（信息与通信工程专业论文）基于fpga的oqpsk调制解调器设计与实现.pdf

国防科学技术大学研究生院工学硕士学位论文 摘要 偏移正交相移键控( o q p s k o f f s e tq u a d r a t u r ep h a s es h i f tk e y i n g ) 调制技术 是一种恒包络调制技术，具有频谱利用率高、频谱特性好等特点，广泛应用于卫 星通信和移动通信领域。 论文以某型侦收设备中o q p s k 解调器的全数字化为研究背景，设计并实现了 基于f p g a 的全数字o q p s k 调制解调器，其中调制器主要用于仿真未知信号，作 为测试信号源。论文研究了全数字o q p s k 调制解调的基本算法，包括成形滤波器、 n c o 模型、载波恢复、定时恢复等；完成了整个调制解调算法的m a t l a b 仿真。 在此基础上，采用v h d l 硬件描述语言在x i l i n x 公司i s e 7 1 开发环境下设计并实 现了各个算法模块，并在硬件平台上加以实现。通过实际现场测试，实现了对所 侦收信号的正确解调。论文还实现了解调器的百兆以太网接口，使得系统可以方 便地将解调数据发送给计算机进行后续处理。 关键词：o q p s kf p g a 载波恢复定时恢复以太网 第i 页 国防科学技术大学研究生院工学硕士学位论文 a b s t r a c t o q p s k ( o f f s e tq u a d r a t u r ep h a s es h i f tk e y i n g ) m o d u l a t i o nt e c h n o l o g yi sa c o n s t a n te n v e l o p em o d u l a t i o nt e c h n o l o g y ，w h i c hp o s s e s s e sf e a t u r e so fh i g hs p e c t r u m u t i l i z a t i o nr a t i o ，b e t t e rs p e c t r u ms p e c i f i c a t i o n ，n 碡m o d e mm e t h o dh a sb e e ne m p l o y e d i ns a t e l l i t ec o m m u n i c a t i o ns y s t e ma n dm o b i l ec o m m u n i c a t i o n s y s t e m 。 n 伦p a p e rd e s i g n sa n dr e a l i z e saf p g a - b a s e da l ld i g i t a lo q p s km o d e m , w h i c hi s b a c k 毋o u n d sa l ld i g i t a lo q p s k d e m o d u l a t o ro ft h ed e v i c e sf o rr e c o n n a i s s a n c e ，i nt h i s m o d e m ，t h em o d u l a t o ri sas i g n a lg e n e r a t o rf o rs i m u l a t i n gt h et l r l k n o w 1o q p s ks i g n a l m p a p e rr e s e a r c h st h eb a s ea l g o r i t h ma b o u ta l ld i g i t a lo q p s km o d e m ，s u c ha sp u l s e s h a p i n gf i l t e r , n c om o d e l ，c a r r i e rr e c o v e r ya n dt i m i n gr e c o v e r y ；c o m p l e t e st h e a l g o r i t h ms i m u l a t i o n 州mm a t l a b b a s e do nt h i s u n d e rt h ei s e 7 1o fx i l i n x c o m p a n y , v e r yh i g hs p e e di n t e g r a t e dc i r c u i th a r d w a r ed e s c r i p t i o nl a n g u a g e ( v h d l ) h a sb e e na d o p t e df o rd e s i g n i n ga n di m p l e m e n t i n ge v e r ym o d u l e ，w h i c hi sb a s e d d e s i g n e dh a r d