（通信与信息系统专业论文）tdlte系统信道估计技术方案研究.pdf

西南交通大学硕士研究生学位论文第1 页 摘要 众所周知，由于l t e ( l o n gt e n i le v o l “o n ) 可以提供高宽带、高速率的优质服务， 是解决目前用户对移动宽带需求的重要技术方案，l t e 技术已成为未来移动网络的发 展方向。多输入多输出( m i m 0 ) 技术和正交频分复用( o f d m ) 技术是l t e 系统重要技术 基础，是增加系统容量、提高数据传输速率的关键支撑技术。对于m i m o o f d m 系统， 如何获取准确的信道状态信息是实现m m o o f d m 相干传输的基本条件，直接决定接 收端进行m i m o 检测的错误概率，此外发送端的预编码也需要获取准确的信道信息。 基于此，本文将重点分析与研究适用于l t e 系统上行共享信道以及下行共享信道的信 道估计技术方案。 论文根据l t e 标准中所规定的三种常用的信道场景，推导并设计了适用于l t e 系统的m m o o f d m 系统等效频域信道模型，对于目前常用的基于导频的信道估计算 法进行了研究与分析。针对导频位置的信道状态信息估计，论文分析比较了l s 算法、 m m s e 算法、l m m s e 算法、s v d m m s e 算法以及基于d f t 降噪估计算法的信道估 计性能；针对数据位置的信道状态信息估计，在导频位置信道状态信息估计基础之上， 论文分析比较了基于线性插值、高斯插值、d f t 滤波插值以及维纳滤波插值的信道估 计性能。结合l t e 系统上行共享信道以及下行共享信道各自的导频设计以及结构，论 文讨论了适用于这两种共享信道的信道估计技术方案，并对其进行了仿真验证。 论文在分析无线信道时变特征，特别是相邻子帧间相关性的基础上，结合t d l t e 系统中单子帧结构特征以及导频布局，提出了一种基于联合维纳滤波插值的改进信道 估计技术方案，在不明显增加系统复杂度的同时，使得系统的性能有较为显著的提升。 论文的仿真验证表明，在导频符号位置信道估计的基础上，基于联合维纳滤波插值的 改进信道估计应用此方案所估计结果的均方误差( m s e ) 能够进一步逼近理论下界，尤其 是在信道条件较为恶劣的e t u 信道场景下，所设计的方案能够获得较大的性能提升。 关键字：t d - l t e ，信道估计，基于联合维纳滤波的联合估计。 西南交通大学硕士研究生学位论文第f i 页 a b s t r a c t i t i sw e l lk n o 、nt 1 1 a t3 g p pl o n gt e me v o l u t i o n ( l t e ) p r o j e c ti sa b l et 0i m p r 0 v e l l i 曲b 锄d 埘d t l le f j f i c i e n c y 觚dt op r o v i d em 曲一q u a l n yb r o a d b a j l ds e i c e s ，m u sm a k i n gi t s e l f o n e0 ft 1 1 em o s ti i i l p o r t 柚tc a i l d i d a t e sf o rt l l en e x tg e n e r a t i o no fb r o a d b a n dm o b i l e c o m m u m c a t i o i l s m u l t i p l ei 印u tm u l t i p l eo u t p u t ( m i m o ) t e c h n o l o g ya j l do “h o g o n a l 丘e q u e n c yd i v i s i o nm u l t i p l e x i n g ( o f d m ) t e c l l i l o l o g ) ，撇t 、oc r i t i c a le n a b l i n gt e c h l l i q u e st 0 i n c r e a s et l l e s y s t e mc 印a c i t ) ，觚de n h 锄c et 1 1 e d a t at r a l l s m i s s i o nr a t ef o rl t es y s t e m h o w e v e r ，a c c u r a t ec h 锄e ls t a t e 洫f o m a t i o n ( c s i ) i st l l ep r e r e q u i s i t et 0r e a l i z ec o h e r e n t m i m o - o f d m 仃a n s m i s s i o n 觚dt 0s e c u r et l l er e l i a b l e 托c e p t i o na tt 1 1 er e c e i v e rs i d e m e 锄w m l e ，t l l ea c c l 删ec s ii sa l s oi m p o r t a n tf o rm er e a s o m b