（通信与信息系统专业论文）wcdma系统上行rake接收算法的研究与仿真.pdf

摘要 r a k e 接收机是移动通信的关键技术。本文对r a k e 接收机的多径搜索和多 径解调进行了研究，着重研究了用控制信道的导频来做信道估计时，估计符号长 度不同时在不同传播环境下对系统性能的影响，并对其做了仿真，找出了估计符 号长度与移动台速度之间的联系。 随着第三代移动通信的研究和应用，传统的r a k e 接收技术已不能满足更高 速率的数据传输要求。g r a k e 接收机技术作为一种较新的接收技术，本文对它 进行了深入研究。首先阐述了g r a k e 的基本原理，研究了g r a k e 与传统r a k e 之间的区别；其次研究了l m m s e 均衡技术；然后分别对使用l m m s e 均衡器和 g r a k e 接收机的系统进行了仿真和分析；最后对g r a k e 中关键的噪声径技术 进行了研究，在理论上推导了噪声径对g r a k e 的性能的影响，研究了噪声径的 选取方法，对g r a k e 在不同噪声径个数下的系统性能进行了仿真，找出了噪声 径个数对系统性能的影响。 关键词：信道估计g - r a k e 接收机l m m s e 均衡器噪声径 a b s t r a c t r a k er e c e i v e ri st h ek e yt e c h n o l o g yi nm o b i l ee o n m m u n i c a t i o n m u l t i p a t hs e a r c h a n dd e s p r e a da r es t u d i e di nt h ep a p e r w h e nt h ep i l o t sa r eu s e dt oe s t i m a t et h e p a r a m e t e r o ft h ec h a n n e la n dt h ep i l o t sl e n g t hi sd i f f e r e n t ，i t si n f l u e n c eo nt h es y s t e mi sd i f f e r e n t a n ds o m er u l e sa r ef o u n db e t w e e nt h el e n g c ho ft h ep i l o ta n dm o b i l es t a t i o n sv e l o c i t y a st h et h i r dm o b i l ec o m m u n i c a t i o ni su s e d ，t r a d i t i o n a lr a k er e c e i v e ri sn o t a b l et os a t i s f yt h ed e s i r eo ft h et r a n s m i s s i o no fm o r eh i e , hr a t eo fd a t a t h en e wr a k e r e c e i v e r - g r a k er e c e i v e ri ss t u d i e di n t h ep a p e r f i r s t l yt h eb a s i cp r i c i n p l eo f g r a k ei si n t r o d u c e da n dt h ed i f f e r e n c eb e t w e e ng r a k ea n dt r a n d i t i o n a lr a k ei s d i s c u s s e d s e c o n d l yt h el m m s ee q u a l i z e ri ss t d u d i e d t h es y s t e mo fu s i n gl m m s e e q u a l i z e ra n dg - r a k er e c e i v e ri ss i m u l a t e dt of i n dt h ed i f f e r e n c eb e t w e e nt h e m f i n a l l y , t h en o i s ef i n g e r , g - r a k e sk e yt e c h n o l o g yi si n t r o d u c e d i nt h e o r y , n o i s e f i n g e r sn u m b e r si n f l u e n c eo ns y s t e r mi sd i s c u s s e d h o wt os e l e c tt h en o i s ef i n g e ri s s t u d i e d t h es y s t e mi ss i m u l a t e dt of i n do u tt h en o i s ef i n g e r sn u m b e r si n f l u e n c eo n s y s t e r mw h e ng r a k