w a r ep l a t f o r m v i af a e tt e s t i n g t h eo q p s kd e m o d u l a t o ra c h i e v e s s c h e d u l e do b j e c t t h ep a p e ra l s oi m p l e m e n t s1 0 0 me t h e r n e ti n t e r f a c ef o rt h e d e m o d u l a t o r ，w h i c hc o u l dc o n v e n i e n t l yt r a n s m i tt h ed a t ao fd e m o d u l a t e dt op cf o r m o n i t o r k e yw o r d s ：o q p s k ，f p g a ，c a r r i e rr e c o v e r y ，t i m i n gr e c o v e r y 。e t h e r n e t 第i i 页 国防科学技术大学研究生院工学硕士学位论文 图目录 图2 1q p s k o q p s k 信号星座图。4 图2 2o q p s k 等效基带模型4 图2 3 升余弦滤波器时域波形图6 图2 4 数字下变频器的组成7 图2 5 数控振荡器n c o 的内部结构方框图8 图2 6 四次方环载波恢复1 0 图2 7 松尾环鉴相特性1 2 图2 8 环路滤波器功能框图1 4 图2 9 内插符号同步原理框图1 5 图2 1 0 内插控制信号对应关系图1 6 图2 1 1 内插符号同步结构框图1 6 图2 1 2 符号同步环路滤波器结构图1 7 图2 1 3n c o 相位控制字调整图1 8 图2 1 4 码元绝对值运算示意图2 0 图2 1 5m a t l a b 仿真程序框图。2 l 图2 1 6 系统误码率3 0 图3 1o q p s k 调制解调顶层原理图3 2 图3 2s p 和星座映射模块功能仿真图3 3 图3 3 成形滤波模块功能仿真图3 5 图3 4 数字下变频模块功能仿真图3 6 图3 5 载波恢复模块仿真图3 7 图3 6 定时恢复模块功能仿真图。3 7 图3 7 系统功能仿真图3 8 图3 8 以太网帧发送流程图4 1 图3 9 发送数据结构4 2 图4 1a d 9 8 5 7 内部结构功能图4 5 图4 2a d 9 4 3 3 内部结构功能图4 7 图4 3d m 9 0 0 0 a 功能结构图4 7 图4 4 调试平台4 9 图4 5 调制器信号星座图5 0 图4 6 解调器解调输出信号星座图5 0 图4 7 以太网帧接收状态5 1 第1 v 页 国防科学技术大学研究生院工学硕士学位论文 图4 8 解调数据。5 l 第v 页 国防科学技术大学研究生院工学硕士学位论文 表目录 表3 1 星座映射关系3 3 第1 页 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研 究成果尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已 经发表和撰写过的研究成果，也不包含为获得国防科学技术大学或其它教育机构的学 位或证书而使用过的材料与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均己在论文 中作了明确的说明并表示谢意 学位论文题目：基土e 盥i 鲍q q ! 塾塑剑篮塑墨遮j 土星塞理 学位论文版权使用授权书 本人完全了解国防科学技术大学有关保留，使用学位论文的规定。本人授权国 防科学技术大学可以保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子文档，允 许论文被查阅和借阋；可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索 可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存，汇编学位论文 ( 保密学位论文在解密后适用本授权书。) 学位论文题目：基王堕i 盟q q 坠k 塑剑筮塑墨遮i 土生塞塑 学位论文作者签名：茎望查日期：妒年。f 月，弓日 储指导教师擀：盘羽险 魄c a , - - 6 # - ，f 月哆日 国防科学技术大学研究生院工学硕士学位论文 第一章绪论 1 1 课题的应用背景 o q p s k 调制技术是一种恒包络调制技术，受系统非线性影响小，具有较高的 带宽利用率和功率利用率，在卫星环境、无线环境下得到广泛应用【l l 。因此，在通 信信号侦收设备所处理的信号中，存在大量的o q p s k 信号。 在传统的侦收设备中，接收机的解调单元都是采用模拟处理方法和器件实现 的。大都使用了模拟滤波器、鉴相器( 乘法器) 和压控振荡器( v c o ) 。