电感中储存的能量释放给电容和负载。 这时的s w 端电压等于o v 。电感电流按固定的斜率上升，其斜率可表示为： 册：= 等( 2 - 2 ) 在一个周期内，s w 的电压平均值可计算为： = d ( 2 - 3 ) 由于s w 的电压包括许多高频分量和噪声，所以需要加入电感和电容组成的输出 滤波器电路。电感电流的变化值和输出电压可分别表示为： 厶唧= 等( 1 一d ) r s ( 2 - 4 ) 吃，= d 圪 ( 2 - 5 ) 上面的分析基于假设：导通的时间加上不导通的时间为开关周期，假设在电 感比较小，输出电流比较小或者开关周期比较长等情况时，当电感电流下降到零 时，新的周期仍然没有开始，这种情况被称为电感电流不连续模式( d i s c o n t i n u o u s c o n d u c t i o nm o d e ，d c m ) 。在d c m 模式时，电感电路和s w 端电压如图2 3 所 示。 图2 - 3b u c k 转换器不连续模式的电感电流和s w 端电压 在图2 3 中，在一个开关周期t 内，0 t o 。时间内，s l 打开，电源通过开关 s 1 ，电感l 和电容对负载供电，并在电感中储能。这时的s w 端电压等于输入电 8 浙江大学硕士学位论文 压v i n 。电感电流以斜率m 1 从0 开始上升。在t o n 吨仃时间内，s l 关断，s 2 打开， 电感中储存的能量释放给电容和负载。这时的s w 端电压等于0 v 。电感电流以 斜率m 2 开始下降一直到0 。在t o 柑时间内，开关s l 和s 2 均关断，由电容c 叫。 向负载供电。电感电流的变化值和输出电压可分别表示为： 丘= 孚。t o h ( 2 - 6 ) 2 而d 西吃 ( 2 - 7 ) 由式2 5 和2 7 可知，这种结构的d c d c 转换器输出电压都低于或者等于输入 电压，所以被称之为b u c k 转换器，或者降压转换器( s t e p d o w n c o n v e r t e r ) 。 2 2 2b o o s t 转换器 图2 - 4 所示为b o o s t 变换原理图。v i n 为输入电压，通常接外部供电电源( 例 如电池) 。s l 和s 2 为功率开关，实际系统中s 1 通常用具有很大宽长比的m o s 管实现，s 2 则可根据控制模式的不同选择由芯片内部集成或者外接功率m o s 管( 同步控制模式下) 或大功率肖特基二极管( 异步控制模式下) 实现。正常工 作过程中，s 1 与s 2 以一定的时间间隔轮流开通，其中s l 的开通时间t o l l 占整 个开关周期的比例称为开通占空比，用d 表示，s 2 的开通时间t o 仃占整个开关 周期的比例称为关断占空比，用d o f r 表示。 + k m 图2 - 4 基本的b o o s t 转换器拓扑图 同b u c k 转换器一样，b o o s t 转换器也有两种工作模式，d 和d o f r 之和为1 时， 为电感电流连续模式。0 - t o 时间内，s 1 打开，电源通过开关s 1 ，电感l 对地放 电，并在电感中储能，电感电流开始上升。这时通过电容c o 。对负载供电。在t o l l 以 时间内，s 1 关断，s 2 打开，电感中储存的能量释放给电容和负载，电感电流开 始下降，电感电流上升和下降的斜率可表示为： 9 浙江大学硕士学位论文 氏= 孚 ( 2 - 8 ) ：与肇( 2 - 9 ) b o o s t 中电感电流上升和下降的曲线在图3 - 5 中给出，其基本结构同b u c k 转换器 相同，不同的是电感电流上升和下降的斜率。 电感电流的变化值和输出电压可分别表示为： a 厶：气当o ( 2 - 1 0 ) 。 上 吲 2 苦 ( 2 1 1 ) 在电感电流不连续模式下，电感电流的曲线如图3 - 6 所示。在这种模式下， 电感电流的变化值和输出电压可分别表示为： l ：导粤o ( 2 - 1 2 ) = 訾， 图2 _ 6b o o s t 转换器不连续模式的电感电流 l o 浙江大学硕士学位论文 由式2 1 1 和2 1 3 可知，这种结构的d c d c 转换器输出电压都高于或者等 于输入电压，所以被称之为b o o s t 转换器，或者升压转换器( s t e p u pc o n v e r t e r ) 。 