l ep r e c o d i n gd e s i g na tt 1 1 e 嘞s m i t t e rs i d e t h e r e f 0 r e ，i i lt h j st 1 1 e s i s ，w el a i do u re m p h a l s i s0 nn l ec h 锄e le s t i m a t e s c h e m es u i t a b l ef o rt h eu p l i n ks h a r e dc h 猢e l 勰、e l la st l l ed o w i l l i n ks h a r e dc h 锄e lf o r f i r s t l y ， m et l l e s i sd e r i v e dt h ee q u i v a l e n t 蠡汜q u e n c yd o m a i l lc h a n n e lm o d e lo f m i m o o f d ms y s t e ma c c o r d i n gt 0t l 玳er e f e r e n c ec h 锄e lm o d e l ss p e c i f i e db y1 d - l t e s 伽d a r d b 弱e do nt l l ed e v e d 仃e q u e n c yd o m a i nc h 锄e lm o d e l ，t l l ep i l o tb a s e dc h 锄n e l e s t i m a t es c h e m e sa r ep r e s e n t e da n da i l a l y z e d m o 他s p e c i f i c a l l y ，“st l l e s i sp r e s e n t e da n d c o m p 撇ds o m e 、) ，i d e l yu t i l i z e dc h 甜m e le s t i m a t ea l g o r i t l l m s ，s u c h 硒t l l el se s t i m a t e ，廿l e m m s ee s t i m a t e ，t l l el m m s ee s t i m a t e ，t l l es v d - m m s ee s t i m a t e 硒w e l l 觞t l l ed f t b a s e d c h 锄e le s t i i i l a t es c h e m e s a sf o rt l l ec h 锄e le s t i m a t ea td a t ap o s i t i o i l ，t l l i st 1 1 e s i sa j l a l y z e d t 1 1 ei 1 1 t e 叩o l a t i o n - b 弱e dc h 锄e le s t i m a t eb a s e do nt l l ep i l o tp o s i t i o nc h 锄e le s t i m a t e a n d d i f f e r e mi 1 1 t e 印o l a t i o nb 嬲e dc h 锄e le s t 证l a t l es c h e m e s ，s u c h 嬲t l l el i n e a ri n t e 印o l a t i o n ， g a u s s i 锄i i l t e r p o l a t i o i l ，d f tf i l t e r i n gb a s e di n t e r p o l a t i o n 锄dw i e n e rf i l t e r i n gi n t e 巾o l a t i o n s c h e m ea 陀c o m p a r e d t h e nb 嬲e do nt l l ep i l o tc h a r a c t e r i s t i c so fb o t l lt l l ep h y s i c a lu p l i m ( s h a f e dc h 锄e l ( p u s c h ) 觚dm ep h y s i c a ld o w l l l i n ks h a r e dc h 锄e l ( p d s c h ) c h 锄e l ，也e t h e s i sp r e s e n t e dm es u i t a b l ec h 锄e le s t i m a t es c h e m e sf o rt d - l t es y s t e m ，s i m u l a t i o n r e s u l t sa r ep r e s e n t e dt ov a l i d a t em ea c h i e v e de s t i m a t ep e 雨肌a n c e f i n a l l y ，b a s e do nt l l et i m e - v a r y i n gc h a r a c t e r i s t i c sa n a l y s i s 