这种传 统的模拟解调单元电路体积大，形式复杂；调试过程复杂、调试周期长；器件内 部噪声大，易受环境影响，可靠性差。因此，这种传统的侦收设备不能完全发挥 数字通信的优势，实现信号的最佳接收。 随着大规模集成电路( v l s i ) 技术和工艺的进步，数字集成电路的复杂度和 功能达到了前所未有的高度，以专用集成电路( a s i c ) 、数字信号处理器( d s p ) 、 和现场可编程逻辑门阵列( f p g a ) 为代表的i c ，已经在工业生产中得到大觌模的 应用。这些技术和工艺的快速发展，给侦收设备中解调单元的全数字化提供了可 能。 全数字化的调制解调器与传统的模拟电路调制解调器相比主要有以下优点： i 硬件电路稳定、通用、易维护；电路的稳定性好，基本不受环境、器件个 体性能差异因素影响，无需复杂的电路调试。 2 算法由软件实现，可以在通用的硬件平台上用不同的算法实现不同的调制 解调器。数字调制解调算法通过计算机设计仿真，易于调试。 3 易于实现自适应接收，可以切换或者调整系统软件，加载不同的算法，实 现对多种不同体制信号的自适应接收。 4 利于集成，随着数字器件的高速发展，数字接收机的集成度越来越高，使 通信设备的小型化成为可能。 本课题正是以某型侦收设备中o q p s k 解调器的全数字化为背景展开研究，设 计并实现全数字o q p s k 调制解调器。 第1 页 国防科学技术大学研究生院工学硕士学位论文 1 2 研究现状 现今，大多数通信系统的数字化调制解调技术已经相当成熟，可以很好的实 现多种数字信号的接收解调。然而在调制解调算法的实现中，大多采用a s i c 和 d s p ，这类器件都有一定的缺陷。a s i c 处理速度快，但是开发成本高，而且内部 功能不可改变，这样使得系统的可重构性很低，当设备兼容的无线接口增加时， 就必须增加执行相应信号处理的a s i c ，使得设备的体积和成本随无线接口的增加 而不断增大。d s p 可以通过更改软件来变更其功能，可重构性好，但它的处理速 度慢，逐渐跟不上越来越高的信号处理速度的需求。f p g a 可以看作是介于a s i c 和d s p 之间的一种实现手段。它既具有a s i c 的高速处理能力，又拥有很好的可 重构性能，而且开发成本低，开发周期短，优势十分明显【2 】。 f p g a 技术打破了软硬件之间最后的屏障，虽然其功能开发是通过e d a 软件 实现的，但其物理机制属于纯硬件电路。跟其它的开发方式相比，f p g a 有多方面 的优势，可归纳如下： 1 高速。f p g a 的时钟延迟可达纳秒级，结合其并行工作方式，在高速应用 领域和实时测控领域方面有非常广阔的应用前景。 2 可重构性好。f p g a 的配置程序可以多次加载，根据不同的系统要求，可 以加载相应的系统配置程序，完成不同的系统功能。 3 开发周期短。相应的e d a 软件功能强大，开发过程直观，可以在很短的 时间内完成十分复杂的系统的设计，可以节约大量开发成本。 4 应用范围广泛。目前f p g a 的容量选择范围很大，最大可达上千万门，几 乎可以实现任何形式的数字电路和数字系统的设计。 本课题选用x i l i n x 公司的v i r t e x i i 系列f p g a 实现该全数字化o q p s k 调制 解调器，其中调制器用于模拟未知信号。 目前，实现的难点主要有： 1 信号存在较大的载波频偏：由于本地时钟的精度有限，解调器输入的信号 会有较大的载波频偏。 2 信号的时钟不精确：由于本地时钟的稳定度有限，信号的时钟精度较低， 并且时钟的相位未知。 3 信号的信噪比低：在实际侦收环境中，输入信号不一定在正常接收范围内， 信号质量可能比较差。 本文通过全面深入的研究，设计并实现了性能良好的载波恢复、定时恢复算 法，克服了以上技术难点，最终成功满足了课题的设计要求。 第2 页 国防科学技术大学研究生院工学硕士学位论文 1 3 论文主要工作及内容安排 本文的主要进行了以下工作： 1 广泛研究了各种数字调制解调与同步算法，对与o q p s k 调制解调有关的 主要算法进行了深入的理论分析，并进行了仿真验证。 2 根据系统设计要求，提出了o q p s k 全数字调制解调器的系统设计方案。 用m a t l a b 进行了系统功能仿真。 3 在自行设计的硬件平台上实现了调制解调器的成形滤波、载波恢复和定时 恢复等关键算法，设计完成了一种新的全数字调制解调器。 4 根据系统设计要求，设计并实现了百兆以太网接口，将解调出的基带数据 直接转换成以太网数据格式，发送给计算机进行后续处理。 本文的主要内容安排如下： 第一章：绪论。主要概述了全数字o q p s k 调制解调器的应用背景及意义，以 及本文的设计目标和论文的主要内容。 第二章：o q p s k 调制解调器原理及其m a t l a b 仿真。简要介绍了o q p s k 调制解调原理，详细介绍了其主要部分的设计方案。并在其基础上，对整个调制 解调器功能进行了m a t l a b 仿真。 