（通信与信息系统专业论文）面向工程实现的lsdsl硬件模块设计.pdf

摘要 非正交多重调制技术是一种新型的调制解调和信号处理技术。在国家自然科学 基金的资助 6 0 2 7 2 0 1 7 下，已对相关理论问题进行了深入的研究。另一方面开展 了向有线宽带接入应用的探讨。计算机仿真已证明，它以5 倍于现有a d s l 的传输 率和长的传输距离可以满足目前铜线接入空白区的业务要求，具有十分广阔的市 场前景。 本文主要侧重于l s d s l 系统的硬件设计，同时也对相关的运行参数进行了研 究。参考现今a d s l 系统，设计出l s d s l 系统整体结构。针对非正交多重调制的特 点，采用分布式算法，加快解码的速度，并在f p g a 上验证了其可行性。较采用可 编程数字信号处理器解码，其速度提高了几十倍。 在现有的较长的铜制双绞线上传送数据，其对信号的衰减是十分严重的，l s d s l 要在如此恶劣的环境下实现信号的可靠传输，必须要对接受的信号进行频域均衡， 以补偿信道的衰减和畸变。本文对l s d s l 系统的频域均衡作了详细的介绍，提出 并实现了一种基于并行结构的快速傅里叶变换算法，显著提高了均衡操作的速度。 通信系统必须要建立在可靠的同步基础之上，参考现今a d s l 系统的同步机制， 对l s d s l 系统的采样同步、帧同步和超帧同步三个方面做了讨论，并提出了一些 可行的方案。信号的峰值均值比p a r 和功率谱密度p s d 对于l s d s l 系统的线路驱 动器的功耗影响很大，本文也提出了几种降低线路驱动器功耗的方法。 【关键词l ：宽带接入频域均衡非正交多重调制同步线路驱动器 i i i a b s t r a c t t h ea p p l i c a t i o no fn o n o r t h o g o n a lm u l t i p l em o d u l a t i o nt ob r o a d b a n da c c e s si s n a m e dl a s td s l i ti san e ws i g n a lm o d u l a t i o nd e m o d u l a t i o na n dp r o c e s s i n g t e c h n o l o g y u n d e rn a t i o n a ln a t u r a ls c i e n c ef o u n d a t i o no f c h i n aw eh a v em a d ead e 印 r e s e a r c ho nr e l a t i v et h e o r i e s ；f u r t h e r m o r e ，w eh a v ep r o b e di n t ot h ea p p l i c a t i o no f b r o a d b a n da c c e s so p e r a t i o n i th a sb e e nv e r i f i e di ns i m u l i n ko fm a t l a bt h a ti tc o u l d m e e tt h er e q u i r e m e n to fa c c e s st ob l a n ka r e a sw i t hi t sl o n g - d i s t a n c et r a n s i t i o nc a p a b i l i t y a n dh i g ht r a n s i t i o ns p e e do ff i v et i m e sf a s t e rt h a na d s l t h e r e f o r ei tw i l ls u r e l yb r i n ga p r o m i s i n gm a r k e t t h i sp a p e re m p h a s i z e sp a r t i c u l a r l yo nl s d s l s y s t e m sh a r d w a r ed e v e l o p m e n t ，a n d m e a n w h i l em a k e sr e s e a r c ho ns o m er e l a t i v ep r o c e s s i n gp a r a m e t e r s r e f e r r i n gt ot h e p r e s e n ta d s ls y s t e m ，id e s i g nl s d s ls y s t e m so v e r a l ls t r u c t u r e a c c o r d i n gt ot h e f e a t u r eo fn o n - o r t h o g o n a lm u l t i p l em o d u l a t i o n ，d i s t r i b u t e da r i t h m e t i c ，v a l i d a t e do f f e a s i b i l