锄dt h er e s u l t a i l tc h 锄e l c o 玎e l a t i o nb e 似e e ns u c c e s s i v es u b 舭吼e s ，aj o i n tw i e n e rf i l t e r i n gb a s e di n t e 叩o l a t i o nw 弱 p r o p o s e di nt i l i st l l e s i s t oi m p r 0 v et 1 1 ec h 甜m e le s t i m a t ep e r f b m l a n c eb ye x p l o i t i n gp i l o t p l a c e m e n tr e g u l a n z e db yt 1 1 el t es y s t e m f r 锄es n l j c t u r e i ti ss h o w nt l l l l o u g hs i m u l a t i o n t h a t ，t l l ep r o p o s e dj o i n tw i e n e rf i l t e r i n gb a s e di n t e 印o l a t i o ni sc a p a b l eo fs i g n i f i c a l l t l y i m p r o v et h ec h 锄e le s t i m a t ea tt i l e d a t l ip o s i t i o nw i m o u ti n c r e a s i n gt 1 1 es y s t e mr e a l i z a t i o n 西南交通大学硕士研究生学位论文第l ii 页 c o m p l e x i t y o u r 觚a l y s i su n v e i l st 1 1 a t ，b a s e do nt l l ec h 锄e le s t i m a t e 丘o mp i l o ts y m b o l s ，t l l e p r o p o s e dj o i n tw i e n e rf i l t e r i n gb a s e di n t e r p o l a t i o ne s t i m a t ec a na c h i e v ea m e a ns q u a r ee r r o r e s t i m a t ep e 响m 锄c ew i l i c hi sm o r ec l o s et 0t l l em e o r e t i c a l l o w e rb o u n d ，e s p e c i “l ym 也e c o n t e x to ft l l er e f e r e n c ee t uc h 锄e 1 k e yw o r d s ：1 r i ) - l t e ，c h a n i l e le s t i m a t i o 芏1 ，j o i n tw i e n e rf i l t e r i n gb a s e di n t e 巾o l a t i o n 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 页 1 1 研究背景 第一章绪论 1 1 1l t e 系统背景 近几年来，全球移动通信领域发展迅猛，发展的方向也由过去以语音通信为主的 模式逐渐转向以数据业务为主的通信模式，由于各种形式的数据业务不断的涌现，如 在线视频点播，在线游戏以及音乐等多媒体的应用，这使得数据应用所占比例迅速提 升。移动用户希望能够在移动环境下实现与有线网络具有相当的性能，而现有的3 g 技 术不能够满足数据业务所提出的要求，因此第三代协作项目( n j r dg e n e r a t i o n p a m l e r s l l i pp r o j e c t ，3 g p p ) 组织于2 0 0 4 年11 月，启动了长期演进( l o n gt e 衄e v o l u t i o m l t e ) 技术的标准化工作【5 0 】，3 g p p 长期演进的设计初衷就是为了实现这些目标。 3 g p p 的l t e 技术标准不单是一类重要的b 3 g 技术方案，还是未来向4 g 演进的 重要技术基础。l t e 已经成为目前研究下一代无线通信的主流技术，已被确定为第4 代移动通信标准。l t e 方案支持多种带宽配置1 2 】：1 4 、3 、5 、1 0 、1 5 、2 0 m h z ，因此 可以灵活的分配传输带宽，并且可以兼容现有的g s m 和c d 眦o o o 系统。在最大带 宽配置下，下行峰值速率可以达到1 0 0 m b s ，上行峰值速率可以达到5 0 m b s 。 l t e 上行链路多址技术方案采用了单载波频分多址( s i n g l ec 撕e rf r e q u e n c y d i v i s i o nm u l t i p l ea c c e s s ，s c f d m a ) ，下行链路采用正交频分复用多址( o n h o g o n a l f r e q u e n c yd i v i s i o nm u l t i p l ea c c e s s ，o f d m a ) 技术l l 】。