2 2 3b u c k - b o o s t 转换器 图2 7 所示为b u c k b o o s t 变换原理图。图中的各种定义和上面小节中的一 样。只是在这里输出电压的极性会发生变化。 厶 圪u t + 图2 - 7 基本的b u c k - b o o s t 转换器拓扑图 同前两种转换器一样，b u c k b o o s t 转换器也有两种工作模式，d 和d o 仃之和 为1 时，为电感电流连续模式。弧t o n 时间内，s l 打开，电源通过开关s 1 ，电感l 对地放电，并在电感中储能，电感电流开始上升。这时通过电容c 叫对负载供电。 在t o - t 时间内，s l 关断，s 2 打开，电感中储存的能量释放给电容和负载，电感 电流开始下降，电感电流上升和下降的斜率可表示为： 1 & = 挚 ( 2 - 1 4 ) l 1 r = 孚 ( 2 1 5 ) 连续模式下，b u c k b o o s t 中电感电流上升和下降的曲线在图2 8 中给出，其基本 结构同前两种转换器相同，不同的是电感电流上升和下降的斜率。 图2 - 8b u c k - b o o s t 转换器连续模式的电感电流 电感电流的变化值和输出电压可分别表示为： l l 浙江大学硕士学位论文 厶丘= 等。( 2 - 1 6 ) 2 苦圪 ( 2 - 1 7 ) 在电感电流不连续模式下，电感电流的曲线如图2 - 9 所示。在这种模式下， 电感电流的变化值和输出电压可分别表示为： a 厶= 等锄( 2 - 1 8 ) 2 苦 图2 - 9b u c k - b o o s t 转换器不连续模式的电感电流 由式2 1 7 和2 1 9 可知，这种结构的d c d c 转换器输出电压有可能高于或 者低于输入电压，这取决于开通和关断的时间比值，所以被称之为b u c k - b o o s t 转换器。由于输出电压极性和输入电压相反，所以这种结构又被称为“反号变换 。 2 3d c - d c 转换器的调制方式 上节给出了三种基本d c d c 转换器的拓扑结构，要实现稳定的输出，需要 选定不同的控制方式来对输入电压进行调制。从控制方法上可分为：脉冲宽度调 制，脉冲频率调制，谐振调制【| 7 1 。这一节将分别介绍三种调制方法。 2 3 1 脉冲宽度调制( p w m ) 脉冲宽度调制方式采用恒定的开关周期t ，通过调整脉冲宽度( 即功率管的 开通、关闭时间) 即改变占空比来实现对输出电压的调节。脉冲宽度调制的开关 频率固定，能够通过合理设置开关频率值来避开负载电路的敏感频带，简化滤波 电路和频率补偿电路的设计。但是由于受到最小关断时间的限制，脉冲宽度调制 1 2 浙江大学硕士学位论文 所能达到的输出电压范围有限。脉冲宽度调制具有环路结构简单，在大负载电流 下转换效率高等特点。但是由于开关频率固定，所以在小负载电流下，其转换效 率急剧降低。 2 3 2 脉冲频率调制( p f m ) 脉冲频率调制方式采用固定的开通时间t 0 i l 或固定的关断时间t o 舯通过改变 开关工作频率( 即改变工作周期t ) 来改变占空比。在脉冲频率调制模式下，开 通、关断占空比均能在很宽的范围内变化，因此输出电压的可调范围较p w m 模 式大。但是脉冲频率调制模式要求滤波电路能在较宽的频率范围内正常工作，增 加了滤波电路的体积和设计复杂度。p f m 模式下，当输出负载电流较小时，由于 能通过降低开关频率来降低功耗，所以转换效率比p w m 模式高。但是p f m 模式 下，由于输出电压受控制环路的影响，电压纹波比较大；另外，p f m 的工作模式 的频率范围比较宽，很容易与负载的频带互相干扰，即e m i 的问题，这是它的最 大的缺点。 2 3 3 谐振调制 p w m 和p f m 模式是以“硬开关”为主要特征的，即电子开关按外加控制脉 冲而通断，控制脉冲与开关本身流过的电流及两端所加的电压无关。而谐振调制 是以“软开关”为特征的，即应用谐振原理，使开关电源的开关器件中电流( 或电 压) 按正弦或准正弦规律变化，当开关管电流自然过零时，使开关管关断，或在 开关管电压为零时，使开关管开通，从而使交流开关损耗为零。