第三章：o q p s k 调制解调器的f p g a 设计与实现。详细说明了调制和解调模 块中各个子模块的f p g a 设计与实现，以太网接口模块的f p g a 设计与实现。并 给出了各个模块和整个系统的功能仿真波形。 第四章：硬件平台设计与性能测试。简单介绍了硬件平台的功能结构，各个 芯片的主要性能。对调制解调器进行了性能测试，给出了测试结果。 第五章：对全文做了总结。 第3 页 国防科学技术大学研究生院工学硕士学位论文 第二章o q p s k 调制解调器原理及其m a t l a b 仿真 2 1o q p s k 调制解调器原理 o q p s k 也称为偏移正交相移键控( o f f s e t - q p s k ) ，是q p s k 的改进型。它与 q p s k 有同样的相位关系，也是把输入码流分成两路，然后进行正交调制。不同点 在于它将同相和正交两支路的码流在时间上错开了半个码元周期。由于两支路码 元半周期的偏移，每次只有一路可能发生极性翻转，不会发生两支路码元极性同 时翻转的现象。因此，o q p s k 信号相位只能跳变0 0 、+ 9 0 0 ，不会出现1 9 0 0 的相位 跳变，所以频带受限o q p s k 的信号包络起伏比频带受限q p s k 的信号小，经限幅 放大后频带展宽得少，故o q p s k 性能优于q p s k 。o q p s k 信号星座图如图2 1 所示： 图2 1q p s k o q p s k 信q - 星座圈 o q p s k 调制技术具有较高的带宽利用率和功率利用率，并且具有恒包络特性， 受系统非线性影响小。【3 】【4 】。因此o q p s k 广泛应用于卫星通信和移动通信领域。 在本课题中用于理论分析的o q p s k 等效基带模型【5 1 如图2 2 所示： 信道模型 基带成形 s ( t )哟 滤波器 丫节 - 解调器 n ( t )e j ( 。( ) q + 岛) 图2 2o q p s k 等效基带模型 图中所有信号为复数形式的基带信号，首先生成码元序y u c , = q + 岛 第4 页 国防科学技术大学研究生院工学硕士学位论文 o q p s k 复基带信号可以表示为： s ( 七) = 压i q g ( 圮一i t ) + y b , g ( k t , 一f t - r 2 ) l ( 2 1 ) 其中q 和岛在 一1 ，1 中取值，分别表示正交调制中的i 路和q 路信号；z 表示 调制器的采样周期；毛表示平均比特能量；t 表示符号周期；g ( f ) 表示成形滤波 器的冲击响应，其详细表达式见本章节2 1 1 。 复基带信号经正交调制、数模转换后，输出为已调模拟中频信号s ( 0 。s ( f ) 经 过信道模型后，解调器收信号为尺o ) 。且( o 首先经过模数转换变为数字中频信号， 再经过一个固定频率的数字下变频器变为复基带信号r ( 后) 。表示为： r ( 1 c ) = 爵7 。圮+ 岛f 岛g ( j i c 一汀一f ) + - ，包g ( 螺一盯一形2 一f ) l + ，2 ( j i ) ( 2 2 ) 其中c o ( k ) 和岛分别表示解调器输入信号经数字下变频后残留的频偏和相偏； z 表示解调器的采样周期；f 表示信号定时偏差：n ( d 表示复高斯白噪声信号。 将j ( 后) 代入上式可得： r ( = p 。“矾+ 岛0 ( j j z 一) + 疗( ( 2 3 ) r ( 七) 送入载波恢复模块，去除残留频偏和相偏，得到： x ( i ) = s ( k t , 一f ) + 以( ( 2 4 ) 其中撑( 七) 仍然为数字高斯白噪声信号。 x ( d 经过匹配滤波器后，得到： y ( = s ( 圮- r ) 1 - 1 。( d ( 2 5 ) 其中j ( | j ) = j ( 七) g ( j ) = 瓦i q ( 蝇一i t ) + y b , h ( k t , - f t - t 2 ) i g ( 七) 为数字匹配滤波器的系数。 ( 七) = g ( | j ) o g ) ，当匹配滤波器系数g ( 后) 和成形滤波器系数g ( k ) 匹配时，则 ( | ) 满足奈奎斯特第一准则即： j ( o ) 2 1( 2 6 ) i h ( o = o ， i 0 、7 胛( 七) 仍然为数字高斯白噪声信号。 y ( 1 j ) 送入定时恢复模块，计算出定时估计值，得到： z ( d = j ( k t , ) + 栉。( ( 2 7 ) 玎。( 仍然为数字高斯白噪声信号。 分别对z ( k ) 实部和虚部进行判决得到序列忙) 和p ) ，若忽略噪声的影响可 国防科学技术大学研究生院工学硕士学位论文 得： f 一 a t 铂 ( 2 8 ) 慷= 岛 恢复出原始数据序列。 由以上公式推导可以得到：在o q p s k 调制解调器设计中成形滤波、数字下变 频、载波恢复和定时恢复是实现o q p s k 调制解调器的难点和重点。 