因此可以确保用户之间的正交性， 同时可以降低干扰以及提高网络容量。o f d m a 是多载波技术o f d m 的扩展，是一种 更加灵活的多址方式。o f d m 将总的有效传输带宽分成多个相互正交的窄带子载波， 每个子载波都可以承载独立的信息流；这种对有效传输带宽进行细分的思想在o f d m a 传输方式下得到进一步的扩展，即允许这些子载波在多用户之间共享。m i m o 技术作 为提高频谱利用率的关键技术，是改善和提高l t e 系统性能的核心技术手段。但无论 是o f d m 技术或m i m o 技术应用，较为准确的信道状态信息估计是实现其性能改进的 基础和前提。在信道状态信息( c s i ) 已知的理想条件下，信道矩阵满秩的m i m o 系 统信道容量将随着收发天线数目中较小者线性增加，而当信道状态信息未知的情况下， m i m o 系统的整体性能将大幅度衰减。在实际应用中，可获取的信道状态信息与真实 的相比往往存在误差，信道状态信息估计误差会降低m i m o o f d m 系统性能。因此深 入研究m i m o o f d m 系统的信道估计技术对于l t e 系统的应用具有及其重要的理论 和应用价值。 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 页 1 1 2 国内外研究现状 信道估计技术从所采用的估计算法是否利用了先验信息角度可分为三大类1 4 3 】：第 一类，基于导频辅助的信道估计，其核心思想是在发送端所发送的数据中按照一定的 规则插入已知的导频，然后与数据符号一同发射，在接收端，由于已知发送端导频的 位置，则可以通过各种信道估计算法从接收导频符号中估计出导频位置的信道信息； 第二类，盲估计，利用所发送数据自身所具有的一些特征进行信道估计，此估计方法 不需要插入导频，即不会降低数据的传输效率，但是其复杂度很高，此外估计性能通 常不是太好；第三类，半盲估计，是结合了盲估计与导频估计这两类方法的优点，通 过使用较少的导频符号来确定盲估计所需要的初始信息，然后通过盲估计获取信道的 状态信息，此类方法的复杂度介于盲估计与导频估计之间。 在l t e 系统中专门设计有用于收发同步和信道估计的上下行导频符号，因此在实 际l t e 系统中通常考虑基于导频符号辅助的信道估计方案，以此来获取信道的状态信 息。研究基于导频的信道估计技术主要有三个研究要点：首先，如何设计更优的导频 序列以及导频的结构，使其能够更加准确地跟踪信道的变化；其次，如何获取较为准 确的导频位置的信道状态信息；最后，如何通过已获得的导频位置的信道状态信息估 计出数据位置的信道状态信息。 近些年来针对基于导频辅助来实现信道估计技术方法取得了大量的研究成果。文献 【8 】，b a r h 啪i 等人提出了适用于m 蹦o o f d m 系统的基于信道均方误差准则的最优导 频设计方法，在此基础上提出了迭代l s 算法。文献【9 给出了基于克拉美罗理论下界 的最优的导频符号序列设计，并证明了导频的最优排列与信道的概率分布是不相关的。 文献【1 6 】介绍了o f d m 系统下常用的最小二乘法( l s ) 和最小均方误差( m m s e ) 信道估计 方法以及它们的改进算法。文献【5 】提出了一种基于d f t 的信道估计方法，其估计效果 要优于基于l s 算法得到的估计结果。在信道多径时延扩展为采样时间的整数倍时，基 于d f t 算法的估计性能很好，反之则估计性能会下降。文献【1 7 】提出了针对o f d m 系 统，通过对信道自相关矩阵进行s v d 分解，从而使m m s e 算法的估计器降阶以简化 估计算法的复杂度。对于非导频位置的信道信息可以采用线性插值和高斯插值等算法 来获取，文献【11 】给出了基于二维维纳滤波插值算法的估计，性能要优于两个一维的滤 波器，但是复杂度较高。文献【1 2 】提出了噪声方差最优方案，设计了两个一维的维纳滤 波插值的方法，此方案在一定程度上降低了估计器的复杂度。 对于目前常用的方案，文献 2 5 】把l s 算法、l m m s e 算法应用在l t e 上行信道估 计中，通过仿真得出l m m s e 算法的性能优于l s 算法约3 d b ，文献【3 3 】利用l s 以及 l m m s e 算法估计导频位置的信道信息然后利用线性插值以及d f t 插值获得频域子载 波位置的信道信息，从而设计出了l t e 下行系统的信道估计。文献【2 5 】- 【3 4 】针对l t e 上下行信道估计方案均是利用单个子帧进行设计的，并没有充分利用相邻子帧间的相 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 页 关特性，以及在估计数据位置时如何进行插值方案的选择也没有明确的予以说明，这 些现存的问题正是本文研究的背景和动机所在。 1 1 3 论文研究意义 本文前面已经阐述l t e 物理层关键技术采用了m i m o 技术与o f d m 技术相结合 的方案。