i t y o nf p g a ，s p e e d st h ed e c o d i n ge v e nd o z e n so ft i m e st h a nt h r o u g h p r o g r a m m a b l ed i g i t a ls i g n a lp r o c e s s o r a st h es i g n a la t t e n u a t e sh e a v i l yi ni t st r a n s m i s s i o nt h r o u g ht h ee x i g i n gl o n gc o p p e r t w i s t e d p a i r , r e c e i v e ds i g n a l s m u s tb ee q u a l i z e dt oc o m p e n s a t et h ea b e r r a t i o ni n f r e q u e n c yd o m a i n s oi t c o u l dr e a c ht h et r a n s m i s s i o nc r e d i b i l i t yu n d e rs op o o r c o n d i t i o n s t h i sp a p e rp r o v i d e st h e nr e a l i z e sf a s tf o u r i e rt r a n s f o r m a t i o nb a s e do na p a r a l l e ls t r u c t u r ew h i c ht r e m e n d o u s l ys p e e d su pt h ep r o c e s s i n g d u et ot h eh i g hs a m p l i n g ，r e a l i z i n gs y n c h r o n i z a t i o no ft h el s d s ls y s t e mi sv e r y d i f f i c u l t r e f e r r i n gt ot h ep r e s e n ta d s ls y s t e m ，as c h e m et oi m p l e m e n ts y m b o l s y n c h r o n i z a t i o n ，f r a m es y n c h r o n i z a t i o na n ds u p e r f r a m es y n c h r o n i z a t i o no f t h el s d s l i sp r e s e n t e di nt h i sa r t i c l e a st h el i n ed r i v e r sp o w e rd i s s i p a t i o ni sh e a v i l ya f f e c t e db ys i g n a lp e a kt o a v e r a g er a t i oa n dp o w e rs p e c t r u md e n s i t yi nl s d s ls y s t e m ，t h i sp a p e ra l s og i v e s s o m es o l u t i o nt or e d u c ei t k e y w o r d s ：b r o a d b a n da c c e s s ，f e q ，n o m m ，s y n c h r o n i z a t i o n ，l i n ed r i v e r i v 大连海事大学学位论文原创性声明和使用授权说明 原创性声明 本人郑重声明：本论文是在导师的指导下，独立进行研究工作所取得的成果， 撰写成博士硕士学位论文：面回王猩塞现的l 曼旦墨l 塑住撞迭退让：。除论文中已 经注明引用的内容外，对论文的研究做出重要贡献的个人和集体，均已在文中以 明确方式标明。本论文中不包含任何未加明确注明的其他个人或集体已经公开发 表或未公开发表的成果。 本声明的法律责任由本人承担。 论文作者签名：别五淆口f 年弓月2 ) 日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者及指导教师完全了解“大连海事大学研究生学位论文提交、 版权使用管理办法 ，同意大连海事大学保留并向国家有关部门或机构送交学位论 文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权大连海事大学可以将本 学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，也可采用影印、缩印或扫 描等复制手段保存和汇编学位论文。 7 保密囱，在l 年解密后适黔授权书。 本学位论文属于：保密回 不保密口( 请在以上方框内打“) 论文作者签名：扑云考导师签名：锄霹 日期：0 年，月砂日 1 1x d s l 宽带接入介绍 第1 章绪论 随着i n t e r n e t 的迅猛发展，人们对远程教学、远程医疗、视频会议等多媒体 应用的需求大幅度增加，电子商务更是网络应用的典型热点。