e sn o i s ef i n g e r sn u m b e r i sd i f f e r e n t k e y w o r d ：c h a n n e le s t i m a t i o ng - r a k er e c e i v e rl m m s ee q u a l i z e r n o i s ef i n g e r 西安电子科技大学 学位论文创新性声明 秉承学校严谨的学分和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在 导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标 注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成 果；也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的 材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说 明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切的法律责任。 本人签名：量盆盎 日期宙峦显：奎22 西安电子科技大学 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究 生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。学校有权保 留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全部或部分内 容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。同时本人保证，毕业后 结合学位论文研究课题再攥写的文章一律署名单位为西安电子科技大学。 ( 保密的论文在解密后遵守此规定) 本学位论文属于保密，在一年解密后适用本授权书。 本人签名： 导师签名： 日期2 型乙l 乒 第一章绪论 第一章绪论 1 1w c d m a 技术概述 随着超大规模集成电路、低速话音编码以及近2 0 年来的计算机等技术的发展， 数字化处理技术与模拟技术相比具有更大的优势，现在通信已由模拟方式转向了 数字化处理方式。1 9 9 2 年第一个数字蜂窝移动通信系统，欧洲的g s m 网络在欧洲 铺设，由于其优越的性能，所以该系统在全球范围以令人吃惊的速度扩张。目前， 该系统的用户超过世界上蜂窝用户的6 0 ，是全球最大的蜂窝通信网络，这之后 美国的d 舢旧s 和日本的j d c 也相继投入使用。 第二代数字蜂窝系统只能提供话音和低速数据业务的服务。因为在信息时代， 图像、话音和数据相结合的多媒体业务和高速率业务的业务量将会大大增加，所 以人们对通信业务的多样化的要求与日俱增。目前的第一、第二代蜂窝移动通信 系统已不能满足用户容量的发展需要，所以新一代的移动通信系统( 即第三代移动 通信系统) 的研究和发展成为电信领域的一个新的研究热点问题。 w c d m a 标准由第三代合作伙伴计划( 3 g p p ) 锘i j 订，历经多年努力，到目前为 止，r 9 9 、r 4 、r 5 、r 6 三个版本已完成定稿，3 g p p 正在进行r 7 版本的制订工作。 w c d m a 的每个版本都有独特的性质。 r 9 9 版本功能于2 0 0 0 年3 月份确定，标准已相当完善，后续版本将都向2 0 0 0 年3 月版兼容。在全球已安装和试开通的w c d m a 网络都以r 9 9 版本为基础。r 9 9 版本最大的特征是在网络结构上继承了广泛采用的第二代移动通信系统一 g s m g p r s 核心网结构。与g s m 不同的是在w c d m a 无线接入网部分引入了全 新的无线接口w c d m a ，并采用了分组化传输，更有利于实现高速移动数据业务 的传输。 r 4 在核心网电路域部分针对r 9 9 基于t d m 的电路核心网进行了很大改进， 提出与承载无关的电路交换网络b i c s c n 的概念。这主要体现在：网络采用分层 开放式结构，呼叫控制与承载层相分离，话音、信令分组化。r 4 电路域由 m s c s e r v e r 、g m s c s o w o r 、m g w 等实体组成，各实体之间提供标准化的接口： 信令可使用p 承载；语音分组化实现了网络带宽动态分配并且带宽要求有所下降。 随着数据业务的增长和无线互联网的应用，w c d m a 的网络结构逐渐向全p 化方向发展，先是核心网，然后是全网d 化，r 5 成为全口的第1 个版本。r 5 于 2 0 0 2 年6 月实现功能冻结。r 5 在接入网部分通过引入口技术实现端到端的全面 i p 化。这些技术包括h s d p a ( 高速下行分组数据业务接入，其峰值数据速率可高达 2 w c d m a 系统上行r a k e 接收算法的研究与仿真 8 m b p s 一- - 1 0 m b p s ，时延更小) 和u e 定位增强功能。 值得注意的是，r 5 阶段还引入了口多媒体子系统，简称i m s 。