（电力电子与电力传动专业论文）滑模变结构控制的改进型boost+zvt变换器.pdf

华中科技大学硕士学位论文 a b s t r a c t w i t ht h ed e v e l o p m e n to f p o w e re l e c t r o n i c st e c h n o l o g y , p u l s ew i d t hm o d u l a t i o nd c d cc o n v e r t e rg e tm o r ea n dm o r e a p p l i c a t i o n n o w a d a y s h i g hp e r f o r m a n c e 、h i g he f f i c i e n c y a n dl i g h tw e i g h ta r et h em o s ti m p o r t a n tp e r f o r m a n c ef i g u r eo fa l lk i n d so fp w m d c - d c c o n v e r t e r st h e r e f o r et a k i n gt h er e s e a r c ho f s o f ts w i t c h i n ga n dp w m c o n t r o lm e t h o di sv e r y s i g n i f i c a n t f i r s t l y ，b o o s tz e r o v o l t a g e t r a n s i t i o np w m c o n v e r t e ra n ds l i d i n gm o d ec o n t r o lm e t h o d a r ea n a l y z e da n dt h em a t l a bs i m u l a t i o nr e s u l t sa n dt h ep s p i c es i m u l a t i o nr e s u l t sa r eg i v e ni n d e t a i l a n dt h e nt h ee x p e r i m e n t a lm s u l t so fb o o s tp w m c o n v e r t e ra n db o o s tz e r o v o l t a g e t r a n s i t i o np w mc o n v e r t e ra r eg i v e nc o m p a r a t i v e l y a n dt h ee x p e r i m e n t a lr e s u l t so fs l i d i n g m o d ec o n t r o la r eg i v e n b yt h es i m u l a t i o n a n de x p e r i m e n t , s o m en e wc o n c l u s i o no ft h i s p a p e rc a no f f e r r e f e r e n c ef o rf u r t h e rr e s e a r c h as i m p l ea n ds u i t a b l ec o n t r o lm e t h o dt ot h eb o o s tz e r o - v o l t a g e - t r a n s i t i o np w m c o n v e n e ri sa n a l y z e da n di nt h i sn e wm e t h o d , t h em a i ns w i t c ht u b ea p p l i e sc l o s e d - l o o p c o n t r o lm e t h o da n dt h ea u x i l i a r ys w i t c ht u b ea p p l i e so p e n - l o o pc o n t r o lm e t h o d a n d j u s tf o rt h en e w c o n t r o lm e t h o d ，t h eb o o s tz e r o - v o l t a g e - t r a n s i t i o np w m c o n v e r t e r c a n g e th i g h e rc a p a c i 何 i no r d e rt oe n h a n c et h e p e r f o r m a n c eo ft h e b o o s tz e r o v o l t a g e t r a n s i t i o np w i v i c o n v e r t