这样对网络带宽及 速率提出了更高的要求，促使网络由低速向高速、由共享到交换、由窄带向宽带 方向迅速发展。目前对于主干网来讲，各种宽带组网技术日益成熟和完善，可以 说网络的主干已经为承载各种宽带业务作好了准备。但是位于通信网络与用户之 间的接入网发展相对滞后，接入网技术成为制约通信发展的瓶颈。如何大规模拓 宽网络接入的瓶颈，为全球现有的1 0 5 亿条接入线提供超宽频带，已是当前网络 技术发展的焦点。目前正广泛兴起的宽带网接入相对于传统的窄带接入而言显示 了其不可比拟的优势和强劲的生命力。其包括铜线接入技术、光纤接入技术、混 合光纤同轴( h f c ) 接入技术等多种有线接入技术以及无线接入技术等。然而，各 种各样的宽带接入方式都有其自身的长短、优劣，不同需要的用户应该根据自己 的实际情况做出合理的选择。 传统铜线接入技术，即借助电话线路，通过调制解调器拨号实现用户接入的方 式，速率已达5 6 k b i t s ，电话线占居着全世界用户线的9 0 以上，如何充分利 用这部分宝贵资源，采用各种先进的调制技术和编码技术，提高铜线的传输速率， 是中、近期接入网宽带化的重要任务。x d s l 是d s l ( d i g i t a ls u b s c r i b e rl i n e ) 的统称，意即数字用户线路，是以铜电话线为传输介质的点对点传输技术。目前 市面上主要流行的是a d s l ( 非对称数字用户线路) 和v d s l ( 甚高速数字用户线) 。 随着d s l 的推广和普及，业务运营商很快就发现由于d s l 本身传输速率和传输距 离的限制，使他们无法向5 0 以上的广大用户提供d s l 业务。出现接入网铜线业务 的空白地带，为了开拓这一巨大的业务市场，就需要在通信网络基础结构上寻求 新方案和在技术上摸索新突破，选用更先进的编码方式，数据编码和线路编码， 以期实现d s l 处处通。l s d s l 正好满足这一需求。 1 2 论文背景及意义 本论文的相关课题是国家自然科学基金资助项目“移相重叠载波技术的可行性 研究”，属于数字通信领域。 移相重叠载波是我的导师的一项关于数字通信中调制技术的发明，突破了正交 性限制，是对传统方法的革命性发展。计算机仿真已经证明，在有线宽带接入中， 其传输率是现有的a d s l 的5 倍，并且可以传输更远的距离。将移相重叠载波应用 到有线宽带接入技术中，称之为l s d s l ( l a s td s l ) 。l s d s l 系统的硬件开发可以参 考a d s l 系统模型，但移相重叠载波的码元结构完全不同于现有的调制方法d m t 的 码元，这也给系统的硬件开发提出了新的问题。如何在参考a d s l 系统硬件结构的 同时，设计出可靠的l s d s l 系统，将其应用到实际的工程中去，这是本文要讨论 的问题。 1 3 本人主要工作 本论文主要侧重于l s d s l 系统硬件实现方面的研究。首先研究了a d s l 系统模 型，对于其物理层数据流的传输方式进行了深入的学习，参考其结构定义出l s d s l 系统模型。之后完成l s d s l 系统的关键模块解码模块的v h d l 行为级描述，将 纯理论的算法在现今的f p g a 上实现。确定采用分布式算法进行解码，从而降低系 统硬件复杂度。 为提高系统频域均衡的速度，设计出可在f p g a 上实现的快速傅旱叶变换并行 算法，较大公司提供的f f ti p 核，速度提高了4 倍，但这是以消耗f p g a 内部资 源为代价的。 l s d s l 系统的线路驱动器( l i n ed r i v e r ) 对于系统的整体性能有很大的影响， 在实际工程中对其功耗的大小有严格的要求，本文讨论了影响其功耗的几个因素 和如何减小功耗的方法。 系统的同步是通信的基础，通过参考a d s l 系统的同步机制，对l s d s l 系统的 采样同步、帧同步和超帧同步做了初步的研究，并提出了一些可行的方案。 2 第2 章l s d s l 系统模型 2 1a d s l 系统模型 离散多音频( d i s c r e t em u l t i t o n e ，d m t ) 调制是一种多载波调制技术，它是 一种用于a d s l 的高效调制技术，它在普通电话线上利用远高于话音频带的频段， 采用有效措施，使铜线能实现高速的数据传输。它利用j 下交变换的方法，将信道 的可用带宽分成若干相互独立f 交的子信道，并行传输，该技术的最大优点是能 够根据各个子信道的传输能力灵活地分配传输功率和比特数心3 。 基于d m t 调制的a d s l 系统包括局端( a t u - c ) 和用户端( a t u r ) 两个子系统， 从整体来说，a d s l 系统的m o d e m 模型主要包括四个大的模块，下面将对每个模块 做简单的介绍。 数字接口与信道编码 数据流经过a d s la t m 系统接口，提取到的有效载荷数据存于数据缓存中，成帧 器从数据缓存读取有效载荷数据并加入同步控制和管理信息位完成a d s l 系统的成 帧操作，解帧器完成相反的操作。