在接收端所接收到的信号是多个发射天线所发送信号经过无线衰落信道和加 性噪声的线性叠加，因此无线衰落信道的特性对无线通信系统的性能有着举足轻重的 影响。如果能够获取无线信道的信道信息，就可以分析信道的特性，从而可以设计自 适应的信道均衡器用来对抗信道中的干扰因素。此外o f d m 技术非常适用于提高无线 通信系统传输效率，为了获得更高的频谱效率，l t e 采用了非恒幅的调制方式，如 1 6 q 州以及6 4 q a m ，而这类调制方式在接收端要求相干解调，而相干解调需要预先 获取衰落信道的特性。此外l t e 中用于预编码码本的选择以及信道质量的监测均离不 开信道估计。接收端获取相对准确的信道状态信息对整个l t e 系统的性能有着至关重 要的作用，因此信道估计技术是l t e 系统的关键技术之一，所以设计适用于l t e 系统 的信道估计方案具有重要的意义。 1 2 论文的主要工作 本文的主要工作可以概括如下：首先，针对l t e 系统的无线信道特性分析并设计 出适用于l t e 的m m o - o f d m 的信道模型。其次，针对m 蹦o o f d m 系统，分析现 有的基于导频的信道估计，包括导频的设计、导频位置信道估计以及非导频位置信道 估计技术。通过充分了解l t e 物理层的相关知识，构建物理层上下行链路平台，分析 并设计适用于l t e 系统的信道估计技术方案，综合考虑估计性能、算法实现复杂度、 方案实现的资源消耗等因素，筛选并确定适用于l t e 标准的m i m o o f d m 信道估计 技术方案。最后，通过分析影响l t e 系统信道估计性能的关键因素，以及分析在不同 移动环境下无线信道的时变特征，尤其是在典型的扩展市区场景饵t u ) 下移动通信条件 下的特征，有针对性的设计能够改进和增强l t e 系统信道估计性能的有效方法。论文 在分析无线信道时变特征，特别是相邻子帧间相关性的基础上，结合t d l t e 系统中 单子帧结构特征以及导频布局，提出了一种基于联合维纳滤波插值的改进信道估计技 术方案，在不明显增加系统复杂度的同时，使得系统的性能有较为显著的提升。论文 的仿真验证表明，在导频符号位置信道估计的基础上，基于联合维纳滤波插值的改进 信道估计方案所估计结果的均方误差( m s e ) 能够进一步逼近理论下界，尤其是在信道条 件较为恶劣的e t u 信道场景下，所设计的方案能够获得较大的性能提升。 1 3 论文的结构以及章节安排 论文主要章节安排如下： 第一章绪论，首先介绍了l t e 的系统背景，然后针对基于导频的信道估计，介绍 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 页 了国内外的研究现状，接下来阐述了本文的主要工作和论文的结构安排。 第二章介绍了适用于l t e 系统的m i m o o f d m 无线信道模型，首先分析了无线 信道的基本特征，其次是介绍针对l t e 系统的常规测试信道场景，最后通过理论分析 得到m i m o o f d m 的等效频域信道模型。 第三章重点介绍了现有的基于导频的信道估计技术，在m i m o o f d m 系统模型下， 讨论了导频序列的设计以及导频的结构，然后分别介绍了导频位置的信道估计法包括 l s 算法、m m s e 算法、l m m s e 算法、基于s v d 的m m s e 算法：基于d f t 降噪算法， 以及数据位置的信道估计算法包括线性插值、高斯插值、基于d f t 滤波插值、维纳滤 波插值，并阐述了各自算法的特性。 第四章针对l t e 上下行链路，分别设计出合适上行共享信道( p u s c h ) 的信道估计 方案，以及适合下行共享信道( p d s c h ) 的估计方案。最后对所设计的方案进行仿真验 证，并对仿真结果进行分析，给出相应的结论。 第五章针对l t e 上下行链路，分析了上下行所特有的帧结构以及导频结构，提出 了基于联合维纳滤波插值的改进信道估计方案，并把此方案应用到l t e 下行链路的信 道估计当中，通过仿真验证来说明其有效性。 结论与展望对本论文所做的主要研究进行了总体的梳理，并对未来的研究工作进 行了展望。 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 页 第二章t d l t e 系统物理信道模型 2 1 无线信道模型基本特征 信道是指发射端到接收端所经历的传播媒介的总称，移动通信系统的无线信道是 利用电磁波在空间的传播来实现信号的传输。空间的传播环境是较为复杂的，发射出 的信号通常会经历发射、绕射和散射，从而产生各种衰落。对于移动通信系统的信道 衰落可以分为两种：大尺度衰落和小尺度衰落。 2 1 1 大尺度衰落 大尺度衰落是指在无线通信中，信号在大范围内移动而引起的平均信号能量的衰 减，这反应了电磁波信号在宏观上的衰落特性。大尺度衰落主要是由自由空间的路径 损耗以及由地表轮廓造成的阴影衰落而引起的。因此可以用路径损耗和阴影衰落来描 述无线信道的大尺度衰落。