其中前者称为零 电流谐振调制( z c s ) ，后者称为零电压谐振调制( z v s ) 。谐振调制虽然少了 开关功耗，但是相对于硬开关调制方式来说，开关管的沟道上具有较多的导通损 耗，因此一般应用于大功率、输出电压变化范围较窄的场合，不适用于便携式电 子设备的应用。 2 4d c - d c 转换器的控制环路 上面一节介绍的三种基本控制模式中，在便携式电子设备中广泛采用的是 p w m 控制模式和p f m 模式。p w m 模式从环路实现上来讲可分为：电压型p w m 控制，峰值电流型p w m 控制，平均电流型p w m 控制。p f m 控制的环路实现主要 1 3 浙江大学硕士学位论文 是纹波调制控制。这一节将分别对这些控制环路作一个归纳概括。 2 4 1 电压型p w m 控制 电压型p w m 控制是最早采用的控制模式，其基于传统的电压反馈结构。图 2 1 0 给出了一种电压型p w m 控制的降压d c d c 转换器的结构刚羽，主要由片 外l c 滤波器、误差放大器、p w m 比较器、逻辑控制和驱动电路、功率开关管 s p 、s n 和反馈分压网络r f l 、r f 2 组成。 图2 1 0 电压型p w m 控制的降压d c d c 转换器结构图 由图2 1 0 可知，电压型p w m 控制结构简单，其基本工作原理为【心】：反馈网 络对输出电压采样并反馈回误差放大器，误差放大器对反馈值进行放大，并输出 放大后的电压信号。p w m 比较器对该电压值和固定的三角波进行比较，并产生 与误差电压成比例的p w m 脉冲波形，经过驱动电路的缓冲去控制开关管的导通 和关断。假若输出电压受外界扰动而突然增大，贝j j f b 也相应增大，误差放大器 输出电压随之降低，与三角波比较得到的脉冲占空比减小，从而使输出电压降低。 由此构成负反馈网络，达到稳定输出电压的目的。 但是在电压型p w m 控制中，当输入电压突然变化时，由于主电路有较大的 输出电容c 砌和电感l ，具有相移延迟作用，输出电压的变化也延迟滞后。而输 出电压的变化信息还需要通过误差放大器的延迟滞后才能传至p w m 比较器来 改变脉宽。因此环路的瞬态响应较慢，导致输出电压纹波大，谐波分量也较大。 电压型p w m 控制的优点主要有：( 1 ) 单一反馈电压闭环设计，调试比较容易； ( 2 ) 对输出负载的变化有较好的响应调节；( 3 ) p w m - - - 角波幅值较大，脉冲宽度调 节时具有较好的抗噪声裕量；( 4 ) 电路实现容易，结构简单。( 5 ) 大负载电流时， 转换效率高。 1 4 浙江大学硕士学位论文 电压型p w m 控制的缺点主要有：( 1 ) 对输入电压的变化动态响应较慢；( 2 ) 闭环增益随输入电压变化而变化，使得补偿网络的设计复杂度增加；( 3 ) 输出l c 滤波器给控制环路增加了双极点，在设计补偿网络时需要考虑将主极点低频衰减 或增加零点补偿。( 4 ) 小负载电流时，由于采用固定的开关频率，转换效率低。 2 4 2 峰值电流型p w i v l 控制 图2 1 l 峰值电流型p w m 控制的降压d c - d c 转换器结构图 电压型p w m 存在反馈量单一，环路反应慢等缺点。由于电压控制p w m 源在 单环控制过程中，电源电路中的电感电流未参与控制，是独立的变量。而开关变 换器为二阶系统，有两个状态变量，即输出滤波电容的电压和输出滤波电感的电 流。开关电源的电流均流经电感，将使滤波电容电压信号产生一定延迟。因此， 仅用电压采样的方法稳压，其响应速度慢、稳定性差，甚至在大信号变动时产生 振荡而造成功率管损坏等故障的发生。电流控制p w m 开关电源正是针对电压控 制型的缺点发展起来的双环控制系统，根据最优控制理论，实现全状态反馈的系 统是最优控制系统，可以实现最小的动态响应的误差平方和指标，因此采取输出 电压和电感电流两种反馈实现双环路控制是符合最优控制规律的。根据控制模式 的不同，电流型p w m 控制又可分为峰值电流型和平均电流型两个基本类型呻1 。 峰值电流型p w m 控制在保留了电压型p w m 的电压反馈回路，另外增加了一 路电流反馈回路，如图2 1 1 所示，增加的电流回路包括电流传感( c u 玎肌ts e n s e ) 电路和斜坡补偿( s l o p ec o m p e n s a t i o n ) 电路。