其中信道编解码包括：循环校验c r c 、扰码、前 向纠错f e c 和交织，理论上来说可根据系统的整体情况作适当的选择。发送通道和 接收通道分别包括两个支路：一个是低时延的快速通道，一个是低误码率和高时 延的交织通道。 图2 1a d s l 数字接口与信道编解码框图 调制解调与数字滤波 图2 2 调制解调与数字滤波框图 a d s l 系统在初始化阶段发送伪随机序列，根据收到的数据对信道增益进行估 计，计算信道的信噪比s n r ，根据信噪比来计算分配到每个字信道的比特数，同时 改变子载波排列的顺序，将比特数小的子波排列在前端，这样就可以优先使用比 特数小的子载波承载数据，尽可能减小信号限幅的情况和程度。 星座编码模块对每个载波信道独立进行星座编码，将每个载波的比特流转换成 时域的星座平面上的复数，然后进行q a m 调制，可以选择t r e l li s 编码，增强发 送的可靠性，然后送入发送缓冲区。 由于信道失真和星座编码的原因，从缓冲区出来的数据相位和频率与主时钟不 匹配，通过数字锁相环d p l l 完成调整，然后经过频率调整和增益微调( f t g ) 模 块调节每个子载波上的增益稀疏，这样得到2 5 6 个复数，再加入2 5 6 个共轭复数， 就构成5 1 2 个复数，送入i f f t 模块。 作为数字部分和模拟部分的接口，数字滤波模块不可分割，它包括对发送信号 的内插、对接收信号的抽取和时域均衡。 模拟前段a f e 模拟前段主要完成信号的a d 、d a 转换，其发送通道大体结构如下 鬃卜魏鹈缀。灞黼 图2 3 模拟前端a f e 的发送通道框图 其中d a c 一般采用l o b i t 的转换器，增益控制逻辑模块对于系统的整体性能有 很大的影响，当d a c 满标输出时，这个模块要保证线路驱动器将满标电压加到信 道上，并将适当的功率送到双绞线上。模拟滤波器为低通滤波器，控制发送信号 的频带满足a d s l 的标准。 _ 一黼豢一鬻麟嚆鸶簿t l 獭黼一麓辩。| j 绷嘴 图2 4 模拟前端a f e 接收通道框图 接收通道的结构较发送通道复杂一些，主要是存在个辅助a d c ，这个a d c 对 于系统的采样同步有至关重要的作用，辅助a d c 对接收的信号有选择地采样，输 出的值控制p l l 锁相环，对主a d c 的采样时钟相位进行调整，从而找到最佳的采 样点。p g a 为可编程增益放大器，它输出电压最高3 3 v p p d ，对信号的增益控制在 - 6 d b - - 3 8 d b 的范围内。线路短时对信号起到衰减的作用，避免a d c 前端饱和，线 路过长时对信号起到放大的作用。接收通道的模拟滤波器为抗混叠滤波器，滤除 带外的噪声，提高接收信号的信噪比。 线路驱动器l i n ed r i v e r 图2 5 线路驱动器框图 线路驱动器主要的功能是：在发送端将模拟前端输出的数据流以适当的功率发 送到线路上，在接收端，通过电阻匹配网络，在接收到的小信号中提取有用的信 息，送入系统的接收通道。 数据的发送和接收全部采用差分方式，电阻匹配网络有两种形式：主动匹配和 被动匹配，混合电路主要是完成回波抵消，对接收电路的噪声起到6 d b 到2 0 d b 的抑 制。在后面将对线路驱动器的设计进行详细的讨论。 2 2l s d s l 系统与a d s ld m t 调制的区别 现今a d s l 系统的调制普遍采用d m t ，这是a d s l 系统的核心，l s d s l 系统使用 非正交多重调制n o m m 取代d m t 调制，这种调制较d m t 具有很多优点： 峰值均值比p a r ( p e a kt oa v e r a g er a t i o ) ： 码元的峰值均值比是线路传输的重要参数，直接影响信号的动态范围，影响发 送和接受装置的功率要求，影响收发器模拟线路的复杂度，还影响传输误码率以 及传输效率。n o m m 和d m t 在相同子波条件下，前者的峰值均值比要小。 信噪比s n r 信噪比s n r 是线路传输的核心参数，直接影响传输效率，对s n r 的要求越高， 系统传输效率越低，影响对噪声的容忍范围，影响传输误码率，n o m m 对s n r 的要 求大大低于现行的d m t 调制 传输距离 如果系统要求传输距离更长，超过8 0 0 0 英尺，d m t 和n o m m 的传输速率都会出 现衰减趋势，但n o m m 减速比较缓慢。 采样率较高 d m t 调制由于自身的特点，接收机的采样率为2 2 0 8 k h z ，而采用n o m m 调制的接 收机采样率要高的多，如果载波频率6 6 0 k h z ，每个码元叠加子波2 5 个，移相采样 点为4 ，则采样率至少为3 3 m h z 。这么高的采样率造成了硬件复杂度的提高。 下面将对n o m m 的调制解调方法作简单的介绍口1 。 非正交多重调制是一种非正交多载波编码，每个码元由一系列非正交、同频不 同相、分段的正弦函数( 子波) 合成，解码则通过解线性方程组完成。 