e r ，s l i d i n gm o d ec o n t r o li sa p p l i e di nv o l t a g ec l o s e d - l o o pc o n t r o ls y s t e m ，a n dt h e r e s u l t sa r ef e a s i b l e i nt h ee n d ，t h ea n a l y s i so f t h e a p p l i c a t i o na b o u t t h eb o o s tz e r o - v o l t a g e - t r a n s i t i o np w m c o n v e r t e ra r eg i v e n k e y w o r d s ：p w m d c d c c o n v e r t e r , s o f ts w i t c h i n g , z e r o - v o l t a g e - t r a n s i t i o n ， s i m u l a t i o n ，s l i d i n gm o d e c o n t r 0 1 华中科技大学硕士学位论文 1 绪言 1 1 电力电子技术发展现状 电力电子技术( p o w e re l e c t r o n i c s ) 是研究采用半导体器件实现对电能的控制 和变换的科学，它是一门应用于电力技术领域中的电子学 1 ，2 3 “。电力电子技术是随 着电力半导体器件的发展而发展的，从1 9 4 8 年晶体管的发明到1 9 8 8 年i g b t 的出现， 电力电子技术的发展逐渐进入到一个日新月异的阶段，与此同时，新的电路、新的控 制技术也不断出现，促使电力电子技术向更新、更深的领域发展，另一方面，电力电 子技术作为一门交叉学科，它反过来又向临近的学科渗透。 1 1 i 电力电子器件的发展2 3 4 5 n - t o 1 1 1 2 伽 电力电子器件是电力电子技术的基础，目前，电力电子器件主要有硅整流二极管 ( d i o d e ) 、晶闸管( t h y r i s t o r ) 、双极型功率晶体管( b j w ) 、功率场效应晶体管( m o s f e t ) 和绝缘基极功率晶体管( i g b t ) ，并且这些器件正沿着功率化、快速化、模块化和智 能化的方向发展。 在高电压大电流的应用中( 如高压直流输电、无功补偿等) ，目前晶闸管仍占主 导地位，在中小容量的电力电子设备中，i g b t 和m o s f e t 应用则比较广泛。 1 1 2 电力电子产品的发展n 毛3 。- 1 0 ”捌 采用半导体器件实现电能的控制与变换，其功率范围从数十瓦到数千瓦，例如家 用电器，功率一般都是数十瓦到数百瓦；电动机车等功率一般是几十千瓦到数百千瓦； 轧钢机和高压直流输电功率一般都是数千千瓦。 典型的电力电子产品有斩波器、整流器、变频器、逆变器等，另外还有很多组合 变换器，如不停电电源( 先整流再逆变) 等。 电力电子器件和电力电子电路之间的关系十分密切，新器件的出现会促使电路达 到新的水平，新的电路设计又发过来对器件提出新的要求。随着电力电子器件的功率 化、高速化，电力电子电路的容量水平和频率范围不断提高，电能变换的质量也越来 越好。 1 2 d o - d o 变换器控制方法研究现状 近三十年来，开关型功率调节器已发展成轻型、高效的直流电源。在各种类型的 d c - d c 开关变换器中，p 州型d c - d c 变换器结构种类多，发展快，技术领先，便于实 华中科技大学硕士学位论文 现，构成了最大的一类。尽管已对开关电源做了大量的研究工作，但是在d c d c 变换 器的控制方面，只是最近几年才有了较为集中的研究。这主要有两方面的原因：( 1 ) 长期以来缺少能方便地应用于控制系统设计的大信号离散模型：( 2 ) 常规的控制算法 对开关变换器的控制无法取得满意的效果，而控制的快速性又使得复杂的算法难以实 现 1 “。然而，随着现代控制理论的发展和实现方法的改进，这方面的研究工作已取得 了很大进展。 p w m 型d c - d c 变换器是一个强非线性离散系统“。系统主要特点如下：( 1 ) 开关 器件在一个周期中既工作在饱和区又工作在截止区，系统在以时间段和d 。r 时间段 都是线性的，即系统是按时间分段线性的、时变的：( 2 ) 由于外部瞬态或持续扰动， 会引起变换器工作状态参数的非线性变化；( 3 ) 脉宽调制器具有饱和非线性，系统在 工作时导通比有上限和下限，即d 。d ( t ) d 。，一旦达到d 或d 一，d ( t ) 即保 持不变；( 4 ) 系统是离散系统，其控制部分有脉宽调制器，它在每个开关周期内， 通过驱动器控制晶闸管通断一次，控制是不连续的。以上特点说明，变换器动态特性 解析的分析方法较为复杂，阻碍了对含这类变换器的动态分析和设计。 