2 1 1 成形滤波 在数字通信系统中，由于基带码元采用矩形波表示，其频谱是无限宽，当信 号通过实际带限信道，频域截短，时域变为无限，产生码间串扰，为了克服码间 串扰，需要对码元进行成形滤波。实际应用中，大多采用升余弦滤波器作为成形 滤波器。 具有滚降系数口的升余弦滚降特性h ( c o ) 可表示为： 日( 国) = 喇 但2 3 s 4 ( t ) 经过调谐到4 z 的带通滤波器产生了载波四倍频的正弦信号分量，驱动 p l l 并进行四分频得到本地相干载波。 可以看出：该环路无需精确的数据判决，即使信道中存在严重的衰落，误比 特率较高，环路也可以实现同步，恢复出相干载波，这样载波环路可以独立于均 衡器而实现。但是四次方在实现中，硬件复杂度较高。另外四次方环法属于中频 处理方式，环路工作在载波频率上，从硬件实现考虑，对时序和硬件资源要求都 比较高。四次方环中的v c o 输出必须四分频，以生成锁相的载波用来解调信号。 分频器的输出相对于接收信号相位存在四重相位模糊，因此在发送端需要对调制 数据进行差分编码。 ( 2 ) 松尾环网 松尾环的鉴相器函数为： g ( f ) = s 劬( j ( f ) ) o s 切( q ( f ) ) 0 5 劬( q ( f ) + 地) ) o j 劬( q 一，( f ) ) ( 2 2 3 ) 令接收机接收的o q p s k 中频调制信号为： 胄( f ) = a k c o s ( 哝f ) + s i n ( c o 。t ) ( 2 2 4 ) 其中鲰和为同相支路和正交支路的符号；纹为载波频率。 假设接收机本地的v c o 产生的载波信号为c o s ( 吐f + 痧) 和s i i l ( 哎，+ ) ，为输 入中频调制信号和接收机本地产生的载波的相位差。在正交解调中，同相支路和 正交支路信号分别为： 厶；c o $ ( ( o c t + 矿) r ( 力 = c o 口，+ 矿) ( 嚷c o s ( 砬，) + 良s i n ( o j ：) ) ( 2 2 5 ) = ( 1 2 ) ( 以e o s ( 2 t + 扔+ a k c o s ( 妒) + s i n ( 2 f + ) 一s i n ( ) ) 通过低通滤波器( l p f ) 后，滤掉2 倍频的信号分量，得到： 厶- - ( 1 2 ) ( a kc o s ) 一b ；s i n ( c ) ) ( 2 2 6 ) g 2 8 i n ( t o ：+ 矿) r o ) ( 2 2 7 ) = s i n ( c o ：+ # ) ( a kc o s ( c o g ) + 钆s i n ( c o 。t ) ) 。 通过低通滤波器( l p f ) 后，滤掉2 倍频的信号分量，得到： 第1 1 页 国防科学技术大学研究生院工学硕士学位论文 q 2 = ( 1 2 ) ( a ls i n ( ) + b kc o s ( c ) ) ( 2 2 8 ) 厶= q 2 + ，2 = ( 1 2 ) 嚷( s i n + c o s ) + 以( c o s 矿一s i n ) ( 2 2 9 ) q 3 = q 2 一厶= ( 1 2 ) 吼( s i l l 一c o s ) + 6 i ( c o s 矿+ s i n 庐) ( 2 3 0 ) 将厶、绞、毛和q 3 分别代入鉴相器函数得到鉴相误差信号与载波相位差之 间的关系： g ( f ) = s 劬( l ) 国s 劬( q ) o j 研( 厶) o s 初( q 3 ) = s i g n s i n ( 4 # 5 j ) 】 ( 2 3 1 ) 上式就是该环路的鉴相函数，它的鉴相特性如图2 7 所示。 图2 7 松尾环鉴相特性 由图可知，此环路在0 2 万之间有0 ，2 ，万，3 , , - 2 四个可正常工作的稳定 锁定点，并且鉴相特性为矩形。在实际应用中，由于n c o 输出的是载波的不连采 样点，同时松尾环的鉴相特性又不是连续变化的，使得锁相环很难稳定工作，为 此有人提出了改进的松尾环，使鉴相函数为e ( f ) = s i n ( 4 # i ) ，成为个具有正弦特性 的鉴相器。这种环路由于鉴相特性比较平缓，因此环路工作比较稳定，但是它具 有州4 处的相位滞留，且环路跟踪速度较慢。 ( 3 ) 硬判决c o s t a s 环【1 8 】【1 9 1 硬判决型c o s t a s 环是利用i q 两路硬判决后的信号，采用算术运算和逻辑运 算的方法，对正交解调输出的两路基带信号进行非线性处理，产生相位误差控制 信号，通过环路滤波，控制载波恢复锁相环路 2 0 p ”。 硬判决型c o s t a s 环的鉴相器函数为： e ( f ) = 鳓即 ，o ) q ( f ) 一s 劬 q ( f ) ，( f ) ( 2 3 2 ) 令接收机接收的o q p s k 中频调制信号为： 第1 2 页 国防科学技术大学研究生院工学硕士学位论文 r ( t ) = 嚷c o s ( c o ) + s i i l ( q f ) ( 2 3 3 ) 其中a k 和玩为同相支路和正交支路的符号；眈为载波频率。 