一l n o m m 已调发送信号的表达式为 f ( t ) = z a k g ( t k r ) ， k = o 其中子波g ( t - k r ) = s i n w ( t k r ) k ( t - k r ) ( 2 1 ) ( 2 - 2 ) 每个码元周期叠加n 个子波，q 为随机幅值，f 为子波之间的相对时延， f 1 k ( f ) = 【0 即t 一， 以丁+ z 丁一 ( 2 3 ) n t 十z t t ( 疗+ 1 ) t 6 于为码元周期，t 为正弦波周期w = 等，z 丁-n-iy cx c ( n 弦( 力 2 22 弦( 以) n = o ( 3 - 1 ) ，一l y = 乏二c ( 刀) x ( 珂) = c ( o ) x ( o ) + c ( 1 ) x ( 1 ) + + c ( 一1 ) x ( n 1 ) ( 3 2 ) n = o 假设系数c ( 嚣) 是已知常量，x ( 抢) 是变量 设x ( ，2 ) = ( 行) 2 6 ( 力) o ，1 】 b = o 其中x b ( n ) 表示x 0 ) 的第b 位 则 一l占一l 少= c ( 门) x o ( n ) 2 6 n = 0 0 = 0 对3 4 式展开 y = c ( 0 ) x 8 一l ( 0 ) 2 口一1 + x 8 2 ( 0 ) 2 占一2 + + x o ( 0 ) 2 0 】 + c ( 1 ) 【一i ( 0 2 纠+ x e 一2 ( 1 ) 2 脚+ + x o ( 1 ) 2 0 】 ( 3 - 3 ) ( 3 - 4 ) ：一篇+i(n-1)川2nm-1+xs_州2(n肛-1)2n-21(+川+xo(nc(o)xb 0 c ( 1 ) x 1 1 ) x s n 一- 。2 1 仔5 ， = 【 一j ( ) +占一l ( ) + + c ( 一 一l ( 一1 ) 】2 口一 一。 + 【c ( o ) x 墨，2 ( 0 ) + c ( 1 ) x 嚣一2 ( 1 ) + + c ( 一1 ) x 矗一2 ( 一1 ) 】2 8 2 ； + 陋( 0 ) 而( 0 ) + c ( 1 ) 而( 1 ) + + c ( 一1 ) 而( 一1 ) 】2 0 再写成 y = z 2 6 c ( 胛) ( 嚣) 0 = 0n = 0 8 一l ，一l = 2 6 m ( ，z ) ，工( 刀) 】 ( 3 - 6 ) 函数厂【c ( 疗) ，毛( 刀) 】的实现：利用一个查找表( l o o k - u p t a b l e ，l u t ) 实现映射 c ( 疗) ，( 门) 】，其实现过程是：预先设定程序的l u t ，接收一个n 位输入向量 x o ( n ) = x a o ) ，而( 1 ) ，x o ( n 1 ) 】，输出为厂p ( 以) ，x a n ) 。各个映射都由相应的二次 幂加权并累加钔。 辨xj(o。l 灞1 输幽 ，磊f，器矿| | 图3 1 分布式算法实现无符号m a c 对于有符号的数据用补码表示，最高有效位是用来区别正数和负数，即 x ( 刀) = 一2 b x s ( n ) + x h ( n ) 2 6 b = 0 8 一ln - i 则j ，= 掣化( ，z ) ，( ，z ) 】+ 2 6 九c ( 刀) ，毛( 刀) 】 要实现有符号的分布式算法，只需使用带有加减控制的累加器。 3 2 2 分布式算法的改进方案 ( 3 - 7 ) ( 3 - 8 ) 采用分布式算法有一定的局限性，比如m a c 的系数太多，造成l u t 的表太大。 因此有人提出了一些改进方案h 。 缩小规模 如果系数c ( n ) 的个数n 过多，用一个l u t 规模太大，可以利用部分表，将结果 相加，加上流水线寄存器，这一改进没有降低速度，但却极大地减小了设计规模， 因为l u t 的规模随着地址空间，也就是输入系数n 的减少而成指数降低，假定长 度为l n 的内积 y2 一l v n - r r 、r f 玎、( 3 - 9 ) = c ( ) 工( 玎) = c ( l t + n ) x ( l t + n ) 实现一个4 n 的设计需要3 个辅助加法器，表格的规模从一个2 4 2 占的l u t 降 低到4 个2 2 日表。 1 2 纂加器 提高速度 通过增加额外的l u t 、寄存器和加法器以提高速度。一个n 阶m a c 计算的基本 结构是接收n 个字中每个字内的位。如果每个字中有两位同时可以接收并处理， 则计算速度可以从根本上翻倍。但是如果将输入位宽加倍，就需要两倍的l u t 、寄 存器和加法器。 3 2 3 分布式算法优点 分别采用分布式算法和通用乘法器计算乘累加m a c ，假设l u t 和通用乘法器 ( p d s p ) 的延时相同，即f = r ( l u t ) = 彳( p n 铲) ，则计算的等待时间 分布式算法：= b 宰r ( l u t ) = b f ；( b 为数据的位宽) p d s p ：耳卿= n 幸r ( p d s p ) = n 幸f ：( n 为m a c 的数据个数) 对于多点小位宽的数据m a c ，采用分布式算法的设计速度可以显著地超过基于 p d s p 的设计。 