i m s 叠加在分 组域网络之上，由呼叫状态控制、媒体网关控制、媒体资源和归属签约用户服务 器等功能实体组成。r 5 在业务方面除原有的c a m e l 、o s a 之外，新添加了可支 持s i p a s 业务功能。总之，r 5 是一种端到端的m 多媒体业务，为解决p 管理问 题，i m s 引入了口v 6 。 r 6 主要特性包括：u t r a n 和c n 传输增强、无线接口增强、i m s p h a s e 2 、 p r e s e n c e 、p u s h 业务、多媒体广播和多播m b m s 、l c s 、m m s 、m e x e 、紧急呼叫 等增强、数字权限管理d r m 、w l 蝌一u m t s 互通、优先业务、通用用户信息 g u p 、网络共享、不同网络间的互通等。所有这些特性都要根据3 g 运营商在实际 网络中的需要进行制订。 正在演进中的r 7 业务采用了最新的o f d m ，m i m o 技术，期望使传输速率更 大用户之间的干扰更少。 综上所述，w c d m a 系统的整体演进方向为：网络结构向全口化发展，业务 向多样化、多媒体化和个性化方向发展，无线接口向高速传送分组数据发展，小 区结构向多层次、多制式重复覆盖方向发展，用户终端向支持多制式、多频段方 向发展。 3 g p p 成立了专门的研究小组从事3 g p p 长期演进的项目。几种发展的可能包 括：在接入网侧使用单独下行载波增加下行数据速率；使用新的无线通信技术如 m i m o 、m u d 等；基于w l a n 的o f d m 技术也很可能在3 g 中应用。另外，对 3 g 未来演进的研究，目前主要集中于i t u 的i t u - - t s s g 和i t u - - r w p 8 f 中进行。 丰富的多媒体数据业务、高速下行数据传输、全网口化、不同无线接入技术间的 切换和漫游等方面是w c d m a 向后三代发展的方向。 第一章绪论 3 1 2 本文研究的主要内容 首先研究了w c d m ar 9 9 业务，介绍了r 9 9 业务上行专用物理信道、上行专 用物理信道的帧格式、信道化码的生成和上行扰码的生成算法。接着介绍了r a k e 接收机的基本原理。对r a k e 接收的多径管理算法包括多径峰值的搜索，多径搜 索窗的调整和多径解调算法进行了研究，但传统的r a k e 接收机还是有很大的局 限性。本文对最新提出的g r a k e 技术进行了研究和仿真。 第一章概述了w c d m a 技术特征和发展现状，对w c d m a 技术的最新进展和 发展趋势进行了概述。 第二章介绍了无线移动通信环境，对多径时变信道进行了概述。 第三章介绍w c d m a 上行物理信道的结构，以及与上行接收相关的部分协议， 包括：w c d m a 系统上行信号的扩频，加扰过程。w c d m a 上行接收的多径管理 部分算法，包括：多径检测，多径跟踪等。w c d m a 上行解调部分算法，包括： 信道估计，信道补偿，分集合并等。主要对信道估计符号长度对解调性能的影响 进行了研究。 第四章主要对最新提出的g r a k e 接收机进行了研究，g r a k e 对多径的位 置比较敏感，本文对g r a k e 的噪声径和多径选取方式进行了研究，并对l m m s e 均衡器和g r a k e 在对系统性能的影响进行了仿真比较。 结束语对本文工作进行了总结和展望。 第二章移动传播环境 第二章移动传播环境 基站天线与移动用户天线之间的传播路径被称之为无线移动信道。从某种意 义上来说，对移动无线环境的研究就是对无线移动信道的研究。其中传播路径可 分为直射传播和非直射传播。一般情况下，在基站和移动台之间不存在直射信号， 此时接收到的信号是发射信号经过若干次反射、绕射或散射后的叠加。 由于高大建筑物或远处高山等阻挡体的存在，常常会导致发射信号经过不同 的传播路径到达接收端，这就是所谓的多径传播效应。各径信号经过不同的路径 到达接收端时有不同的时延和入射角，这将导致接收信号的时延扩展和角度扩展。 对传播模型的研究，传统上集中于给定的无线覆盖给定范围内平均接收场强 的预测，和特定位置附近场强的变化，对于预测平均场强并用于估计无线覆盖范 围的传播模型，由于它们描述的是发射机与接收机之间的长距离上的场强变化， 所以被称为大尺度传播模型；另一方面，描述短距离或短时间内的接收场强的快 速波动的传播模型，称为小尺度衰减模型。 2 1 1 自由空间传播模型 2 1 大尺度衰落 自由空间传播模型用于预测接收机和发射机之间完全无阻挡的视距路径时的 接收信号场强。自由空间传播模型预测接收功率的衰减为接收机和发射机距离的 函数，自由空间中距发射机d 处天线的接收功率由f r i i s 公式给出： 删) = 器 ( 2 - 1 ) 其中e 为发射功率；e 是接收功率，g f 是发射天线增益；c r 是接收天线增益； d 是接收机和发射机之间的距离；是与传播无关的系统损耗因子；a 为波长，单 位是米。天线增益与它的有效界面有关，即： g = _ 4 n f - a e ( 2 - 2 ) 有效界面4 与天线的物理尺寸相关，a 则与载频相关： 力：导：丝( 2 3 ) j伪c 其中，厂为载频，单位h z ， 纹为载频，单位l a d $ ，c 为光速，单位m s 。 