假设接收机本地的v c o 产生的载波信号为s ( 吐f + ) 和s i l l ( 纹f + 矿) ，为输 入中频调制信号和接收机本地产生的载波的相位差。在正交解调中，同相支路和 正交支路信号分别为： = c o s ( c o + # ) r ( o = c o s ( 吐f + ) ( 啦c o s ( c o g ) + 魂s 试咤f ) ) ( 2 3 4 ) = ( 1 2 ) ( 吼c o s ( 2 c o j + f 1 ) + a k c o s ( 妒) + s i n ( 2 c a d + # ) - b , s i n ( ) ) 通过低通滤波器( u f ) 后，滤掉2 倍频的信号分量，得到： 厶= ( 1 2 ) ( qc o s ( # ) - b , s i l l ( ) ) ( 2 3 5 ) q ：芝篇= o o s ( 0 0 。t ) + b , s i n ( c o o t ) ) 6 ) = s i n ( 6 f + ) ( 、7 通过低通滤波器( l p f ) 后，滤掉2 倍频的信号分量，得到： q 2 = ( 1 2 ) ( & s 坂) + 阮c o s ( ) ) ( 2 3 7 ) 厶和q 2 进行硬判决后，分别和q 2 和，2 相乘，得到q 和厶。 厶= ( 1 2 ) ( 吼瓯c o s ( 痧) - b s i n ) ) ( 2 3 8 ) q 3 = ( 1 2 ) ( 唧魄c o s ) + s i n ) ) ( 2 3 9 ) 将厶和q 分别代入鉴相器函数得到鉴相误差信号与载波相位差之间的关 系： p o ) = q 3 一厶= s 叫矽) ( 2 4 0 ) 其中z = 配= 1 上式即为该环路的鉴相函数，可以明显看出它的鉴相特性是连续的正弦函数。 e ( f ) 输出通过环路滤波器，控制v c o 产生本地相干载波，完成整个载波恢复环路。 当环路锁定后，v c o 的输出可以跟踪输入信号的变化，产生同频同相的相干载波。 此时厶和q 2 的输出就是解调器解调出来的基带信号，直接送给后续的时钟恢复模 块，完成时钟恢复和数据判决。 在以上载波恢复环路设计中，都用到了数字锁相环理论1 1 同。而在数字锁相环 的设计中，环路滤波器的设计至关重要。 环路滤波器在锁相环设计中，主要是为了滤掉环路的相位噪声和基带信号， 提取环路误差信号，控制v c o 捕获和跟踪在输入载波频率，得到本地同频同相的 相干载波。一般情况下，环路滤波器采用理想比例积分滤波器，整个环路构成二 阶锁相环，而二阶环路是稳定的。其功能框图如图2 8 所示： 第1 3 页 国防科学技术大学研究生院工学硕士学位论文 c 1 v 圈2 8 朴龉撼拔错功h b 框田 由图2 8 容易得出其传递函数为： 一l f ( 2 ) 2 c 1 + c 2 青 可以将n c o 看作一个数字积分器模型： 一l ( 2 ) = 民寺 l f 可得到整个二阶锁相环的传递函数： ( 2 4 1 ) ( 2 4 2 ) 刖2 一 f ( j ) = 三f l = 墨c ，吃= 雹c ( 2 4 4 ) 疗o ) 2 乏女 ( 2 4 6 ) 设q = 、喜，定义为环路自然振荡频率：孝= 1 荨，定义为环路阻尼系数 第1 4 页 国防科学技术大学研究生院工学硕士学位论文 刖2 褊 ( 2 4 7 ) 当略r z 口1 时，有s = 归* 0 一1 ) c ，可以得到： q = 2 纸乃k ( 2 4 8 ) c 2 = 乎k( 2 4 9 ) 为了减少噪声引起的相位抖动，得到更好的输入信号，环路带宽应该尽量取 窄一点，另一方面，要求环路有较快的捕获时间，从而环路带宽又得尽量取宽一 点。因此在设计环路滤波器时，应该兼顾这两方面，折衷考虑。 2 1 4 定时恢复 在同步数字通信系统中，定时恢复是接收机必须完成的一个重要工作，它包 括定时误差信息的提取和定时的调整等部分。在传统的接收机中，定时信息的提 取是通过对模拟连续信号的处理实现的，例如过零检测法、插入导频法等等。而 定时的调整是通过调整采样脉冲的相位来实现的。随着软件无线电概念的提出， 接枚机正向全数字化的方向发展，接收机的大部分功能也由数字信号处理的方法 来完成。因此全数字的符号同步算法得到广泛应用。 内插符号同步 在大多数情况下，数字通信系统的采样时钟独立于信号的符号率，将同步问 题用数字方法进行处理。数字处理方法中，内插滤波方法t 9 1 t l o l 是一种广泛应用的一 种方法。它主要是从输入的非同步采样信号中，找到符号的最佳采样点( 即眼图 最大睁开点) 恢复出原信号。其工作原理可以用下图2 9 说明： 圈2 9 内插符号同步原理框图 对重新采样的结果进行变换，得到 必蝎) ：y i ( + 魄珥】：至壕魄一o t , m ( i + 皿】 ( 2 ，5 0 ) j 司l 式中：他= i n t k t , z 】，= 磁r , 一，为整数，0 1 。