3 3 分布式算法解码 假设在工程实现中，考虑频谱的兼容性确定的载波频率f = 6 6 0 k h z ，数据位宽 1 6 b i t ，子波个数n = 2 5 ，子波间隔数a m = 4 ，一个码元周期t = 4 f = 4 6 6 0 m s 。则采 样频率f s = f , n , a m 2 = 3 3 m h z 。t ( 1 ：1 0 0 ) 为对j 下弦载波两个周期的采样，构成t 矩 阵。y ( 1 - 2 0 0 ) 为一个码元输入信号，x 0 ：2 5 ) 为解码输出。y 0 ：2 0 0 ) 串行输入缓存 之后启动解码操作。 3 3 1 预解码过程 在码元周期t 内，分别对各子波有效期t k 内的数据y 做相干运算 或= i e r , y ( t k f ) g ( t ) d t ( 3 1 0 ) 这个过程称为预解码，对于离散信号，数据流为y 0 ：2 0 0 ) ，相干载波两个周期 的采样构成t 矩阵，因此 将其展开如下所示 1 0 0 垦= i m ) 七= i ，2 ， ( 3 1i ) ( 3 一1 2 ) ( 3 1 3 ) ( 3 - 1 4 ) 可见，求解b 矩阵是一组m a c 的过程，因此可以采用分布式算法，较之传统的 p d s p 可以明显提高运算的速度。但也看到，每个m a c 的系数过大，这就会造成分 布式算法中的l u t 表过大。如上所示的1 0 0 个点的m a c ，要求l u t 表是2 啪，这么 庞大的l u t 是不能容忍的。因此必须要从本质上找到一种减小l u t 表的优化算法， 可以从两个方面考虑：一方面可以采用前面提到过的改进的解决方案，通过缩小 规模，利用部分表，并将结果相加，再加上流水线寄存器以达到缩小l u t 表的目 的。另一方面，如果把相干载波构成的t 矩阵做为一个窗函数，预解码的过程就 是对合成波的加窗操作，如图3 - 2 所示 广_ 一， 、 八夕 潆 、撵哲润彩张鳓彩雠搿嬲黼彩搿溺繁辔貉嘲日、鬻秽墙，镪j 翻群鳓笏灞嘲，韵薯蝥蓐：镶 一咎椿采样点r o -罄耗采样点m - i b * 图3 2 预解码的加窗操作 合成波y 与载波1 做相干运算，即 1 4 嗽 栅件 苁 ， 闽 i 反 = f l 宰y l + f 2 y 2 + + f lo o 母y l o o ( 3 1 5 ) 由于编码的各子波移相为4 个采样点，所以合成波与载波2 做相干运算时，数 据的起始位置为接收的整码元的第5 个采样点，即 同理可得 y 5 + f 2 y 6 + + f l o o 宰y 1 0 4 ( 3 1 6 ) 幸y 9 8 + + t lo o 宰少1 9 6 ( 3 1 7 ) 以上作为系数的t 矩阵在每次m a c 中保持不变，这就决定了分布式算法中的 l u t 表不变。因此可以通过复用处理单元，减少占用f p g a 的面积。 图3 3 预解码的基本处理单元 采用分布式算法的改进方案，计算b 矩阵中元素b 1 的f p g a 预解码基本处理单 元结构如图3 - 3 ，图中l u t l - - - l u t 2 0 为固定的l u t 表，由t 矩阵得到，在整个码 元的预解码过程中保持不变。通过外部的r a m 控制逻辑将数据按要求并行读入预 解码基本处理单元。 使用v h d l 硬件描述语言，完成对基本处理单元的行为级描述，结构图和仿真 如图3 4 ，图3 - 5 所示 1 5 乞 + 79y 奉 = 69+ y 木 0 川 l l 2 8 图3 4 预解码处理框图 图3 5 预解码的m o d e l s i m 行为级仿真波形 通过预解码的行为线仿真输出波形，我们可以看到，当e l l 使能信号有效时， 触发本次循环的预解码处理过程，这时y l y 1 0 0 上的信号有效，经过1 9 个时钟 周期的运算，在第2 0 个时钟周期输出预解码的结果，这个结果在处理单元的输 出口b 保持一个时钟周期，这刚可将其读八到b 矩阵缓存，接下来的第2 1 个时钟 周期，e l l 信号无效一个时钟周期，这时将新的一组数据送入输八口y i y 1 0 0 ， 第2 2 个时钟周期e l l 再次信号有效，启动下一次的预解码处理过程。在实际工程 中，每个码元叠加子波2 5 个，则需要循环处理2 5 次，得到预解码输出b 矩阵。 因此预解码一个码元需要的时钟周期为2 1 2 5 c l k5 2 5 c ik ，要达到实时处理的要 求，预解码过程必须要在一个码元周期运算完成，实际工程中如果载波频率为 6 6 0 k h z ，则一个码元周期t - 60 ( 5 1us ，即5 2 5 c l k = i ，可以得到c i k ( = 00 1 1 5us ， er 预解码单元内部的工作频率l ) = 8 66 2 5 m h z ，只有满足这个要求，系统才能够 工作在实时的状态。 3 3 2 解码过程 通过上一节的预解码过程可以得到相干运算的输出b 矩阵，在工程实现中，得 到的b 矩阵还要经过解码过程才可以完成整个码元的解码。其可归结为个矩阵 运算a x = b ，其中a 矩阵为一个2 5 2 5 的t o e p l i t z 矩阵，可以通过正弦载波两个 周期的采样得到的t 矩阵得到，其将作为系数参与解码操作。 