由自由空间传播模型知，接收机功率随接收机和发射机之间的距离的平方衰减。 6 w c d m a 系统上行r a k e 接收算法的研究与仿真 2 1 2 三种基本的传播机制 在移动通信系统中，影响传播的三种最基本的机制为反射、绕射和散射。当 电磁波遇到比波长大得多的物体时发生反射，反射发生于地球表面、建筑物和墙 壁表面。当接收机和发射机之间的无线路径被尖利的边缘阻挡时发生绕射。由阻 挡表面产生的二次波散布于空间，甚至于阻挡体的背面。当发射机和接收机之间 不存在视距路径，围绕阻挡体也产生波的弯曲。在高频波段，绕射与反射一样， 依赖于物体的形状，以及绕射点入射波的振幅，相位和极化情况。当波穿行的介 质中存在小于波长的物体并且单位体积内阻挡体的个数非常巨大时，发生散射。 散射波产生于粗糙表面、小物体或其它不规则物体。 2 2 小尺度衰落 小尺度衰落或简称衰落，是指无线信号在经过短时间或短距离传播后其幅度 快速衰落，以致大尺度路径损耗的影响可以忽略不计。这种衰落是由于同一传输 信号沿两个或多个路径传播，以微小的时间差到达接收机的信号互相干扰引起的， 这些波称为多径波，如图2 1 所示，接收机天线将它们合成一个幅度和相位都急剧 变化的信号，其变化程度取决于多径波的强度，相对传播时间，以及传播信号的 带宽。 图2 1 多径传播环境 无线信道的多径性导致小尺度衰落效应的产生。主要效应表现为： 经过短距离或短时间传播后信号强度的变化；在不同的多径信号上，存在着 时变的多普勒频移引起的随机频率调制；多径传播时延引起的时延扩展。 在高楼林立的市区，由于移动天线的高度比周围建筑物矮很多，因而不存在 从移动台到基站的视距传播，这就导致了衰落的产生。即使有这样一条视距传播 的路径存在，由于地面与周围建筑物的反射，多径传播仍会发生。入射波以不同 的角度到达，具有不同的传播延迟。空间任一点的移动台所接收到的信号由许多 平面波组成，它们具有随机分布的幅度、相位和入射角度。这些多径成分被接收 第二章移动传播环境 7 机按向量合并，从而使接收信号产生衰落失真。即使移动台处于静止状态，接收 信号也会由于无线信道所处环境中的物体的运动而产生衰落。 如果无线信道中的物体处于静止状态，并且运动只由移动台产生，则衰落只 与空间路径有关。此时，当移动台穿过多径区域时，它将信号中的空间变化看作 瞬时变化，在空间不同点的多径波的影响下，高速运动的接收机可以在很短时间 内经过若干次衰落。更为严重的情况是，接收机可能停留在某个特定的衰落很大 的位置上，在这种情况下，尽管可能由行人或车辆改变了场模型，从而打破了接 收信号长时间维持无效的情况，但要维持良好的通信状态仍显得非常困难，天线 分集可以防止极度衰落以至于无效的情况。 2 2 1 影响小尺度衰落的因素 无线信道中许多物理因素影响小尺度衰落，包括： ( 1 ) 多径传播 信道中反射及反射物体的存在，构成了一个不断消耗信号能量的环境，导致 信号幅度、相位随时间变化。这些因素使发射波到达接收机是形成在时间、空间 上相互区别的多个无线电波。不同多径成分具有的随机相位和幅度引起的信号强 度波动，导致小尺度衰落、信号失真等现象。多径传播常常延长信号基带部分到 达接收机所用的时间，由于码间干扰引起信号模糊。 ( 2 ) 移动台的运动速度 基站与移动台间的相对运动会引起随机频率调制，这是由于多径分量存在的 多普勒频移现象。决定多普勒频移是正频移还是负频移取决于移动接收机是朝向 还是背向基站运动。 ( 3 ) 环境物体的运动速度 如果无线信道中的物体处于运动状态，就会引起时变的多普勒频移。若环境 物体以大于移动台的速度运动，那么这种运动将对小尺度衰落起决定作用。否则， 可仅考虑移动台运动速度的影响，而忽略环境物体运动速度的影响。 ( 4 ) 信号的传输带宽 如果信号的传输带宽比信道带宽大，接收信号会失真，但本地接收机信号强 度不会衰落很多。 2 2 2 多普勒频移 当移动台以恒定速率，在长度为d ，端点为x 和y 的上运动时收到来自远端 源s 发出的信号如图2 2 所示。无线电波从源s 出发，在x 点与y 点分别被移动 台接收时所走的路径差为a i = dc o s l 9 = v a t c o s 0 。这里f 是移动台从x 运动到y 8 w c d m a 系统上行r a k e 接收算法的研究与仿真 所需的时间，p 是x 和y 处与入射波的夹角。源端很远，可假设x ，y 处的0 是 相同的。所以，由路程差造成的接收信号相位变化值为： a：型：堑坐cos9(2-4)ao = = 一c o s 6 ， 刀元 由此可得出频率变化值，即多普勒频移乃为： 五= 芴1 等= 云删0 ( 2 - 5 ) 。兰= i 刁+ 。 l 兰坐i 弋_ 图2 2 多普勒频移 多普勒频移与移动台运动速度及方向，与无线电波入射方向之间的夹角有关。 若移动台朝向入射波方向运动，则多普勒频移为正；若移动台背向入射波方向运 动，则多普勒频移为负。 2 2 3 多径时变信道 移动台发出的信号经过不同路径到达基站，这些信号相互干扰造成了多径衰 落，多径对数字通信系统的影响主要有：时延扩展、多普勒频移。 