设计一种控制系统，首先要明确它的控制目标，p 删型d c - d c 变换器的控制目标 是：( 1 ) 稳态下保证直流输出电压稳态输出误差为零；( 2 ) 具有低输出阻抗和低音频 衰减率，瞬态响应良好；( 3 ) 控制系统对电路参数的不确定性具有强的鲁棒性。 1 9 7 6 年，r d m i d d l e b r o o k 和s l o b o d a nc u k 在前人的基础上提出了状态空间平 均法，较好地解决了p w m 型d c d c 变换器的稳态和动态低频小信号的分析问题，这种 方法在基本假设一一扰动信号频率比开关频率低得多一一的前提下，列出开关变换器 的分段线性状态方程，然后经过平均和摄动处理，在小信号线性化的假设条件下，用 线性状态方程来描述电路。这可以应用经典控制理论中的根轨迹图和b o d e 图，拉氏 变换或z 变换等分析线性系统的基本方法，在频域内分析设计系统。状态空间平均模 型和动态低频小信号模型是精确性和实用性的良好折衷，因此基于其上的控制方法的 研究获得了极大的发展。8 0 年代中期，p w m 型d c - d c 开关变换器的闭环控制取得了两 个重要的进步，即电压前馈控制和电流程控控制。近年来，在上述两方面仍然有进一 步的发展“4 ，1 5 j 。 由于小信号线性化模型简单实用，在工程上获得了广泛的应用，但是又由于系统 的强非线性，这种简单模型的适用范围受到了很大的限制( 事实上，在大信号条件下 系统可能是不稳定的) 。仅仅通过传统的控制方法很难进一步提高系统性能。因此， 许多控制理论研究者致力于发展更精确的非线性模型及其它高性能控制器。近年来， s i r r a m i r e z 等人应用控制理论研究的新成果在这方面做了许多有益的探讨 14 1 6 。以 下将简要介绍d c - d c 变换器控制方法研究的发展瑷状。 2 华中科技大学硕士学位论文 1 2 1 双线性理论 双线性理论属于非线性理论范畴。假设一个模型可以表示为： j ( f ) = j 4 “f ) + b o ( ，) + x 7 b u ( o ( 1 1 ) 其中b = ( 且，b 2 , b 3 一，b l ，一，b 。) 7 ，a 为r l t l 矩阵，e 为月1 常数矩阵。 那么该模型就称为双线性模型。而引入扰动后变换器的动态状态方程是： a x ( f ) = a x ( t ) + b u ，( f ) + 【翻i - a 2 ) + ( 6 l b z ) ( ，】d + 口l a 2 ) x d + ( 6 1 一b z ) “，d ( 1 - - 2 ) 令i ：= 0 ，则状态方程变为： a x ( ，) = a x ( t ) + 【( 一1 - a 2 ) x + ( 乜- b 2 ) u ，】d + ( 4 l a 2 ) x d ( 1 - - 3 ) ( 1 3 ) 式可改写为双线性模型标准形式： h 叫f ) = a x ( t ) + b od + x i 且d ( 1 4 ) l o i 其中马为叫。一a 2 ) 的行向量。 而低频小信号线性化模型状态方程为： x ( f ) = 一x ( ，) + 【( 爿l - a 2 ) x + ( 6 l - b 2 ) u ，】d ( 1 - - 5 ) 比较式( 1 1 ) 和式( 1 4 ) ，可以看出该状态方程与双线性模型是一致的。而 式( 1 - - 4 ) 与式( 1 5 ) 相比较，该方程保留了一个非线性项，因此双线性模型较小 信号线性化模型有更大的适用范围。文献n 7 3 在双线性模型的基础上，应用l y a p u n o v 方法，采用状态反馈控制，该控制系统对负载扰动具有较强的抗扰能力，但是这种控 制方案没有考虑输入电压扰动的影响，若考虑输入电压扰动，分析将变得十分复杂。 1 2 2 滑模变结构控制 变结构控制系统( v s c s ) 的一般形式如下： x = a x + b u “= ”+ ( 置f )j ( x ) 0 ( 1 - - 6 ) u = “一( f )5 ( 曲 0 ( 1 7 ) 口0 ) = 1 5 ( r ) f o l + f 1 2 = 与争+ 0 5 f 乒j i ( 2 7 ) ( 4 ) 工作模态4 ( r 3 一f 4 ) 在，3 时刻，关断q a ，f l j - = q 。关断时，其电流不为零，而且巴关断后，d 。导通， q 口上的电压立即上升到v o ，因此q 。为硬关断。当q 口关断后，加在。两端的电压为 一v o ，l 。中的能量转移到负载中去，l 。中的电流线性下降，q 中的电流线性上升。 k = i l a ( u 一鲁( 卜屯) ，训f ) _ 一笔+ 苦( 卜f 3 ) ( 2 - - 8 ) 在f 。时刻，。中的电流下降到0 ，a 中的电流上升到，。 ( 5 ) 工作模态5 ( r 4 一t 5 ) 在此模态中，q 导通，d ，关断，升压电感电流流过q ，滤波电容给负载供电，其 规律与不加辅助电路的b o o s tp 眦变换器完全一样。 ( 6 ) 工作模态6 ( t 5 一1 6 ) 在f ，时刻关断q ，此时升压电感电流给c ，充电，c ，两端的电压v c ，从0 开始线性 e 升。 v c r ( f ) = 芑( h s ) ( 2 - - 9 ) 由于c ，的存在，所以q 是零电压关断，坫时刻，c ，两端的电压v c ，上升到v o ，d 自然导通。 ( 7 ) 工作模态7 ( r 6 一t 7 ) 华中科技大学硕士学位论文 储能和k 一同向电容c 和负载供电，t ，时刻一个开关周期结束。 2 1 1 2 辅助电路参数设计h 2 s2 ”“s s ( i ) c ，的设计 c ，是用来使主开关管q 实现零电压关断的，c ，的选择应使v ( 口) ( 即v c ，) 上升 速度不要太快。一般可选择在最大负载时，v c ，从0 上升到屹的时间为( 2 3 ) t ，为 q 的关断时间。c ，可按下式选取： c ，= 芒芋( 2 3 ) f ， ( 2 1 0 ) r o ( 2 ) l 。的设计 辅助电路只是在主开关管q 开关的时候起作用，其它时候停止工作。为了不影响 主电路的工作时间，辅助电路的工作时间不能太长，一般可选择为开关周期t 的0 1 左右，即，o l + ，1 2 0 ，k ：的取值范围为： 0 k 2 正 ( 2 - - 4 9 ) 2 2 1 3 实际系统中的物理约束( 1 ”1 对b o o s tp w m 变换器，是以占空比作为控制量的，它必须受b o o s tp w m 变换器本 身的物理特性的限制。当控制量的大小超出( o 1 ) 的范围时，我们必须在控制方案中 对控制量的大小加以约束。b o o s tp w m 变换器直流分析表明，其占空比与其直流解， 和圪的大小成反比。为提高控制响应速度，可采用动态改变受约束的控制量的大小。 u ( m ) = 0 8 u b 一1 ) ，t ( 0 1 ) ( 2 5 0 ) 即约束控制量的大小依开关工作周期衰减。 综上所述，可得到b o o s tp w m 变换器工作于c c m 模式时第m 个工作周期的滑模变 结构控制规律为： ：如) = l + ( k c r d ) - 1 蕾；0 + f ) + k 。白) s g n p 如) j + 彪：s ) ( 2 5 1 ) k l b ) = 以一k 2 i s ( m 】，0 k 2s以(2-52) ：b ) = 1 + 仁：d ) - 1 k ；o + f i ，：e ( o 1 ) ( 2 5 3 ) “似) = 0 8 u 如一1 ) ，“t ( 0 1 ) ( 2 5 4 ) 华中科技大学硕士学位论文 2 2 2b o o s t 零电压转换( z v t ) p w m 变换器中引入滑模变结构控制 在改进型b o o s t 零电压转换( z v t ) p w m 变换器的电压闭环调节中引入滑模变结 构控制，其系统框图如图2 6 示。 其中 图2 6 电压闭环调节中引入滑模变结构控制的改进型b o o s t 零电 压转换( z v t ) p w m 变换器框图 系统框图中，滑模变结构控制器框图如图2 7 示。 控制策略为： 熟 屹虻 j 关 。厂 _ 千 图2 7 滑模变结构控制器框图 匕= - k v o ( k 为输出取样比例系数) s = c y , + 百a v , ( 2 5 5 ) ( 2 5 6 ) h = + “， ( 2 5 7 ) 口，= a 0 匕( v , s 0 ) “，= a i 匕( v , s 0 ) 华中科技大学硕士学位论文 可见，t 、s 乘积的符号决定了控制器的输出，故称s 为滑模切换函数；屹、 吒，、和u ，分别为变换器的输出电压、参考电压、误差电压及滑模控制器的输出。 系统的基本原理是：无论系统的初始状态如何，系统状态总能在“作用下到达 s ：o 曲面( 即满足进入性条件) ；然后沿着s = o 稳定到达屹= 0 、彤d t = 0 的平衡态 ( 即满足稳定性条件) ：同时要求系统状态变化过程中存在s = 0 曲面，且 l i 。拿。o ( 即满足存在性条件) 。 s 呻0 珊 在相平面中，可形象地反映系统状态这一运动过程，如图2 8 示。 。d k 出 、_ 、 巡。 s ：o s 0 图2 8 系统滑模曲线 2 3 电压电流双闭环稳压调节器 2 3 1b o o s tp y n 开关变换器平均模型h “”“”- 9 1 b o o s tp w m 变换器如图2 5 示，设定d 。为功率开关s 的导通占空比，d o f f 为功率 开关s 的关断占空比，l 为功率开关s 的开关周期，正为功率开关s 的开关频率，系 统已经处于稳定工作状态，且输出滤波电容c 足够大，有： ( 1 ) 功率开关s 处于导通状态( 一周期导通时间为d 。) 