一般来说，无论室内或者室外的无线传输环境，平均路径 损耗己( d ) 与接收端与发送端之间的距离d 和参考距离成的比值的”次方成正比f 4 1 1 ，表 达式如下： 一 ，jy 三p ( d ) 芘i i ( 2 - 1 ) 口 2 1 2 小尺度衰落 在无线信道中存在着大量的散射体( 各种建筑物、树林、山体等) ，这导致接收端所 接收到的信号是经历过多条传播路径的叠加信号，其中每一条路径的幅值、相位以及 时延扩展都是随机变化的。信号在各条路径之间的传播是相互独立的，即每一条路径 所经历幅度、相位及时延均不相同。因此小尺度衰落【4 1 】对接收端所接收到的信号强度 有着很大的影响，小尺度衰落一般可以由以下特性来表征： ( 1 )信号的时延扩展引起的衰落 在衰落信道中，根据最大时延f 。和码元时间正的关系，可以把由时延引起的衰落 分成两种类型：频率选择性衰落和频率非选择性衰落( 平坦衰落) 。 在时域中可以通过最大时延和码元间隔来分析信号的衰落特性，如果 z ，即 一个码元的最大多径时延已经超出了码元的持续时间，此时就会出现码间串扰，这种 情况便属于频率选择性衰落。如果z z ，即一个码元的最大多径时延分量在码元的 持续时间之内，此时由于相邻码元不会出现明显的重叠现象，因此不会出现码间串扰， 这种情况便属于频率非选择性衰落。 西南交通大学硕士研究生学位论文第6 页 在频域中可以通过相干带宽和信号带宽来分析信号的衰落特性，相干带宽是指在 一定的频率范围内信号谱分量的幅值有很强的相关性，即在该范围内，信道对信号谱 的影响相似。相干带宽e 与多径信道的时延有关，可以由下式定义【4 0 】： 忍亡 ( 2 - 2 ) 其中参量f 。，表示均方根时延扩展，即： f 肿= 、r 2 一( 刁。 ( 2 3 ) 其中f 是多径时延的均值，( f ) 2 是均方值，f 2 是二阶矩。 如果最 b 。，即信道对信 号所有的频率分量的影响均值相干带宽内，此时信道对信号的所有频谱分量的影响相 似，这种情况便属于频率非选择性衰落，即平坦衰落。 ( 2 )信道的时变性引起的衰落 相干带宽和多径时延扩展用于描述信号时间扩展特性，但是没有考虑接收端与发 射端的相对移动，而相对的移动会造成信道的时变特性。可以把由收发端相对运动而 引起的衰落特征分为：快衰落和慢衰落。 在频域中，可以利用多普勒频移对信道的时变特性进行分析。当收发两端存在相 对运动时，接收端接收到的信号频率与实际的信号频率有一定的偏移，这种现象就是 多普勒效应。与之相关的因素有收发端的相对运动速度、信号的传播方向与接收端的 运动方向的夹角以及载波的频率。对于所接收到信号的多普勒频移可以用下式表示： 厶= 二正c o s 口 ( 2 - 4 ) 其中z 为载波的频率，为物体的移动速度，c 为光速，p 为移动端的运动方向与信号 传播方向的夹角。当移动端的运动方向与信号传播方向一致时，此时可以得到多普勒 频移的最大值丘： 厶= 二六 ( 2 5 ) 在典型的多径环境下，每一条路径的传输距离不同，各路信号传播的方向与接收 端运动方向的夹角也不尽相同，因此每一条路径对应的多普勒频移也不尽相同。这说 明对接收端接收到信号的影响是所传输信号的多普勒扩展，而非多普勒频移，与多普 勒扩展对应的时域参数为相干时间，一种常用的经验法则可以定义相干时间7 二为： 乃=( 2 - 6 ) 相干时间是指信道响应没有明显改变所持续的时间段，因此可以利用相干时间来描述 西南交通大学硕士研究生学位论文第7 页 信道的时变特性。如果 z ， 即信道的相干时间大于一个码元所持续的时间，此时信道的状态在一个码元持续的时 间内保持不变，信道将呈现慢衰落特性。 2 2l t e 常规测试信道 在3 g p pt s3 6 1 0 1 、3 6 1 0 1 、3 6 1 0 4 等标准【1 1 - 【3 1 中，针对不同的测试场景，定义了 相关测试信道。 。 2 2 1 静态传播 用于进行静态性能测试的信道条件为高斯白噪声环境( a w g ，即信号所经历的信 道只有加性噪声而没有多径衰落。 2 2 2 多径衰落传播 针对不同的应用场景，定义了三种多径衰落模型： ( 1 ) e p a ：扩展步行a 模型( e x t e n d e dp e d e s t r i 孤am o d e l ) ，其参数如表2 - 1 所示。 表2 1e p a 抽头时延参数 延时抽头 n s 】相对功率 d b 】 o0 0 3 01 0 7 0 - 2 o 9 03 o 1 108 0 1 9 0- 1 7 2 4 1 0- 2 0 8 ( 2 ) e v a ：扩展车行a 模型( e x t e n d e dv e h i c u l a ram o d e l ) ，其参数如表2 - 2 所示。 表2 2e v a 抽头时延参数 延时抽头【n s 】相对功率【d b l 0o o 3 0 1 。5 15 01 4 3 1 03 6 3 7 00 6 7 1 09 1 10 9 07 0 l7 3 01 2 0 2 5 1 01 6 9 ( 3 ) e t u ：扩展典型市区模型( e x t e n d e dt ) ，p i c a lu r b 锄m o d e l ) ，其参数如表2 - 3 所示。 