电流传感电路检测电感中的电流 并转换成电压值，经过斜坡补偿后，与电压回路的误差电压进行比较，产生p w m 1 5 浙江大学硕士学位论文 脉冲去调制输出电压。在这种控制方法中，p w m 比, 较器比较的不是误差电压和 固定的三角波，而是比较误差电压和一个变化的、峰值电压代表电感峰值电流的 三角波形或梯形尖角状合成波形信号相比较，是一种固定时钟开启，峰值电流关 断的控制方法。下面着重介绍斜坡补偿。 ( 1 ) 斜坡补偿的原因 由于电流峰值控制使用电流内环及电压外环双环控制，存在其固有的不稳定 性，主要产生原因有如下两点：( a ) 输出电感峰值电流恒定而非其平均电流恒定。 当芯片用于不同标准的电网时，由于电流反馈内环保持峰值电流恒定，所以当输 入电压降低，调整管导通时间延长，输出电感平均电流升高；又由于电压外环反 馈只保持电感平均值恒定，当平均电流升高时，电压外环反馈缩短调整管导通时 间。所以当输入电压下降，电流内环使脉宽增加时会造成直流输出电压过高，反 馈外环又使脉宽减小，电压下降，这样反复调整便形成振荡。当输入电压升高 时同样会产生上述现象。( b ) 对电感电流扰动的响应。当电感电流产生了初始 扰动i ，若占空比小于5 0 ，则输出的扰动i 经过几个周期后会自动消除；但 当占空比大于5 0 时，输出扰动会逐渐连续被放大，从而引起振荡。要解决上述 问题，则需要输出电感的平均电流与晶体管的导通时间无关，具体的解决办法就 是采用斜坡补偿。 ( 2 ) 斜坡补偿的原理 一 。 乙一i o ( o 一一一 l c 霾 一 l ( o ) q 图2 1 2 峰值电流控制模式中的斜坡补偿波形示意图 1 6 浙江人学硕士学位论文 图2 1 2 中i c 的波形指电流反馈环路的误差跨导运放的输出电流，i c i a ( t ) 表示 加斜坡补偿后的电流波形，i l o 表示电感电流的直流部分，i “o ) 表示外加的扰动信 号，d t s 表示扰动信号引起的占空比的变化，m ，是电感电流的上升斜率，m 2 是 电感电流的下降斜率，m a 是斜坡补偿斜率。外加正的i “o ) 信号，引起负的d t s 和i l ( t s ) 的变化，根据图2 一1 2 中波形的几何关系可以得到： 屯“( o ) = 一d 五( + 肌2 ) ( 2 2 0 ) t “( 五) = - a t s ( m , 一) ( 2 2 1 ) 消去以上两式中的d t s ，可得： 饥五，一讯。，一m 2 。+ - - m _ u - ( 2 珑， l 研l + 从而根据相似的递推方法，可以推出第n 个开关周期 屯“c 玎五，= 一i l ( ( n - 1 ) t s ，( 一m 2 + - m a 1 = t “c 。，( 一m m 2 + - - m a 1 n = 屯“c 。净4 ( 2 2 3 ， 其中 口：一坠二坠( 2 2 4 ) 玛+ ， 当n 趋于无穷大时，扰动信号的幅度趋向于 l 屯“( 拧五) 卜0 当i 口i 1 ( 2 2 6 ) 所以，对于峰值电流控制模式，我们只需要选择恰当的斜坡补偿斜率m a ，让其中 的稳定因子a 0 5 的条件下让系统稳定。因为一般的电压转 换器的输入电压是未知的，而输出电压通常是可知的，也就是说m 2 是可知的。 所以我们可以进一步对稳定因子进行处理 1 m a 口：一。一 ( 2 2 7 ) 拈一菇 坦 d m 2 对于稳定因子0 【的取值通常有两种选择，一种是让 1 7 浙江大学硕士学位论文 m o = 寺伤 ( 2 2 8 ) 二 把2 2 8 代入2 。2 7 式中，可以得到当o _ - d 1 ，i a l l ；当d = i 时，a = l 。这是让系统 在所有的占空比下都稳定时稳定因子a 的最小值。另外一种选择是让 聊。= m 2 ( 2 - 2 9 ) 把式2 2 9 代入到式2 2 7 中可以得到当d 取任何值时，a = 0 。这样的结构就会使任何 扰动i 4 “o ) 信号，均会引起i l ( t s ) 在一个周期后变为0 ，这种情况下系统可以在一 个周期后排出任何扰动。 峰值电流型p w m 控制的优点主要有：( 1 ) 对输入电压和输出负载的变化具有 较快瞬态响应；( 2 ) 具有瞬时峰值电流限流功能，无须额外添加过流保护电路。 