时，其两端电压为零 功率开关s 处于关断状态( 一周期关断时间为d o f f t , ) 时，其两端电压为b o o s t p w m 变换器输出电压屹。 据此，可进一步推导出，功率开关s 两端电压平均模型为： 屹= d o f f 匕 ( 2 5 8 ) ( 2 ) 功率开关s 处于导通状态( 一周期导通时间为d 。t ) 时，二极管d 中流过 2 6 华中科技大学硕士学位论文 的电流为零：功率开关s 处于关断状态( 一周期关断时间为d 矿t ) 时，二极管d 中 流过的电流为b o o s tp 雕变换器输入电流，。 据此，可进一步推导出，二极管d 中流过的电流平均模型为； l d = d 堪jl(2-591 据此，可画出b o o s tp 1 ：m 变换器平均模型电路，如图2 9 示。 图2 9b o o s tp w m 变换器平均模型 求解上述b o o s tp 肼变换器平均模型电路，可得平均模型数学表达式 k=sll+d盯(2-60) d 矿吒= s c 圪+ 鲁 ( 2 6 1 ) 进一步求解上述b o o s tp w m 变换器平均模型数学表达式，可得系统传递函数： 堡： ：竺堡( 2 6 2 ) k c 鼢2 + 厶+ j r d 化简上述b o o s tp w m 变换器输入输出传递函数，有： 墅 堡： k 。：+ 上。+ 堕 尺cc ( 2 6 3 ) 据此，可画出b o o s tp w m 变换器的开环幅频和相频特性曲线( 即b o d e 图) ，从而 可以对b o o s tp 州变换器控制电路补偿网络进行十分详细的分析以及优化设计。本文 对b o o s tp 删变换器以及改进型b o o s t 零电压转换( z v t ) p 删变换器控制电路补偿 网络的设计所采用的方法仍然是传统的依靠经验的试探法( 即t r ya n de r r o r 法) ， 所以b o o s tp 蹦变换器控制电路补偿网络的详细分析以及优化设计，本文不再详细介 绍。 2 3 2 电压电流双闭环稳压p l 调节器n 嘲 华中科技大学硕士学位论文 本文b o o s tp 州变换器以及改进型b o o s t 零电压转换( z v t ) p w m 变换器的控制 图2 1 0 电压电流双闭环稳压p i 调节器 电路补偿网络首先采用的就是电压电流双闭环稳压p i 调节器，系统框图如图2 1 0 示。 电压给定吒，同时也作为电流给定，r 作为电压给定时，对应着b o o s tp w m 变 换器系统( 或改进型b o o s t 零电压转换( z v t ) p 啊变换器系统) 稳态输出2 2 0 伏( 即 系统额定输出电压) ；，作为电流给定时，对应着b o o s tp w m 变换器系统( 或改进型 b o o s t 零电压转换( z v t ) p w m 变换器系统) 输入电流额定值的1 5 0 。 当反驶系统实际输出电压的取样反馈值与电压给定，不相同时，电压闭环稳压 p i 调节器即起作用，调节驱动信号的脉冲宽度，使输出电压稳定在2 2 0 伏。 当系统实际输入电流小于输入电流额定值的1 5 0 时( 也对应着此时系统输出过 载没有超过1 5 0 时) ，电流闭环稳压p i 调节器不起作用：当系统实际输入电流大于 输入电流额定值的1 5 0 时( 也对应着此时系统输出过载超过1 5 0 时) ，电流闭环稳压 p i 调节器即起作用，系统工作在输入电流限流状态。 上述闭环稳压p i 调节控制系统在任一时刻，都只有一个闭环稳压p i 调节器在工 作，当电压闭环稳压p i 调节器工作时，系统是处于输出稳压工作状态：当电流闭环 稳压p i 调节器工作时，系统是处于输入电流限流工作状态( 也对应着输出电流限流 工作状态) 。 p i 调节器为系统提供了一个开环积分环节，从而使系统成为一型系统，由于一 型系统可以无差跟踪阶跃信号，因此，系统具有比较高的输出稳压精度。另外，p i 调节器在提供一个积分控制的同时，也给开环系统增加了一个负实数零点，从而在保 证系统稳态控制精度的同时不至于使系统动态性能受到很大的影响。 2 3 3 电压闭环稳压调节回来中引入滑模变结构控制 p i 调节器无论怎样优化设计，对系统的动态性能总是会产生一定不良影响的( 例 如使系统瞬态响应变慢) ，因此，在电压闭环稳压调节回路中引入滑模变结构控制( 系 华中科技大学硕士学位论文 统框图如图2 1 i 示) ，以期达到b o o s tp 删变换器系统以及改进型b o o s t 零电压转换 圈2 i i 电压闭环调节中引入滑模变结构控制 ( z v t ) p w m 变换器系统不仅具有很好的稳态性能，也具有优良的动态性能。 滑模变结构控制器的设计详见2 2d c - d cp w m 变换器的滑模变结构控制内容。 