在多径传播环境下，由于传播路径的差异将导致多径信号以不同的时间到达 接受端。如果发送的是一个单脉冲信号，那么接收端收到的将是多个具有不同时 延的脉冲的叠加。从时间域来看，信号出现了所谓的时延扩展。 时延扩展对数字信号的传播有重要的影响。对扩频系统来说，如果两条多径 信号之间的相对时延超过扩频信号带宽的倒数，那么就称这两条多径信号是可分 离的。扩频系统可利用如r a k e 接收机来分离多径，从而改善接收信号的质量。 如果多径传播产生的时延扩展大于码元宽度，将使前一码元波形扩展到相邻码元 周期内，就会产生码间串扰( i s i ) ，导致接收波形失真。显然，要避免码间串扰，则 要求最大时延扩展小于单个码元的持续时间，或者说码元传输速率r 小于最大时 延的倒数，即满足：r 1 k 。 第二章移动传播环境 9 从频域来看，时延扩展可以导致频率选择性率落，若k 。，为最大时延，如果信 号带宽比1 k 。大，那么信号通过信道时，不同频率分量遭受的衰减相差很大， 这样导致信号失真很大。当信号带宽小于1 k 。时，信号经过传输后，各频率分 量所遭受的衰落具有一致性，即相关性；反之，当信号带宽大于相关带宽时，信 号经过传输后，各频率分量所遭受的衰落具有不一致性，即不具有相关性，衰落 信号的波形发生失真，这就是频率选择性衰落。 在无线环境下，由于发射机、接收机及传播媒介之间的相对移动，造成无线 移动信道的时变性。其在移动通信系统中的具体表现之一就是多普勒效应，及单 一频率信号经过时变衰落信道之后会呈现为具有一定带宽和频率包络的信号。 多普勒效应表现的就是相干时间，它是信道冲激响应维持不变的时间间隔的 统计平均值。在相干时间内，信道响应都会表现出很强的相关性，而在相关时间 以外，信道响应就不具有相关性。一般情况下，相干时间可表示为最大多普勒频 移的倒数，即： z 3 m ( 2 - 6 ) 同样，从时域看，多普勒效应引起的信道衰落也可分为两种情况，一种是慢 衰落，另一种是快衰落。前者是信号的符号周期z 小于信道的相干时间z ，而后 者就是信号的符号周期大于信道的相干时间。 对于一般无线信道，多径效应和多普勒效应是同时存在并作用于发送信号的， 也就是说一个信道是平坦衰落还是频率选择性衰落，和这个信道是快衰落还是慢 衰落是毫不相干的。一个信道的脉冲响应可以看作是一个在二维空间内以时间和 时延为自变量的二维函数。对于不同参数下，信号衰落类型可以用图2 3 所示： 1 0 w c d m a 系统上行r a k e 接收算法的研究与仿真 小尺度衰落 ( 基于多径时延扩展) 平坦衰落 频率选择性衰落 1 信号带宽 信道带宽 2 延迟扩展 符号周期 小尺度衰落 ( 基于多普勒扩展) 快衰落 1 相干时间 - f l p ( t ) d ( t - r p ( t ) ) s ( t - r p ( t ) ) c ( t - r p ( t ) ) e s 2 n a f p ( t ) t e 舭+ 眦) ( 4 1 ) ， 其中p 代表不同的多径，a 。( f ) 为路径p 的幅度衰落，d ( t ) 为发送的符号级数据， s ( f ) 为扰码，c ( f ) 为扩频码，r p ( t ) 为多径p 的时延，坼( f ) 为多径p 的频移，( f ) 为多径p 的相移，n ( t ) 为干扰噪声。 第n 个符号的复数相关函数计算方法为： 足。( f ) ：芒盯s s ( f ) c ( f ) g ( f + r ) m ( 4 2 ) 足。( f ) = i ， ( f ) c ( f ) g o +( 一) 其中s ( f ) 是复扰码的共扼函数，t 为一个符号周期。 对于w c d m a 系统，如果利用d p c c h 的导频符号做多径搜索相关运算，那 么导频去极性后c ( t ) = 1 ，可以忽略c 的影响，假设在一个符号周期内，信号的幅 度衰落、相移、多径时延为常数，并且频偏在正常范围值，那么： r 。( f ) = e 仃s ( f ) c ( f ) g ( ) a t = 4 e 耵d ( t - r p + r ) s ( t - r + r ) s + ) a t + 群n ( t + f ) ，( o a t ( 4 3 ) 在式( 4 3 ) 中，如果t = tp 则第一项中d ( f ) 为一个常数，第一项积分的结果是 就是扰码对齐时自相关系数乘以一个常数，但t tp 时，第一项积分结果相当于 扰码没有对齐时的自相关系数乘以同一个常数。所以，第一项就相当于扰码的自 第四章r 9 9 上行r a k e 接收机的研究与仿真 2 l 相关函数，第二项是噪声项。 式( 4 3 ) 的相关函数是复数表达形式，可以取其模值的平方转换为实数表达形 式，得到第n 个符号的实数相关函数： ( f ) = j 如( f ) r ( “) 从函数如( f ) 中搜索最大的一些峰值的位置，就能估计出多径的时延f 。和能 量( f p ) 。 在上述的计算过程中，当相关积分长度较大时，由于频偏的影响，计算的结 果可能会变小，所以要对一个时隙内的相干计算结果作频偏补偿，相干积分损失 ( l o s s ) 与频偏的关系为：l o s s = 2 0 l g ( s i n c ( f c 乃) ) ，其中m 为相干积分长度，单 位为c h i p ，f 为频偏，单位为h z ，瓦为码片长度，单位为s 。 