在图2 1 0 中可以清晰地说明瓦，霉，r n k ，心的对应关系。 第1 5 页 国防科学技术大学研究生院工学硕士学位论文 图2 1 0 内插控制信号对应关系图 从x z ) 至u y ( k r , ) 可以看到，内插滤波完成了一个码率的变换过程，得到了信 号在时刻姐的采样值，从而可以用内插滤波的方法实现符号同步。 在实际的应用中，基于内插滤波的符号同步模块可按功能划分为：内插滤波 器和对内插滤波的控制电路。内插滤波器( 1 a t e r p o l a t o r ) 从输入的非同步的采样信 号中恢复出原符号，其选用的结构对系统的性能有很大的影响；控制电路包括定 时误差检测器( t i m i n ge r r o rd e t e c t o r ，t e d ) 、环路滤波器( l o o pf i l t e r ) 、数控 振荡器( n u m e r i c a lc o n t r o lo s c i l l a t o r ，n c o ) ，向内插滤波器提供插值相位，它决 定插值时各个采样信号在输出信号的权值。结构如图2 1l 所示。 图2 1 1 内插符号同步结构框图 理想内插滤波器的脉冲响应为曩= s i n ( x t t , ) ( t r t t , ) 才能从工( 确中完整的恢 复原始信号x o ) ，可是理想内插是不可能实现的，这必然在内插后引入一些失真使 得y ( o 工，但是在解调过程中并不需要完全恢复x ( f ) ，只要使y o ) 在蝎的采样 值等于响应的x q ) 的采样值就可以了。从频域的角度考虑，由于x o ) 经z 采样，频 谱搬移产生镜像，当内插器的频谱响应对镜像的抑制作用越好，镜像产生的干扰 就越小。 在选用内插器时，可以根据系统的要求来定，而基于多项式的内插方法实现 比较简单，频谱特性也不错，广泛应用于数字解调器中。 1 ) 线形内插 这是最简单的一种内插，公式为 y ( _ j z ) = ( i - u d x ( m d + u k x ( m l + 1 )( 2 5 1 ) 这种方法实现简单，对于系统性能要求不高的可以采用它来达到很好的效果。 第1 6 页 国防科学技术大学研究生院工学硕士学位论文 2 ) 非线性内插 基于多项式内插的脉冲响应可以用分段函数表示： 啊( 0 = 红【( f + ) c 】= 岛( d ( 2 5 2 ) f 0 带入内插公式整理得： h厶 y = 以岛( 删( 一o ( 2 5 3 ) 1 - 0 l - 1 1 变形之后可以用f a r r o w 结构实现【l l 】，该结构由数个f i r 滤波器分支构成，每 个f i r 滤波器分支都有固定的系数。工作过程中，由每个f i r 滤波器的长度和分 支数及1 1 值决定恢复出的最佳采样点。 定时误差检测器采用g a r d n e r 算法【1 2 1 实现，此算法每个符号需要2 个采样点， 因此在系统中取z = t 2 ，另外它对载波频偏不敏感，这样在解调过程中，符号同 步部分可以作为一个独立的模块。在解调器工作过程中，也可以首先进行符号同 步的锁定，这大大简化了载波恢复部分的设计。它的表达式为： 屹( 功= 3 , i ( 2 k ) y t ( 2 k + 1 ) 一y l ( 2 k 1 ) 】+ 均( 2 七) ( 2 j j + 1 ) 一y q ( 2 k 一1 ) 】( 2 5 4 ) 式中表示的是正交解调中i 路和q 路的误差和，y t ( 2 k ) ，y l ( 2 k - 1 ) ，乃( 2 j + 1 ) 是i 路连续的三个采样值，y q ( 2 k ) ，y q ( 2 k 1 ) ，y q ( 2 k + 1 ) 是q 路连续的三个采样 值。 符号同步中的锁相环也是一个二阶环路，其中的环路滤波器采用的也是比例 积分滤波器。如图2 1 2 所示： k j v 图2 1 2 符号同步环路滤波器结构图 误差信号送入比例支路和积分支路时，与比例增益七f 和积分增益吒相乘。比 例支路可以跟踪相位误差，积分支路可以跟踪频率误差，定时误差信号送入环路 滤波后，可以进行锁定和跟踪。其中，| j 。和岛决定了系统的环路带宽和收敛速度 的快慢。 内插器利用x ( m ) 邻近的，个样点和内插滤波器 ，( f ) 的脉冲响应的，个样点进 第1 7 页 国防科学技术大学研究生院工学硕士学位论文 行计算。信号采样点的正确位置由m k 来确定，滤波器样点的正确位置由小数间隔 以来确定。一旦确定和段，其它单元装载相应的信号和脉冲响应的样点值进入 内插滤波器完成计算。 1 ) m k 的提取 n c o 的平均工作周期为z 。n c o 的一次循环表明需要计算一个新的内插点， 计算利用内插器的移位寄存器中的数据。因此基点耽是由信号采样正确位置标志 确定。 2 ) 以的提取 假定n c o 寄存器在时钟第m 拍计算结果为玎( 删) ，n c o 的控制字为形( 肌) 。 