华中科技大学硕士学位论文 3 仿真分析 采用m a t l a b 5 3 版本下的s i m u l i n k 平台以及全能0 r c a d 混和电路仿真软件p s p i c e a dv 9 版本m ，3 9 , 帆4 “，分别对b o o s t 零电压转换( z v t ) p 删变换器、改进型零电压 转换( z v t ) p w m 变换器、电压电流双闭环稳压调节器、滑模变结构控制应用于b o o s tp 聊 变换器以及应用于改进型b o o s t 零电压转换( z v t ) p w m 变换器进行全面的仿真分析。 为了使仿真能更好地说明问题以及能更好地与实验实际测试结果对比分析，所有 仿真模型的建立都是与实验平台数据参数相一致的。 3 1 b o o s t 零电压转换( z v t ) p 删变换器( 辅开关管硬开关) 仿真 3 1 1 仿真模型建立 仿真模型数据参数 输入电压( 额定值) ：矿= 1 5 0 v d c 输出电压( 额定值) ： r o = 2 2 0 v d c 输出电流( 额定值) ：，。= 5 5 a 输出功率( 额定值) ：, d o = 1 2 1 k w 开关频率：厂f = 2 4 k h z 升压电感：l ，= 1 2 2 m h 滤波电容： c 。= 4 7 0 9 f 辅助谐振电感： 。= 4 0 辅助谐振电容：c ，= 0 2 旷 图3 1b o o s t 零电压转换( z v t ) p 咖变换器仿真模型图 功率器件模型选取 r 华中科技大学硕士学位论文 主功率开关管和辅助功率开关管模型均选取：z 1 m b l 3 0 l - 0 6 0 主电路升压二极管和辅助二极管模型均选取：d b r e a k 为了使仿真结果和仿真模型电路能更好地对应分析，此处给出p s p i c e 仿真环境 下仿真模型电路图，如图3 1 示( 简化起见，仿真模型电路图中没有给出驱动电路部 分) 。 3 1 2 仿真结果分析 图3 2 分别给出了主开关管驱动信号波形( 上波形) 和辅助开关管驱动信号波形 ( 下波形) 。 ! 滞 ： - 2 搿j 3 ，8 0 ；：磊：；磊f ；i ：；i = 菇：磊： 爵j ；i 蔷 图3 2 主开关管和辅助开关管驱动信号波形( 横轴：时间，纵轴：电压) t ； 粉童：二二二：二二二i = = 二：= 黧轰：= ：二= ：= i； ； j ； # “；1 一1 一t r j 2 9 8 8 * 0 9 9 2 n s 3 9 8 自50 0 。9 6 幅0 # s 群 8 eu 御曝 图3 3 辅助电感电流和输入电流波形( 横轴：时间，纵轴；电流) 图3 3 给出了辅助电感电流和变换器输入电流波形，可以看出，辅助电路工作时 一 一 一 一 二 一 一 一 二 一 ! |二一羔 | 芝一 篓 n #0 华中科技大学硕士学位论文 间很短，只是在主开关管开通时工作一段时间，因此辅助电路的损耗很小。 0 ，： c ；￥# 、b ；5 ，0 ，9 4 ；# ? # ： i ：? t 图3 4 主开关管管压降波形( 横轴：时间，纵轴：电压) 图3 4 给出了主开关管管压降波形，当主开关管开通时，辅助电路已经使其电压 下降到零，并且其反并联二极管也已经导通，因此主开关管是零电压开通的。当主开 关管关断时，其并联电容限制了电压上升率、使电压缓慢上升，从而主开关管是零电 压关断的，而且主开关管最大管压降就是系统输出电压2 2 0 v d c 。 0 女； 0 n 0 9 ，e g n f ： 一： ： 0 警# 8 ：；0 、# # s 0 ：” 图3 5 升压二极管电流波形( 横轴：时间，纵轴：电流) 图3 5 给出了升压二极管电流波形，当主开关管导通时，升压二极管电流已经下 降到零，因此不存在反向恢复问题。 ? ： ；群 j # # 0 # # | j # 0 ，# # $ 酢0 9 8 2 # 3 9 8 m s 2 ，8 班n e3 7 n #0 9 、 # f z ? ：0 图3 6 辅助开关管管压降波形( 横轴：时间，纵轴：电压) 图3 6 给出了辅助开关管管压降波形，辅助开关管关断时，其管压降迅速上升 显而易见，辅助开关管是磋关断的，因此存在着比较大的关断损耗。 一一 一 一 一 一 一 一 一 一 一 一一 |，歹i | | 、o _ 、 ， v # 0 j # 0 华中科技大学硕士学位论文 该b o o s t 零电压转换( z v t ) p 肼变换器，系统输入电流为，= 8 0 7 a ，辅助谐振 电感和辅助谐振电容的特征阻抗为： 耻倍4 1 4 n ( 3 _ 1 ) 谐振电感电流的最大峰值为： ，k 。= ，+ 争= 2 3 6 3 爿( 3 2 ) 。r i：。，。，7、。、，7，77、。，_。1。、，。，。77、。、，7 ，、。