表2 3e t u 抽头时延参数 西南交通大学硕士研究生学位论文第8 页 5 01 o 1 2 01 o 2 0 0o 0 2 3 0o o 5 0 0o o 1 6 0 03 o 2 3 0 05 0 5 0 0 07 0 对于所有路径均满足典型的多普勒谱，可以由下式表示： 盯) o c 而南河以【吒厶】 ( 2 7 ) 在实际测试时，信道模型的多径参数与最大多普勒频率定义多径衰落的传播条件，其 中不同测试场景对应的最大多普勒频移如表2 4 所示。 表2 4 不同信道对应的最大多普勒频移 信道模型 d e p a 5h z e v a5h z e v a7 0h z e t u 7 0h z e t u3 0 0h z 2 3 等效频域信道模型 2 3 1m i m o o f d m 信道模型 对于m i m o - o f d m 系统物理层信号的传输需要经过o f d m 调制、多径衰落信道 以及o f d m 解调，如图2 - l 所示。m i m o o f d m 信道估计主要是在频域上进行估计的， 所以为了简化系统，信道的建模选用等效的频域信道模型f 3 8 1 。 刍- - h n - 咻 图2 1m l m o o f d m 系统框图 对于m i m o o f d m 系统，其时域系统模型可以由如下式表示： 西南交通大学硕士研究生学位论文第9 页 n ， y 9 ( ，) = x p ( ，) 胪p ( f ) + 刀9 ( r ) ( 2 8 ) p - l 其中x p ( f ) 表示发送端第p 根发射天线所发送的时域信号，少( f ) 表示接收端第g 根接收 天线所接收到的时域信号， - ( f ) 为时域噪声。栌，( f ) 为第p 根发射天线与第g 根接收 天线之间的信道冲击响应，表示为： ( 2 9 ) 口表示第p 根发射天线与第g 根接收天线之间多径衰落的第聊条路径的衰落幅度。 对时域冲击响应驴p ( f ) 进行d f t 变化得到频域信道响应如下式： ，一1 日9 ，( 国) = 口：9 e 一归f - ( 2 - l o ) 册1 0 对日 ( ) 进行离散化： ，一1 日 ( 七) = 口托一肚q m l o ( 2 1 1 ) 其中= 焉表示频域的抽样间隔，对其进行周期延拓，可得出第七个抽样样本值为： 其中， 伊，( 炉芝口：瞄。等+日 ( 七) = 口：刀p 叫百_ + f = 玉 ” 7 - j ( 2 - 1 2 ) ( 2 - 1 3 ) 假设系统可以实现理想的同步和定时，那么在接收端经过去掉循环前缀和d f t 变化处 理之后，可将m i m o o f d m 的时域信道模型转换为等效的频域信道模型，表达式如下： 盟 翠( ，) = 研护( ，) 群( ，) + 川( ，) ( 2 1 4 ) p i i 其中x f ( ，) 表示第p 个发送天线上的第，个o f d m 符号上的第七个子载波的传输数据， 野( z ) 表示第g 个接收天线上接收到的第，个o f d m 符号上的第七个子载波的数据。 将r 个接收信号写成列矢量的形式，i d f t 变换之前的第k 个子载波的传输数据和d f t 变换之后的频域信号之间的关系可以用矩阵的形式表示如下： 、j肘 f一 ，l 占 g ，辨 口 川枷 = 、j，_ 一 pg 西南交通大学硕士研究生学位论文第10 页 k ( ，) = h ( ，) x ( ，) + n ( ，)( 2 1 5 ) 其 中 x ( ，) = 【砭( ，) ，野( 耽，轳( ，) 】r ， x 。( ，) = 州( ，) 墨( 晚，砧( j ) r ， n 。( ，) = m ( ，) ，孵( ，) ，砖( ，) r ，h 。( 2 | ) 表示第，个o f d m 符号上的第七个子载波上的 信道状态信息，表达式如下： ， h 。( ，) = 研。( ，) 研1 ( ，) 研。( ，) 研2 ( ，) 研m ( z ) 研以( d h ：r 。q 、) h ：r 。q 、) h ：r a t ( j 、) ( 2 1 6 ) 咿b _ p 【口口h j 。* 其中口，表示第g 根接收天线和第p 根发送天线之间的链路的第朋径的复衰落幅度。每 一径衰落都满足典型的多普勒频谱，第脚径的归一化功率为巴。可以利用下式求信道 衰落增益【4 2 】： h 所= 己c m 口， ( 2 - 1 8 ) 其中a 口二，站竹 ：r ，为采用y a h o n gr o s az h e n g 等人提出的改进余弦和仿真 模型【7 1 ，通过引入三个随机变量增强随机性、消除相关性产生彼此相互独立的复数信道 增益。c 。为第肌径的虬r 个无线链路之间的相关矩阵，通过它来引入相关性。c 。 可以利用m 州。空间相关矩阵进行c h o l e s l ( ) ，分解求得，即= c 。c 二。 捕获了所有发送和接收天线对之间的空间相关性，也就是说，它定义了丹r 个信道元 素间的相关性，是一个坼m 坼7 的矩阵。由标准t s3 6 1 0 1 给出。 对应的改进余弦和仿真模型定义如下： x ( ，) = 置( f ) + ( ，) 以( r ) 2 南善c 。s ( 见) c o s ( ，c o s q + 妒) x j ( ，) = 击争( 纯m 吣+ 纠 2 。1 9 2 7 r ，一万+ 口 口一2 矿 其中p ，纸为在卜万，万】上统计独立同分布的随机变量。