如图4 3 所示： 相干积分损失和频偏的关系 冀h 宅) 图4 3 相干积分损失和频偏的关系 具体的计算流程为： ( 1 ) 对去极性的导频符号进行相干积分 ( 2 ) 对频偏进行补偿，对一个时隙内的导频进行第二次积分运算 ( 3 ) 对几个时隙内的相干积分结果进行非相干运算。 下面对具体的相干积分和非相干计算过程进行详细说明 1 相干积分 w c d m a 系统上行r a k e 接收算法的研究与仿真 p n 序列的相关运算过程可以等效为一个匹配滤波过程，匹配滤波器的结构如 图4 4 所示： 图4 4匹配滤波器结构 滤波器的长度n 即为相干积分的最大长度，在w c d m a 中，无线链路建立时， 上行物理信道的扰码号和d p c c h 信道的时隙格式会通过信令下发给基站，d p c c h 信道的每一个时隙格式都对应一种导频图样d p c c h 信道扩频因子s f 恒为2 5 6 ， 使用的o v s f 码为c c h 2 5 6 o ，因此，对于基站来说，上行物理信道的扰码号，d p c c h 的扩频因子，d p c c h 信道承载的导频符号都是确知的，根据这些参数产生本地序 列与接收信号相关积分，可以获得多径检测需要的功率延时函数p d p 值。 假定d p c c h 一个时隙内的导频个数为6 ，d p c c h 的扩频码长度为2 5 6 c h i p ， 每c h i p 一个采样点，则匹配滤波器阶数为6 x2 5 6 = 1 5 3 6 。 匹配滤波器系数如公式( 4 5 ) 所示： c k = c ：j ：q 脱5 6 i ( 4 5 ) 其中，g 是滤波器系数，c k 搴是本地扩频码的共轭，是本地扰码的共轭，气。慨l 是 对应导频符号。则输入信号解扩、解扰和去导频符号后的相关值口r 为： 一l d t = g xy ；般 ( 4 - 6 ) 当输入信号序列片通过该匹配滤波器，在与本地序列码片相位一致时应输出一个 较其它非对齐码片大得多的相关值。 2 非相干积分 在相同信噪比和虚警概率下，将n 个不相关的检测值模平方求和可获得时间 上分集的增益，使检测概率有一定的提高。 对于衰落信道，这种改进尤其明显。如前所述，匹配滤波的最大阶数为一个 时隙中导频符号对应的码片数。w c d m a 上行的d p c c h 信道一帧有1 5 个时隙， 可取出其中的n 个时隙进行匹配滤波。在信道衰落较快的情况下，假设各个时隙 第四章r 9 9 上行r a k e 接收机的研究与仿真 互不相关，可将各个时隙的则可将各个时隙的相关值求模再相加得到n 个时隙的 导频符号的相关能量值之和，从而得到较大的分集增益。 非相干积分就是将前后相干累积得到的数据做模平方相加，如式( 4 7 ) 所示： 一l y 七= k 1 2( 4 7 ) k = 0 其中以为相干累加结果。 4 2 2 多径搜索原理 在w c d m a 系统中，上行信道采用p n 序列为扰码序列进行加扰，以区分不 同的用户。p n 序列的自相关性如图4 5 所示： 图4 5p n 序列的自相关 图4 5 是理想的p n 序列，实际的信号经过多径传播、衰减和噪声后，p n 序列 的自相关性如图4 6 所示： w c d m a 系统上行r a k e 接收算法的研究与仿真 一j j 血山“- “l。- k k j “u 。山l 。址l 。i - 一山矗_ l l 。d _ i 一w 一pt 。1 1 。1 ” 囤46p n 序列的自相关 若接收机的p n 序列相位和接收信号的p n 序，相位完全同步，则可以正 确解扩和解调接收到的扩频信号。根据p n 序列的自相关性，接收端就能从本 地序列和接收序列的相关运算中得到不同的相关值。当接收机接收到发送来的 扩频信号时，调整和选择接收机的本地扩频序列相位，当相位一致时，得到尖 锐的相关值。目前常用的多径搜索算法是，用本地扰码和接收信号进行滑动相 关积分，得到期望用户的功率时延函数，然后，从功率时延函数中选出大于门 限的峰值位置就是多径时延对应的位置。 4 2 3 多径搜索宙位置的计算 在实际中由于移动台的变化以及无线传输环境的变化信号到达基站的时间 随时都会变化，这就需要设置一个搜索窗来跟踪多径的变化，使真正的多径信号 被基站正确接收。 在一开始不知道移动台位置的情况下，搜索窗的大小设置为大于2 l c + t ( 两 倍的小区半径加上时延扩展，单位c h i p ) ，这为宽搜索的长度。当宽搜索窗的位置 大致确定后搜索窗的长度只要大于多径时延即可。宽搜索窗的设置如图47 所 示： 第四章r 9 9 上行r a k e 接收机的研究与仿真 搜索窗起始位置 小区半径 小区半径时延 宽度时延 宽度时延扩展 图4 7宽搜索窗的起始位置以及宽搜索窗长度 在w c d m a 中有四个时间点来计算多径的到达时间：n o d eb 发射时间、移动 台接收时间、移动台发射时间和n o d eb 接收时间。 