峰值电流型p w m 控制的缺点主要有；( 1 ) 峰值电流与平均电流的误差难以校 正，使得实际输出电压与预期输出电压之间存在误差；( 2 ) 抗噪声性差，在开通 占空比大于0 5 时容易发生次谐波振荡，电流信号上的较小噪声就很容易使得占 空比发生较大变化，需要增加斜坡补偿电路。( 3 ) 电流传感电路的片内集成不容 易实现。 2 4 3 平均电流型p w m 控制 相比，增加了一个电流放大器( c u r r e n t a m p l i f i e r , c a ) 。电流放大器的正输 入端为误差放大器的输出，这个输出经过电阻r e 产生输出电感电流均值的控制 基准。电流放大器的负输入端为电流传感电路检测到的电感电流信号，其带有锯 齿纹波分量。电流放大器的输出与锯齿波发生器产生的固定形状的三角波信号共 同作为p w m 比较器的输入，以产生p w m 脉冲控制信号。由于电流放大器的输 出反应了电感平均电流与基准电流的误差，这种控制方法被称为平均电流型控制 n o 】 o 同时，由于在s p 导通过程中电流放大器的负输入为一正斜坡，所以相应的电 流放大器的输出v 。o 啪的波形带有负斜坡分量，这为电路增加了一定的斜坡补偿， 无须另外设计斜坡补偿电路。为避免次谐波振荡，锯齿波发生器产生的三角波信 号的上斜坡斜率应当大于s n 导通过程中v 。o 呷上斜坡斜率的一半。 1 8 浙江大学硕士学位论文 一 ic m r r e l l | f e e d b - c i k l i i i i i m 图2 1 3 平均电流型p w m 控制的降压d c - d c 转换器结构图 平均电流型p w m 控制的优点主要有：( 1 ) 平均电感电流能够高度精确地跟踪 电流基准信号，保证输出电压的精度；( 2 ) 不需要斜坡补偿；( 3 ) 调试好的电路抗 噪声性能优越。 平均电流型p w m 控制的缺点主要有：( 1 ) 电流放大器的增益和线性度不如电 压放大器容易控制：( 2 ) 双闭环放大器带宽、增益等配合参数设计调试难度较大， 电路复杂度高。( 3 ) 电流传感电路的片内集成不容易实现。 2 4 4 迟滞电压型p f m 控制 图2 1 4 纹波电压型p f m 控制的降压i ) c i ) c 转换器结构图 由于传统的p w m 控制有固定的开关频率，当负载电流比较小时，固定的开 关频率导致了较大的开关损耗，这会使转换效率降低【1 1 】。于是p f m 控制被提了 出来。图2 1 3 为迟滞电压型p f m 控制实现的b u c k 转换器，该种控制方式又可 称为纹波电压型控制。 在迟滞电压控制环路中，迟滞比较器把输出电压限制在v h i g h 和v 1 0 w 之间， 从而达到控制输出电压的目的。这种基于迟滞比较器的控制环路，由于其开关频 1 9 浙江大学硕士学位论文 率直接受输入电压v l n 和负载电流的影响，所以其开关频率不是固定的，实际上 是一种p f m 控制方式。 纹波电压p f m 控制的优点主要有：( 1 ) 输出电压直接作为迟滞比较器的输入， 不需要经过误差放大器和斜坡比较，环路简单且没有调整延迟；( 2 ) 不需要设计 补偿电路，稳定性好。纹波电压p f m 控制的缺点主要有：( 1 ) 功率开关管的导通、 关断时间与输入电压v n 及负载电流i o u 。大小直接相关，即在不同的输入电压 v i n 和载电流i o u 。条件下具有不同的开关频率，增加了滤波电路设计的复杂度， 且容易产生变频噪声；( 2 ) 电感电流i l 不受控制，实际输出电压的纹波比理想状 态要大；( 3 ) 系统延迟对输出电压v o m 的精确度有很大影响，需要设计快速响应 的迟滞比较器及功率开关管的驱动电路，因此对功耗的要求增加。 浙江大学硕士学位论文 第三章d c d c 转换器的系统研究和设计 在电源管理系列芯片中，从开关电源发展而来的d c - d c 转换器芯片，由于 具有转换效率高、输出电流大等特点在便携式设备中得到了广泛的运用。d c d c 转换器一般包括模拟和数字电路，通常应用中都需要加上l c 低通滤波器，其反 馈和环路复杂，这样导致系统的低频极点较多，稳定性设计成为d c d c 转换器 芯片的一个重点和难点。