则n c o 差分方程为： i f ( m ) _ 【r ( m 一1 ) - w ( m - 1 ) m o d ( - 1 ) ( 2 5 5 ) 控制字矿) ( 正小数) 由定时恢复环调整使得数据滤波器输出接近最优采样 时刻。在环路平衡条件下( 仍然是正小数) ，矿( 哟是常数。n c o 寄存器内容每z 秒都减掉矿) ，平均高时钟节拍后，寄存器会产生下溢出。因此，n c o 周期 为互= 赢，即 w ( m ) 口 ( 2 5 6 ) i 也就是说，w ( m ) 是同步装置对内插平均频率专的估计，是相对于采样频率专 的相对值。控制字是估计值，因为它是滤波器从有噪声定时误差多次测量中产生 的。 图2 1 3 显示了叩o ) 的连续时间曲线。 n c 0 寄 存 器。 内 ? 八匪 l | ， 啦 n 一 ( 段) z 图2 1 3n c o 相位控制字调整图 第1 8 页 国防科学技术大学研究生院工学硕士学位论文 图中i 是采样脉冲时间，其后紧跟着内插时间媚= ( + 以) 正。n c o 寄存 器内容在f = 弼时通过零点，在下一个时钟节拍t = ( 仇+ 1 ) 就可以知道过零点。 因此，7 ( ) 和，7 ( m k + 1 ) 都能得到。 由图2 1 3 中的相似三角形可知： 盟：g = 丝冱 r 2 5 7 ) 譬( 椎) l - 笮( m t + 1 ) 、 可以求出胁： 雎：巫监l ：巫盟( 2 5 8 ) 版2 五赢嵩与丽。端 5 8 ) 在实际应用中，为避免做除法，一般用下式简化： 以= m o d ( u k i + v o ( k 一1 ) ，1 ) ( 2 5 9 ) 式中m o d 表示取余。 基于比特能量比较的定时恢复 在接收端，假设每一码元采样4 个样点，这4 个样点的能量依次记为：互、最、 毛、臣。样点能量最大值设为e 二，则可以通过判断各个样点的能量提取出定时 信息。首先判断出能量最大的点，若昱嘣= 易，则定时误差函数为= 毛一罨t 若e b = 0 ，则收发时钟同步； 若矗 0 ，则收时钟超前于发时钟； 若矗 激活p h y ： 设置g p r ( r e g _ i f ) 寄存器c e p l 0 0b i t 0 = 0 ； 由于复位后，d m 9 0 0 0 a 恢复默认的休眠状态，以降低功耗，因此需要首先要 唤醒p h y 。 进行两次软复位，步骤如下： 设置n c r ( p e o0 0 ) 寄存器b i t 2 ：0 = 0 1l ，至少保持2 0 u s ； 清除n c r ( r e g0 0 ) 寄存器b i t 2 ：0 1 = 0 0 0 ； 设置n c r ( r e g0 0 ) 寄存器b i t 2 ：0 = 0 11 ，至少保持2 0 u s ； 清除n c r ( r e g 9 0 ) 寄存器b i t 2 ：0 = 0 0 0 ； 配置n c r 寄存器： 设置n c r ( r e q 0 0 ) 寄存器b i t 2 ：1 = 0 0 ； 通过改变该寄存器可以选择如设置内部或者外部p h y 、全双工或者半双工模 式、使能唤醒事件等网络操作。 清除发送状态： 设置n s r0 e 0 1 ) b i t s = lb i t 3 = lb i t 2 = 1 ； 启用地址指针自动返回功能： 设置i m r 寄存器( p e gf f ) p a rb i t 7 = l ； 启用& 沈x 中断使能： 设置i m r 寄存器( p e g _ f f ) p r mb i t 0 】p t mb i t 1 。如果需要在一个数据帧 发送完后产生一个中断，就应该将p t mb i t 1 置1 ，如果需要在接收到一帧新数据 时产生一个中断，就应该将p r mb i t 1 置1 ； 通过以上步骤，完成d m 9 0 0 0 a 的初始化过程。 数据发送模块 在数据发送模块中，首先需要将解调输出的数据通过f i f o 进行缓冲，当解调 数据达到规定的数据帧长度时，f p g a 再启动以太网帧发送程序，将解调数据发送 第4 0 页 国防科学技术大学研究生院工学硕士学位论文 到以太网控制芯片，完成数据发送过程。 以太网帧发送流程如图3 8 所示： 图3 8 以太网帧发送流程图 首先，f p g a 利用写操作寄存器m w c m d ( r e gf 8 ) 向d m 9 0 0 0 a 的发送缓存 第4 1 页 国防科学技术大学研究生院工学硕士学位论文 区中写入发送数据帧，发送数据帧的帧结构如图3 9 所示，即需要先写入6 字节的 目的m a c 地址，再写入6 字节的源m a c 地址，最后再写入发送数据。 i 目的m c 地址源m a c 地址发送d a t a 图3 9 发送数据结构 随后，f p g a 利用写操作寄存器m w c m d ( r e gf 8 ) 将数据帧长度写入寄存器 和，数据长度为1 6 位，将高八位b i t 写入_ f