解码的方程为 x 。：兰g b ， 七= 1 “2 一，n ( 3 1 8 ) 对于工程实现 2 5 x l = g + b ， ，= l 25 x2 = g ：，+ b ，= i ( 3 - 1 9 ) ( 3 - 2 0 ) x ：，：2 5 g ：，b ， ( 3 2 1 ) 完成上述的解码过程的整体结构如图3 - 6 所示 b 1 警 1 b 2 警磺熬鬻嘲 2 3 日3 哟 蒸 b 2 5 毪簪赫2 5 图3 6 解码框图 解码的基本处理单元结构如图3 7 所示 d a t a i n d a t a i n d a t a i n 图3 7 解码的基本处理单元 完成一个码元的解码需要基本处理单元循环处理2 5 次，得到输出x l x 2 5 。 使用v h d l 语占刘解码模块进行行为级描述，结构框图和仿真输出如图38 、图3 - 9 所示 断 圜 漤r 掣隧j 午剖嵩 兰 吨圈一f i = 二：隰烈翮 图3 8 解码的处理框图 图39 解码的m 0 4 e l s i m 行为级仿真波形 个循环处理扩展图如下 图31 0 解码的m o d e l s i m 行为级仿真单周期处理波形 由仿真输出可以看到，预解码的2 5 个输出数据存在f p g a 内部的寄存器中 ( b 1 b 2 5 ) ，1 6 b i t 位宽，在e n 使能信号有效后开始处理，每2 2 c l k 得到一个解 码输出数据x ，每个数据在第2 2 c l k 有效，其他2 1 个c l k 输出数据x 为零，解一 个码元需要2 5 个循环周期，循环次数由循环处理计数器控制。因此解一个码元共 需要2 2 * 2 5 c l k = 5 5 0 c l k 的时间。产生一组2 5 个数据，即x l - - - x 2 5 。每2 2 c l k 时间， 变换一组l u t 表，l u t 控制逻辑模块保证每次循环处理的时候采用正确的l u t 表。 解码模块内部的工作频率要达到一定的值才能够使系统工作在实时的状态下， 在工程实现时，载波频率为6 6 0 k h z ，则一个码元的周期t = 6 0 6 1us ，要达到实时 处理的要求，解码过程必须要在一个码元周期运算完成，即5 5 0 c l k = 6 0 6 1us ， 可得c l k = 9 0 7 5 m h z ，只有满足这个 要求，系统才能够工作在实时的状态。 为适用于工程实现中的其他编码方式，这里给出通用的解码运算时间的估计。 设码元的载波频率f ，每个码元叠加子波n ，子波移相点a m ，可以得到码元周期 t = 4 f ，对于位宽为1 6 位的数据，预解码过程耗时t l = 2 1 , n * c l k ，解码过程耗时 t 2 = 2 2 * n * c l k ，因此要实现系统的实时处理，必须要保证整个码元的解码时钟 t o = m a x ( t 1 ，t 2 ) = t ，由此可得到系统的内部处理时钟的最低要求。 至此，采用分布式算法，完成了对l s d s l 系统的解码模块的设计，可以看到， 由于采用了f p g a 替代了传统的p d s p 处理器，并采用了先进的算法，解码模块内 部的工作频率一般在i o o m h z 左右就可以满足实时处理的要求。此外，f p g a 所特有 的内部丰富的寄存器和存储单元，及其可并行处理等强大功能也给模块的设计带 来了很大的方便。 1 9 第4 章线路驱动器的功耗计算方法 4 1 现今a d s l 线路驱动器功耗的计算 a d s l 己成为连接家庭用户的一种主要宽带通信技术，该技术基于现有的电话 双绞线来提供高达l o m b p s 的传输速率。在中心局，每一位用户都有一个专门的由 数据泵、模拟前端和线路驱动器组成的“端口”。虽然c m o s 特征尺寸不断减小使 得数字数据泵性能得到不断提升，但是由于线路驱动的功率和电压要求使得c m o s 方案难以实现。采用非标准工艺意味着线路驱动仍需要高速双极性工艺，其结果 是驱动功能占整个系统功耗的比重越来越大。而另一方面，系统设计工程师不断 努力增加电路板的密度，降低系统的复杂性，因此必须降低驱动放大器的功耗。 目前设计工程师通过采用诸如综合输出阻抗和新型放大器结构等技术，已经解决 了线路驱动效率的问题聃1 。 a d s l 线路驱动器需要在普通1 0 0q 的双绞线上加一个2 0 d b m ( 1 0 0 毫瓦) 的信号， a d s l 信号由2 5 6 个离散音频段组成，功率密度为- 4 0 d b m h z ，最终的信号特征类似 于均方根电平为3 3 1 v 的噪声。为了保持低误码率，峰值信号不能超过放大器的 输出范围，否则高出的信号将会被截去。当前的标准要求当峰值信号电平是均方 值的5 3 倍时( 即1 7 5 4 v 峰值) 放大器不能出现失真，因此放大器的电源电压要足 够高，以满足如此高的峰值均值比，这是效率问题的症结所在。 图4 1 线路驱动器( l i n ed i r v e r ) 框图 4 1 1 信号能量和功率谱密度 以全速率( f u l lr a t e ) a d s l 为例，中心局下行频带范围 f , = 1 3 3 7 k h z ，r ；。