在这一章中，首先介绍了本次设计的电源转换芯片的系 统功能及结构，接着对系统的稳定性设计进行了详细的分析，并着重介绍了本次 设计中的一个创新点，即介绍了一种新颖的前馈电路，然后介绍了系统的工作模 式及模式切换，最后分析了电源芯片外接元器件的选取和本次设计中对效率问题 的考虑【1 2 】【13 1 。 3 1d c - d c 转换器的系统功能描述 3 1 1 系统功能描述 z u p 0 0 2 为一个高效单片同步降压型d c d c 转换器，芯片采用恒定的工作 频率和电压模式架构。本设计芯片主要针对单节锂离子、多节碱性或镍氢金属电 池应用，如：w c d m a 手机、p d a 、数码相机、m p 3 播放机、无线调制解调器 等便携式设备，所以输入电压设定在2 5 v - 5 5 v 的范围内。输出电压可动态调节 为0 7 v - 5 5 v 之间的任何值。 在p f m 模式下工作时，系统内部的时钟产生模块和误差跨导运放模块被关 断，这样使系统的静态功耗降低，并且在p f m 模式下系统的工作会随负载减轻 而降低，减少了系统的开关损耗，保证了轻负载下的高效率；在关断模式下可降 到l u a 以下，保证了芯片停机模式下的低功耗，1 0 0 的占空比提供了低压降运 行，延长了电池在便携系统中的使用寿命。 在p w m 工作模式下，芯片内部开关频率设定为1 m h z ，因此可以使用表面 贴装电感器和低于2 m m 的纤巧低成本陶瓷电容器，又由于内部集成了开关管和 整流管，减少了外部器件，从而节省了板上空间，也节约了成本。因为输出电压 纹波与开关频率成反比，高达1 m h z 的频率可以降低输出电压纹波n 4 儿1 5 1 。 浙江大学硕士学位论文 3 1 。2 典型应用和引脚描述 为了延长手机通话时间或其它消费类电子产品的应用时间，并节省电池能 量。电源芯片必须根据负载需要动态调节转换功率。例如，当手机通话或应用多 媒体功能时，通常负载是最大的，这时电源芯片工作在p w m 模式下，保证大功 率负载下的效率；当手机处于待机或者文本编辑类的操作时，负载功率要小得多， 这时电源芯片自动快速切换到p f m 模式，这样使得电池的转换效率和应用时间 最大化。z u p 0 0 2 的典型应用电路图如图3 1 所示。 图3 1z u p 0 0 2 芯片的典型应用 f i 9 0 3 - 1t h et y p i c a lu s eo ft h ec h i pz u p 0 0 2 本款芯片为了使应用更加简单和方便，同时也进一步降低应用的成本，采用尽可 能少的外接引脚，如表3 1 所示，z u p 0 0 2 的应用只需要5 个引脚，具体的定义 和功能如下表所示： 表3 - 1z u p 0 0 2 的引脚定义和功能描述 引脚名称引脚的功能描述 v l n电源芯片的输入引脚 e n输入使能引脚，当输入电压低于2 5 v 时，系统会自动进 入关断模式。 s w 开关管的电压输出引脚，外接l c 低通滤波器 f b输出电压的反馈回芯片的引脚，通过电阻分压网络r f l 和r f 2 分压得到。改变电阻分压比例，可以得到不同的输出电压 g n d 芯片的接地引脚 浙江大学硕士学位论文 3 2d c - d c 转换器的系统结构和基本原理 3 1 1 系统结构 图3 - 2 双模式控制的d c - d c 降压转换器框图 f i g 3 - 2b l o c kd i a g r a mo fd u a l - m o d eb u c kd c o d cc o n v e r t e r 图3 2 为双模式控制的d c d c 降压转换器的结构框图。虚线部分中的电感l 和电容c l 构成片外的低通滤波器( l p f ) ，和r f l 和r f 2 构成反馈网络。系统的 各个内部模块名称及功能的简略描述如表3 2 所示。 表3 - 2z u p 0 0 2 系统中子模块的功能简略描述 模块名称模块功能描述 b a n d g a p 电压基准，为其他电路提供电压基准。 b i a s 电流基准，为其他电路提供电流基准。 g m误差跨导放大器，把反馈电压f b 与参考电压进行比较，把误差 电压放大并转换为电流。 o s c 时钟，产生固定长度的周期脉冲信号，为p w m 模式提供出发信 号作为周期的起点。 