，7 | on # s i 0 ； ：k i ( e ；) 掸：耵( 甜 | ：+ * l i l ，) 图3 7 系统稳态工作时的瞬时效率波形( 横轴：时间，纵轴：无单位) ；s # 9 j # l5 5 # 4 0 t ；一- ：一一- - ，一一 3 9 ，g 摘1 s3 9 、# 2 f 8 j0 ，8 ；4 93 窜、0 熄s oa j r f f q 珏g f i j 0 ：+ ) * t r j ；，自冉s # 牡： 8 ：，- i 1 8 ) ) 图3 8 系统稳态工作时的平均效率波形( 横轴：时间，纵轴：无单位) 图3 7 给出了该b o o s t 零电压转换( z v t ) p w m 变换器进入稳态工作时的瞬时效 率波形，图3 8 则给出了该b o o s t 零电压转换( z v t ) p 删变换器进入稳态工作时的 平均效率波形。由图3 8 可知，系统稳态运行时，效率为9 4 8 7 2 9 m ( 即为 9 4 8 7 2 9 z9 4 9 ) 。 3 2 改进型b o o s t 零电压转换( z ，t ) p w 变换器仿真 3 2 i 仿真模型建立 仿真模型数据参数 输入电压( 额定值) ：矿= 1 5 0 v d c 输出电压( 额定值) ： 圪= 2 2 0 v d c 华中科技大学硕士学位论文 输出电流( 额定值) ：，。= 5 5 a 输出功率( 额定值) ：p o = 1 2 1 k w 开关频率：r = 2 4 k h z 升压电感：l ，= 1 2 2 m h 滤波电容：c 。= 4 7 0 1 7 辅助谐振电感：l 。= 4 0 p h 辅助谐振电容：c ，= o0 1 且f 辅助谐振电容： c 。= o2 z f 功率器件模型选取 主功率开关管和辅助功率开关管模型均选取：z i m b l 3 0 l 一0 6 0 主电路升压二极管和辅助二极管模型均选取：d b r e a k p s p i c e 仿真环境下仿真模型电路如图3 9 示。 图3 9 改进型b o o s t 零电压转换( z v t ) p w m 变换器仿真模型图 3 2 2 仿真结果分析 图3 1 0 分别给出了主开关管驱动信号波形( 上波形) 和辅助开关管驱动信号波 形( 下波形) 。 图3 1 1 给出了辅助电感电流和输入电流波形，可以看出，辅助电路工作时间很 短，只是在主开关管开通时工作一段时间，因此辅助电路的损耗很小。 该改进型b o o s t 零电压转换( z v t ) p w m 变换器，系统输入电流为，= 8 0 7 a ，辅 助谐振电感和辅助谐振电容的特征阻抗为： f z 口2 侍“3 2 5 q 谐振电感电流的最大峰值为：i l 一= + 笋= 1 1 5 5 爿 华中科技大学硕士学位论文 s 靶、， ： ? 0 l ； ： o ： ) 0 9 8 煳5s # 2 # 皤0 ，# ； ：# j ：+ j 图3 1 0 主开关管和辅助开关管驱动信号波形( 横轴：时间，纵轴：电压) 3 90 翻3 q ，日0 3 8 j 札# 8 4 # 群 of l ；：j ，一 ： a 图3 1 1 辅助电感电流和输入电流波形( 横轴：时间，纵轴：电流) 可见，与b o o s t 零电压转换( z v t ) p w m 变换器相比，改进型b o o s t 零电压转换 ( z v t ) p w m 变换器中辅助谐振电感电流的最大峰值要小得多，只有1 1 5 5 a ，而在b o o s t 零电压转换( z v t ) p w m 变换器中，辅助谐振电感电流的最大峰值为2 3 6 3 a 。这是因为 在b o o s t 零电压转换( z v t ) p 肼变换器中，直接并联在主开关管上的辅助谐振电容 c ，较大，辅助谐振电感与之谐振工作时，其特征阻抗较小，导致最大峰值电流较大。 而在改进型b o o s t 零电压转换( z v t ) p 雕变换器中，主开关管的缓冲电容主要是辅 助谐振电容c 。，直接并联在主开关管上的电容c ，可以就是它的结电容，其值很小， 因此谐振工作时特征阻抗较大，从而辅助谐振电感电流的最大峰值就很小。 图3 1 2 给出了主开关管管压降波形，可以看出，当主开关管开通时，辅助谐振 电路已经使其电压下降到零，并且其反并联二极管也已经导通，因此主开关管是零电 压开通的；当主开关管关断时，其并联电容c ，和辅助谐振电容限制了其电压上升率、 华中科技大学硕士学位论文 使电压缓慢上升，因此主开关管是零电压关断的，而且主开关管最大管压降就是系统 稳态输出电压2 2 0 v d c 。 。” 一一一j 。 。1， l? “ l ；i ；洲： ； ?i，l 。jl ； i 一一 ： ： 一 i ? 。e r i? $ # 0 9 ，8 蛳! ： # 0 8 褂口# s 0 7 ，+ ：0 j 图3 1 2 主开关管管压降波形( 横轴：时间，纵轴：电压) 2 篓；。jf “j乒“| 。! l ； i 。 i ： ； 。 