m = 4 ( j 表示散射路径数) ， 一般选择m = 1 0 。采用( 2 1 9 ) 式中改进的余弦和仿真模型模拟产生的衰落信号x ( r ) 具有 西南交通大学硕士研究生学位论文第11 页 如下相关统计特性： ( ，) = 以( f ) ( ，) = 山( r ) k 以( ，) 2o ( 2 2 0 ) ( ，) 20 r ，) = 2 以( f ) 即衰落信号彳( f ) 的正交分量和同相分量不相关，且x ( f ) 的自相关性是第一类零阶贝赛 尔函数。采用改进的余弦和衰落仿真模型模拟2 2 的m m o 信道，对应的m m o 仿 真信道的4 个子信道衰落增益如图2 2 所示： j 四 粤 星 蜓 懈 捌 姬 图2 2 衰落信道仿真 由上图可以看出，m i m o 子信道的衰落信号是相互独立的，在较小的时间范围内， 信道幅值的变化缓慢。 2 3 3 无线信道的噪声方差设置 假设一个子帧中信道传输的o f d m 符号个数为三，每个o f d m 符号包含子载波数为 k ，调制阶数为m ，每个o f d m 符号的单个子载波的信号功率为，给定厶o ，计 算噪声方差仃j 西南交通大学硕士研究生学位论文第12 页 毛= 忍互2 嚣 ( 2 2 1 ) 进一步推导公式得： 每；每。南= 去去 p 2 2 ， ool 0 9 2m2 瓦l 0 9 2m 、7 其中瓦代表调制符号周期， 砖= 赤1 = 赤加删加 p 2 3 ， 2 4 本章小结 本章首先对无线信道的基本特征进行了分析，之后介绍了l t e 标准中所规定的 e p a 、e v a 、e t u 这三种常用的信道模型，以及相关参数。最后针对l t e 系统，推导 并设计了适用于m 蹦o - o f d m 系统的等效频域信道模型，对产生相互独立的多径衰落 增益的方案以及噪声方差的设置均给出了说明。 西南交通大学硕士研究生学位论文第13 页 第三章基于导频的信道估计技术 基于导频辅助的信道估计技术包括以下三个研究要点： ( 1 ) 导频值的设计以及导频的结构。 ( 2 ) 获取导频位置的信道状态信息。 ( 3 ) 估计出非导频位置的信道状态信息。 下面将对这三方面分别进行分析。 3 1 导频的设计以及结构 对于m m o o f d m 系统，由于引入了多载波，信号具有时间和频率上的二维分布 特性，此时在进行信道估计时，需要进行时域和频域的二维信道估计，因此导频结构 的设计对信道估计的准确度和系统的传输效率有着重要的影响。导频结构设计与信道 的特性有着重要的联系，其中主要的参数为相关带宽、相干时间以及信道估计所采用 的算法。在时频域内导频所占据的位置必须能够使得信道估计所估计出来的信道信息 能够与真实的信道信息有着同步的变化，与此同时又不能够增加额外的系统开销。 在频域上，多径时延扩展决定了信道在频域方向上的衰落特性，因而可以利用与 最大多径时延相对应的最小相干带宽来确定在频域方向上导频应该选择插入的方 式，即导频在频域上的间隔应该小于相干带宽，只有这样才能够有效的跟踪信道的变 化情况，频域导频间隔参考如下【5 0 】： 爿专】 ( 3 - ，) 其中厂为子载波间隔。 在时域上，多普勒频移决定了信道在时域方向上的衰落特性，因而可以利用与最 大多普勒频率厶相对应的最小相干时间来确定在时域方向上导频应该选择插入的方 式，即导频在时域上的间隔应该小于相干时间，只有这样才能够有效的跟踪信道的变 化情况，时域导频间隔参考如下： 1 ，7 、 寺l 争l ( 3 - 2 ) 1 d 其中乃为一个o f d m 符号所持续的时间。 目前应用较多的导频结构主要有块状导频、梳状导频和散状导频，如图3 1 所示。 下面分别介绍着三种导频结构【5 l 】： 西南交通大学硕士研究生学位论文第14 页 频 域 时域 图3 1 三种常用的导频结构 ( a ) 块状导频，o f d m 系统中的某些符号上全部放入导频符号，而在时域上按照一 定的周期间隔放入导频符号，由2 ：1 2 节的分析可知，此结构具有较强的抗频率选择性 衰落的优势。 ( b ) 梳状导频，在o f d m 系统的每个符号上均放入导频符号，而在频域上按照一 定的频率间隔放入导频子载波。由于这种方式可以在时域上对信道信息进行连续估计， 由2 1 2 节的分析可知，此结构具有较强的抗快衰落能力。 ( c ) 散状导频，是块状导频与梳状导频的结合，此种方案所需要的导频数量要少于 前两种方案，从而提高了系统的传输效率。 3 2 导频位置的信道估计 本节将介绍利用各种估计算法来获取导频位置的信道信息，由2 3 1 节可以得到 m i m o o f d m 系统的频域系统模型如下： y ：( ，) = h 女( ，) x ( ，) + n ( ，) ( 3 - 3 ) 为了简化表达式可以简写为下式： y = l + n ( 3 4 ) 对于导频位置的频域模型可以写成如下形式： 匕2h ，x p + n ， ( 3 - 5 ) 其中k 表示接收到的导频信号，x ，表示发送的导频信号，n ，表示与导频位置对应的 噪声。 下面将介绍目前较为常用的基于导频位置的信道估计方案。 3 2 1l s 估计算法 l s ( l e a s ts q 岫爬) 算法，即为最小二乘