s o f ls t a r t软启动，为系统提高台阶式上电过程，防止启动过程开关管持续 导通而出现一些如电感饱和等问题。 v c o m pv c o m p 信号产生模块，产生与输出电压成比例的电压，提供给 浙江大学硕士学位论文 p w m 比较器，作为三角波调制的参考电压。 s w a t h锯齿波产生模块，产生斜率能与输出电压成一定比例的锯齿波， g e n e r a t o r 调制出p w m 环路的占空比脉冲。 p w m p w m 环路比较器，对产生的锯齿波和v c o m p 提高的参考电压进 c o m p a r a t o r 行比较，产生占空比脉冲。 l o o pp w m 环路补偿模块，产生额外的零极点，对p w m 环路进行补 c o m p e n s a t i o n偿，提高相位裕度，保证系统的稳定性。 s k i p电感峰值电流检测模块，当电感峰值电流低于设定( 1 9 0 m a ) ， c o m p a r a t o r系统从p w m 切换到p f m 模式。 c u r r e n tl i m i tp f m 模式下电感的峰值电流限制模块，在电压上升过程的每一小 c o m p a r a t o r 周期限制电感峰值电流( 1 6 0 m a ) ，防止一次充电带来的过冲。 l o a d电感电流的过零检测模块，当电感电流过零，标志p w m 环路进 c o m p e n s a t i o n入d c m 工作状态，此时让系统自动切换至p f m 工作模式。 3 1 2 系统基本原理 i lp e a k i s k i p 图3 - 3 双模式d c d c 转换器工作状态转换图 该架构的工作原理解释如下：当上电启动开始时，由于输出电压低，系统工 作在p w m 模式下。当上电启动完成时，系统开始判定输出电流的大小，两种状 浙江大学硕士学位论文 态可以使电路从p w m 模式跳转到p f m 模式，其一是当检测到p w m 控制中有电流 不连续模式存在，既电感电流中有零电流出现时，其二是当检测到s p 中的开关 电流的峰值小于一个设定的值i s 肿时。如果不满足上述条件，系统维持p w m 模 式运行，如果有上述两个条件中任意一个发生，系统将跳转到p f m 模式运行。在 p w m 模式下，若检测到电感电流的峰值大于设定的限制电流点i l m i t 时，电流限 制电路开始工作，降低输出的电压的值，以保证输出电流不大于设定的限流点。 这种状态转换可以通过图3 3 给出的系统状态转换图来理解。 由图3 3 可以看出，当在p f m 模式下运行时，首先会进行一个充电冲过程， 这个过程通常是由若干个台阶，输出电压由v l o w 上升到v h i g h ，此时系统进入 s l e e p 模式，系统中的大部分模块关闭，静态功耗减少，输出电压靠电容放电维 持；直至放电到输出电压低于v l o w ，重新开始新一次充电过程；若在此过程中， 若负载电路急剧增大，则输出电压会急剧下降，至低于v t o w 2 ，系统会重新切换 回到p f m 模式。这样就实现了在小输出电流时，用p f m 控制。在大输出电流时 用p w m 控制。两种控制模式可以根据负载电流的大小自动切换【1 7 】。 3 3p 删环路的稳定性分析 电压型p w m 控制由于环路简单，调试容易，至今仍然广泛采用，电压型p w m 控制的缺点主要是对输入电压的变化动态响应较慢。闭环增益随输入电压变化而 变化，使得补偿网络的设计复杂度增加。本文提出了一种带电压前馈的快速电压 型p w m 控制环路，在分析其小信号特性的基础上，建立了其频域模型，并进行 了仿真验证。 3 3 1 小信号模型和理论分析 本文采用了一种独特的快速响应，带输入电压前溃的快速电压模式p w m 环 路控制。图3 4 给出了改种p w m 模式控制环路框图。跨导放大器g m 和输入电压 v i n 共同决定了p w m 比较器三角波的上升时间。所以输出电压和输入电压在p w m 模式下，直接控制了该转换器的占空比。所以在p w m 模式下，转换器具有优异 的线性和负载瞬态调整性。 