j l o ! # n # 、 9 、嚣2 ，；3 9 ，# 自$ 虾0 9 ，8 f 晾 + f 2 1 ：j 图3 1 4 辅助开关管管压降波形( 横轴：时间，纵轴：电压) 图3 1 4 给出了辅助开关管管压降波形，可以看出，辅助开关管关断时，辅助谐 振电容限制了其电压上升率、使电压慢慢上升，因此辅助开关管是零电压关断的。 图3 1 5 给出了辅助谐振电容的电压波形，可以看出，辅助谐振电容放电时，它 作为主开关管的缓冲电容：而当其充电时，又作为辅助开关管的缓冲电容，因此，辅 助谐振电容既是主开关管的辅助谐振电容又是辅助开关管的谐振电容。 图3 1 6 给出了系统稳态工作时主开关管瞬时功耗波形，图3 1 7 给出了系统稳态 华中科技大学硕士学位论文 图3 1 5 辅助谐振电容电压波形( 横轴：时间，纵轴：电压) 图3 1 6 系统稳态工作时主开关管瞬时功耗波形( 横轴；时间，纵轴：瓦) 图3 1 7 系统稳态工作时主开关管平均功耗波形( 横轴：时间，纵轴：瓦) 工作时主开关管平均功耗波形，图3 1 8 给出了系统稳态工作时辅助开关管瞬时功耗 波形，图3 1 9 给出了系统稳态工作时辅助开关管平均功耗波形。可以看出，辅助开 关管的功耗比主开关管功耗小得多，其中，系统稳态工作时，主开关管平均功耗为 5 9 8 2 5 wz6 0 w ，而辅助开关管平均功耗则只有2 1 8 1 9 w * 2 2 w 。 图3 2 0 给出了该改进型b o o s t 零电压转换( z v t ) p l w t 4 变换器进入稳态工作时的 瞬时效率波形，图3 2 1 则给出了该改进型b o o s t 零电压转换( z v t ) p w m 变换器进入 稳态工作时的平均效率波形。由图3 2 1 可知，系统稳态运行时，效率为9 8 8 3 2 8 m ( 即 为9 8 8 3 2 8 9 8 8 ) 。 、 可见，改进型b o o s t 零电压转换( z v t ) p w m 变换器进入稳态工作时的效率比b o o s t !一 一 0 许 华中科技大学硕士学位论文 j 00 ：、0 e ，：n 。0 | 0 0 0 z ：jt 0 ：2 jj 图3 1 8 系统稳态工作时辅助开关管瞬时功耗波形( 横轴：时间，纵轴：瓦) 8 口0、# 2 ：! j3 3 ：噱：；p 8 s口# 耙 # ：；i ：n # j ：b ：，；0 ? ：j j 图3 1 9 系统稳态工作时辅助开关管平均功耗波形( 横轴：时间，纵轴：瓦) ，7 ! ! 、一、一。，一，7j，f，+，。、。、，：?一。”，。，。 00 ：r t 0 t ，3 翱；0 3 0 t 酢0 口# 抽；0 0 # 0 蝌； # 口。0 # 0 ，0 m j l j 女# s ：f o o ：， ，l f 3 t ? j ，目8 # g 0 i n ： 一j # j ! ， # 口e # 、 0 # 、 8 0 图3 2 0 系统稳态工作时的瞬时效率波形( 横轴：时间，纵轴：无单位) i 5 90 j 9 m 螂0j ：搏m j 0 譬、# 撤辑0 渖# # 0 p ，8 $ *0 如# 蝣9 、8 # 托l 二$ 0 t 8 站s “ j ；：e j 聃l ) # 8 s 珏i ：+ t ( # i l j ) 图3 2 1 系统稳态工作时的平均效率波形( 横轴：时间，纵轴：无单位) 零电压转换( z v t ) p w i - i 变换器( 辅助开关管硬开关) 高得多，这主要是因为改进型b o o s t 零电压转换( z v t ) p w , t 变换器中，其辅助开关管实现了零电压关断，而在b o o s t 零 一 一 一 一 一 一 华中科技大学硕士学位论文 电压转换( z v t ) p w m 变换器中，其辅助开关管是硬关断的，其关断损耗比较大。 3 3 硬开关b o o s tp w m 变换器仿真 上述3 1 和3 2 分别详细给出了b o o s t 零电压转换( z v t ) p w m 变换器( 辅开关 管硬开关) 和改进型b o o s t 零电压转换( z v t ) p w m 变换器仿真分析。为了与硬开关b o o s t p 删变换器进行对比，下面简单给出硬开关b o o s tp 删变换器的仿真。 3 3 1 仿真模型建立 仿真模型数据参数 输入电压( 额定值) ：k = 1 5 0 v d c 输出电压( 额定值) ：v o = 2 2 0 v d c 输出电流( 额定值) ： ，。= 5 5 a 输出功率( 额定值) ：只= 1 2 1 k w 开关频率：正= 2 4 k h z 升压电感：l ，= 1 2 2 m h 滤波电容：c 。= 4 7 0 u f 功率器件模型选取 功率开关管模型选取：z i m b l 3 0 l 一0 6 0 主电路升压二极管和辅助二极管模型均选取：d b r e a k p s p i c e 仿真环境下仿真模型电路如图3 2 2 示。 图3 2 2b o o s tp 删变换器仿真模型图 3 3 2 仿真结果分析 图3