下行发射时间相对于基站系统时间( b f n ) 有小区时间偏移( tc e l l ) ，帧偏移 ( f r a m e o f f s c t ) ，码片偏移( c h i p o f f s e t ) ，假设基站发射射频通道处理时延为t x d ， 下行信号在空中的传输时延迟为p r o p d e l a y ，移动台接收到下行的d p c c h d p d c h 帧后，会延迟1 0 2 4 码片发生对应得上行d p c c h d p d c h 帧，上行下行信号在空 中的传输时延迟为p r o p d e l a y ，基站接收射频通道处理时延为r x d ，因此上行搜索窗 的起始位置偏移如图4 8 所示： 一l 一 一l 一i 一一i 一一1 f r a m e o f f s e t +t x 矿d p r o p - t1 0 2 4 c h i p stp r o p - 一l 面 te e l l d e l a yd e l a y c h i p o f f s c t b f n ：s f n ： n o d e b c e l l c f n ： u e 4 2 4 多径的跟踪 图4 8 上行接收信号时间偏移示意图 由于多径的实时变化，可能有的能量较大的径不在搜索窗的范围内，要想准 确跟踪多径相位，使能量较大的多径相位落在搜索窗内，就要对搜索窗进行调整。 常规搜索窗的调整方法为：每完成一次搜索就计算一次p d p 重心的位置，可 以用搜索上来的超过门限的多径来计算，然后比较搜索窗重心和搜索窗中心的偏 差( 例如几个c h i p ) ，若超过一定的偏差门限则调整搜索窗的起始位置，使比较搜索 窗重心和搜索窗中心的偏差，小于偏差门限。 w c d m a 系统上行r a k e 接收算法的研究与仿真 4 3 多径解调算法 在无线环境中，信号经过多径传输到达接收端，为了更好的接收多径信号， 我们使用的是r a k e 接收技术，但r a k e 接收机所收到的基带信号由于受到无线 信道中干扰、衰落等的影响而在频率、相位、幅度等方面都发生变化，为了在接 收端较为准确的恢复接收信号，必须使用一定的方法来对抗无线衰落环境带来的 影响，本文介绍了一种可以估计接收信号相位变化的方法。 4 3 1 信道估计与补偿的理论推导 上行信道帧格式参见图3 2 。 上行信道发送格式采用码分复用，i 路为d p d c h 、q 路为d p c c h ，d p c c h 信号表示为：叱( ，z ，k ) ，d p d c h 信号表示为：蠢，( ，k ) ，其中，k 表示第k 个时隙， n 表示第1 1 个符号。d p c c h 扩频码= c 2 ，。 o ，d p d c h 扩频码c ，是o v s f 码， 与c ，正交，扰码s = s ，+ 砾，经扩频加扰后的基带信号输出： d ，( ，l ，豇) c ，+ q ( 咒，尼) 】( + j s o ) r 4 8 、 ( 4 8 ) 式表示的基带信号经过调制后的发射信号两路合为一路，可表示为： d ，( ，z ，k ) c , s , - d o ( ，l ，后) c q s 口】c 。s f + 刃( n , k ) c i s q + d q ( 玎j ) c 6 s ， s i n a u ( 4 - 9 ) 经多径信道衰落、时延，基站天线接收到的信号解调后又分为i ，q 两路，( 4 9 ) 式 可以表示为( 这里没考虑噪声) ，其中尺，( ，z ，尼) 为每个时隙中每个符号的幅度衰减 乏：r a n ，j i ) 西( 以，七) 巳+ ，如( 靠，露) c 刍】 s ，+ j 】p ( 一j o t ( n ，七” 扣o ( 4 1 0 ) 考虑较简单的情况，如只对一条径进行接收，“1 0 ) 式可以简化为： r t ( n ，尼) d ，( 以，后) c ，+ q ( ，l ，尼) c q 】 s ，+ 弘q 】【s ，一声q 】p 一，b ”七 = r ( ，z ，后) d ，( ，z ，k ) c z + 如( 玎，七) c q i s ；+ s 刍】e 一朋o = 2 r t ( n , 后) 以( ，z ，尼) q + 鹏( 咒，k ) c o e 一妈珠 ( 4 1 1 ) 其中，s ，2 + s d 2 = 1 + l = 2 。 若只考虑d p c c h 的解扩，d p c c h 导频扩频因子为2 5 6 ，则经过解扩后( 4 11 ) 式 可以表示为： + j d q ( ，z ，尼) c q f 】e 一婀” ( 4 - 1 2 ) + 心( ，z ，尼) 气f 朋础吃 ( 4 1 3 ) c 、- 、 尼 聍 - 一 d 、- 、 后万 l碍 1 5 瑚 c 、 七聆 - 一 d 、_ 、 后玎 ，l 碍 | 8 瑚 第四章r 9 9 上行r a k e 接收机的研究与仿真 o v s f 码是正交码，所以： 则( 4 1 3 ) 式化简为： 2 5 5 y c ，c o = 0 j _ j 1 i 捌 f i o ( 4 - 1 4 ) ( 4 - 1 5 ) 不考虑前面的常数系数，这样得到一条径d p c c h 和d p d c hi ，q 两路信号： r 厶：马( 甩，尼) d o ( n , k ) s i n0 t ( 刀，| ) i i q ：局( ，z ，七) 屹( ，z ，k ) c o s o t ( n , k ) ( 4 1 