= 11 0 4 k h z ，频带宽度9 7 0 3 k h z 。功率谱密度p s d = - 4 0 d b m h z 。 则线路上的信号功率 只腼( d b m ) = p s d ( d b m h z ) + 1 0 幸l o g i o ( 名觚一c i 。) ( 4 1 ) = 1 9 8 6 9 1 2 0 d b m 双绞线的特性阻抗z u 艟= 1 0 0q 则线路上的均方根电压 圪舢( 膦) = 压忑蕊= 3 1 1 5 v ( 4 2 ) 4 1 2 峰值均值比p a r 峰值均值比p a r 是一非常重要的参数，它直接决定了加载到线路上的峰值电 压，进而决定了驱动放大器的电源电压和功耗。加载到线路上的d m t 信号由不同 的幅度和相位随机变化的载波信号叠加而成。频谱类似高斯白噪声。某一刻会出 现大的峰值信号，如果这个峰值信号没有很好的处理，比如线路驱动器的放大器 将这个信号截断，那么就会造成比特误码率b e r ( b it - e r r o r - r a t e ) ，而线路上可 接受的比特误码率是1 0 。对于d m t 信号，p a r = 5 3 则线路上的峰值电压和峰值电 流 r o u t 一翮= ( | r 墙) 木p a r = 1 6 5 0 9 5 v ( 4 3 ) i o z a - 岸a k = 一础z m e = 1 6 5 0 9 5 m a ( 4 4 ) 4 1 3 变压器耦合 变压器连接发送接收电路和双绞线，起到了隔离作用，变压器的线圈匝数比 ( t u r nr a t i o ) 对发射信号有增益的控制，降低了驱动放大器的电源电压，但是 使用电压升高的变压器要求驱动放大器有较高的输出电流。理论上变压器的插入 损耗p 螂在0 2 d b m 至2 d b m 之间，取p 螂= o 。5 d b m ，这样，要保证发送到线路上的 信号功率p w - 2 0 d b m ，变压器的初级端最小信号功率p 即i = p 。幔+ p 麟= 2 0 5 d b m ，初级 端输入阻抗z 豫 _ z 帆n 2 。为达到阻抗匹配设定匹配电阻只；r = 震玉= z 吲2 。在工程实 现时变压器的线圈匝数比n = 2 ，则z p n , = 2 5 欧姆，匹配电阻r 口4 - r = r 品= 1 2 5 欧姆。变 压器初级端均方根电压和均方根电流分别为 ( 册) = + z p 魁5 1 6 7 4 8 v ( 4 5 ) ( 嬲) = ( 郴) z 嘲2 6 6 9 9 m a ( 4 6 ) 4 1 4 驱动放大器的差分驱动 放大器输出端均方根电压 ( 膦) ：( 毕) 幸( 嬲) ( 4 7 ) p l t l 当r b r = z m 时，达到阻抗匹配 ( 膦) 2 2 木( m ) 2 3 3 4 9 6 v ( 4 8 ) 峰值电压 一胛2 ( 膦) * p a r = 1 7 7 5 2 9 v ( 4 9 ) 峰值电流 - p t p = ( 膦) 掌p a r 2 ( 嬲) 幸p a r = 3 5 5 0 5 m a ( 4 1 0 ) 理论上，运算放大器电源电压舭，只要大于一胛则在p a r = 5 3 的情况下 d m t 信号通过运算放大器就可以避免削波失真。 线路驱动器的运算放大器要配置成差分输出，这样有两个优点 降低放大器的电源电压，至少降低一半 当用单个运算放大器驱动变压器的初级时，运算放大器的电源电压一定要大于 d m t 的峰峰值电压波动，而用两个运算放大器进行差分驱动时，每个放大器控制一 半的峰峰值电压波动。每个放大器的电源电压只要高于一半的踟t 峰峰值电压就 能够保证不产生削波失真。 消除偶次谐波失真 运算放大器输出是输入的线性函数 y o = f 0 e l n 、) = q + 口2 碥+ q e 知+ 吼碥 对于差分驱动 圪( + ) = 口i + 口2 碍+ 色碥+ 吼爵 v o ( - ) = 一q + 口：磕一q 碥+ 口。磙 则差分放大器输出 = 圪( + ) 一v o ( 一) = 2 q + 2 a 3 碥+ 2 a 5 爵+ 结果不包括偶次谐波分量。 驱动放大器输出差分峰值电压 v a i h p p 仔阱叩= 2 4y 咿d t p 2 3 5 5 0 6 v 差分峰值电流 i m p p 律d l f f5y p 姒晰s 1 毒p a r z e e a 2 3 5 5 。0 5 m a 4 1 5 放大器带宽，转换速率和噪声要求 ( 4 - i1 ) ( 4 1 2 ) ( 4 1 3 ) ( 4 1 4 ) ( 4 一1 5 ) 放大器带宽应高于信号带宽，以获得平坦的增益和固定的相位旋转，理论上放 大器的带宽应是满足要求的临界带宽的5 倍，以保证发送信号的线性放大。例如： 对于全速率a d s l 局端下行数据，放大器的增益为4 ，信号带宽1 i m h z ，则要求放 大器的临界增益带宽至少为4 4 m h z ，为保证信号的线性放大和固定的相位旋转， 应选择增益带宽至少为2 2 m h z 的放大器。放大器增益的选取原则是必须保证将适 当的功率信号发送到