浙江大学硕士学位论文 图3 - 4 带输入电压前馈的快速电压型p w m 控制环路 图3 4 所示的电路是在传统的单环路电路的基础上引入前馈后的双环路结 构，电压到电流转换( vt oi ) 模块实现把输入电压转换成与电压值成一定正比 例的电流i i n ，g m 模块实现把反馈电压v f b 和参考电压值f 比较放大后的得到 误差电流i c ，把两路电流相叠加后得到一个能够同时反映输入电压和输出电压的 锯齿波，把此锯齿波与相对稳定的参考电压v c 伽进行比较，从而得到能反映输 入电压和输出电压变化的p w m 控制脉冲信号。 假若输出电压不变，而输入电压增大。通过电压到电流转换模块得到的电流 k 增大，假设v c o 呻的电压值基本不变，这会使得占空比减少。保证了输出电 压快速跟随输入电压变化调节。前馈电路实现对输入电压的线性调节作用，比 传统的p w m 环路对输入的调节反应更快。 表3 3 传递函数推导中参数含义 参数含义 k m电压到电流模块引入的传递函数 a k s )开关管引入的从输入到输出的影响 t c误差电压到误差电流的跨导运放的传递函数 t d误差电流到占空比的传递函数 t p 从占空比d 到输出电压v o 。的传递函数 b 反馈系数 v o输出电压的小信号 v i n输入电压的小信号 d 占空比d 的小信号 浙江大学硕士学位论文 图3 - 5 带输入电压前馈的电压型p w m 的小信号模型 为了分析环路的稳定特性，图3 5 给出了带输入电压前馈的电压型p w m 的 小信号模型【1 8 。19 1 ，图中符号和参数的含义在表3 3 中给出。图中k m 是电压到电 流模块引入的传递函数，a 1 ( s ) 是开关管引入的从输入到输出的影响。这些传递 函数基本上是固定的比例，所以并不会影响环路的稳定性，为了简化分析，把图 3 5 进行简化，如图3 - 6 所示。 图3 - 6 简化后的小信号模型 从误差电流i 。到占空比d 传递函数可以表示为： 死= 了d = 了d =l d i d t s 圪 ( 3 - 1 ) 其中t 。为功率管开关频率的周期。v c 。呷为固定的p w m 比较器的输入电压，c 。呷 为产生三角波的充电电容，从占空比d 到输出电压v o 。的传递函数可表示为： 一批丽i 虿s c o , , , r e s r + 1 ( 3 - 2 ) d 1 + j ( 巳+ ) + s 2 ( 华) 则根据式3 - 1 和式3 - 2 ，可以推导出环路增益为： t ( s ) = 乏( s ) 乃( s ) 耳o ) ( 3 3 ) 浙江大学硕士学位论文 由于需要一个由电感和电容构成的l p f 来抑制纹波( r i p p l e ) 。当负载电流 比较小时，l p f 会给环路引入一个按4 0 d b d e c 下降的双极点，同时给环路贡献 1 8 0 0 的相移。所以同峰值电流型一样，必须加入频率补偿以保持环路的稳定性。 3 3 2 电压型p w m 环路的频率补偿 在小信号模型的t c 处可以加入频率补偿，其基本思路是引入合适的零极点 来抵消环路中固有的零极点，从而使环路有足够的增益和相位裕度保证稳定性 【2 0 1 。在跨导放大器前，加入由运算放大器构成的零极点网络可以方便的调整整 个环路的频率相应，图3 7 给出了本文中所使用的环路补偿电路。 根据电路写出传递函数t c 为： 一- 匕- = g 1 + s c a r , + & ) ( 3 - 4 ) 其中g m 为跨导放大器的跨导，嘞是补偿电路自身的寄生极点。由式3 1 3 - 4 耶卜百2 g m f l d t j 叵薏霉一 吆2 丽12 2 两1 ( 3 - 6 2 去22 瓦1 0 ) e s r ( 3 - 7 )2 西22 巧i 2 8 浙江大学硕士学位论文 其中咖为环路的单位增益频率。图3 8 给出了补偿前后的环路增益示意图。从 图中可以看出，通过式3 - 6 3 8 的成立，可以保证在单位增益频率内，环路增益 只有一个极点，而第二个极点在咖外2 倍远处，所以整个环路可以达到6 0 0 的 相位裕度。保证了稳定性和瞬态响应速度，使转换器达到了优异的线性和负载瞬 态调整特性。 o d b f i l t e r ( t d ( s ) a n dt “s ) ) 图3 - 8 电压型p w m 环路增益与频率补偿示意图 3 4p