6 ) r 如：局( 刀，尼) d i ( n , k ) c o s o t ( 刀，七) l q l 2 ：局( ，z ，尼) d z ( ，z ，k ) s i n o t ( ，z ，后) ( 4 1 7 ) 下一步推导只考虑d p c c h 的导频的情况，由于d p c c h 的导频符号在接受端 为+ 1 或一1 ，可以对其去极性得到信道估计参数： i ，：局( ，z ，k ) s i no z ( 挖，露) l q ：r t ( n ，k ) c o s a t ( n ，尼) ( 4 - 1 8 ) d p c c h 的一条径信道补偿结果： ( 厶+ g ) ( ，一q 。) = r l ( n ，尼) d 刍( ，z ，k ) s i n o t ( n ，k ) + j c o s o t ( n ，k ) r t ( n ，k ) s i n o t ( n ，尼) 一j c o s o t ( n ，尼) = 尺尹( ，z ，尼) d q ( ，z ，尼) ( 4 1 9 ) ( 厶一q 1 2 ) ( q 。+ ) = 蜀( ，z ，尼) 西( 咒，k ) c o s o t ( n ，尼) 一j s i n o t ( n ，后) 弓( ，z ，k ) c o s o t ( n ，k ) + j s i n o t ( n ，尼) 】 = 砰( ，z ，k ) d i ( n ，k ) ( 4 2 0 ) 当信道估计是理想情况时，上式中的第一个等号才成立，实际情况中 “+ j q o ( 1 - j q ) 的虚部不一定为0 ，我们是取实部作为信道补偿结果。 4 3 2 信道估计常见算法及优劣性分析 本节简要介绍了常用的信道估计算法，并从工程实现和性能折中的角度分析 了每种算法的优劣性。 ( 1 ) 单时隙导频平均法 该算法计算d p c c h 信道每个时隙内导频符号的平均值，利用导频平均值做信 ” 万 岛 一 p 、- 、 后聆 - 一 如 、- 、 后咒 ，- 一 弓 1 8 瑚 2 q 弘 2 8 w c d m a 系统上行r a k e 接收算法的研究与仿真 道估计，补偿每个时隙的d p c c h d p d c h 信道承载的数据。该算法实现上比较简 单，但由于d p c c h 信道每个时隙的导频符号最多只由6 个，采用的导频符号较少， 无法有效滤除噪声的影响，因此不论是在低速还是高速移动环境下性能都比较差。 ( 2 ) 最大似然估计法 d p d c h 承载的数据发送前，会进行信道编码，w c d m a 支持的信道编码方式 有t u r b o 编码和卷积编码两种。最大似然估计法采用v i t e r b i 译码算法对编码接收 信号解码，修正其中的错误信道估计值，进而达到精确信道估计的目的。该技术 由于存在数据反馈、延迟，因而需要改变接收机的结构，并且增加了计算量，在 实际中难以实现。 ( 3 ) 滤波方法 w i e n e r 滤波方法，这是理论上最优的方法，但需要己知接收信号的二阶统计 量，在实际中由于通信信号的随机性，不可能已知这些信息，所以难以实现。k a l m a n 滤波方法，这是一种跟踪预测信道估计算法，需要数据反馈，因而需要改变接收 机结构，并且一旦出现错误，错误的估计将持续到下一个导频符号，因而效果并 不理想。 ( 4 ) 多时隙导频符号加权平均法 该算法计算d p c c h 信道每个时隙的导频平均值，并将多个时隙的导频平均值 加权组合，利用多时隙导频符号加权平均值去补偿当前时隙d p c c h d p d c h 的数 据。该算法利用了多个时隙的导频符号，有效地滤除了噪声的影响，并且不需要 反馈，算法上实现比较简单，是目前较好的方法之一。该算法的缺点是：当移动 台达到一定速度时，很难做出正确的估计。 ( 5 ) 多时隙线性非线性插值算法 该算法信道估计过程如下：先通过多时隙导频符号加权平均法得到各时隙的 信道估计值，然后利用当前时隙和下个时隙的信道估计值进行线性内插，得到当 前时隙各符号对应的信道估计值。因为采用线性插值得到了时隙内各符号对应的 信道估计值，因此在信道恶化时，该方法的性能比多时隙加权平均方法有所提高。 但当移动台达到较高速度时，传统线性插值算法的信道估计性能会有降低，而非 线性插值算法的运算复杂度要比线性插值方法高很多。 信道估计流程框图如图4 9 所示： 第四章r 9 9 上行r a k e 接收机的研究与仿真 图49 信道估计流程框图 4 , 3 3 实际中信道估计的方法 d p c c h 采取多时隙加权平均方法，即只使用导频进行估计。算法原理如图4 1 0 所示： 图4 1 0 多时隙加权平均方法 可以用多个导频符号的加权平均来估计当前导频的偏移在做加权平均时需 要包含所估计导频及其前后导频。 应用得到的信道估计值，对各个多径的d c h 进行信道补偿和m r c 。而d p d c h 的信道补偿以一个或多个d p c c h 符号时间为单位，对同一单位时间段之内对应的 d p d c h 符号用同一个信道补偿值进行补偿。补偿之后各条多径相加，即实现最大 比合并。 434 信道估计参数的仿真分析 在实际的无线传播环境中，移动台的移动会产生多普勒频偏，无线信道是时