（电力电子与电力传动专业论文）电流控制两态调制逆变器及其并联系统的研究.pdf

西南交通大学硕士掰 究生学t e , i t ! 文 第u 页 a b s t r a c t c u r r e n tc o n t r o l l e dt w o - s t a t em o d u l a t i o ni n v e r t e risan o n l i n e a r s y s t e m t h ea y s t e mi s i n s e n s i t i v et ot h ec i r c u i tp a r a m e t e ra n dh a s h i g hs t a b i l i t y b e c a u s eo fh i g hs t a b i l i t y ，t h ev o l t a g el o o pg a i n i ss e th i g h ，s ot h es t a t i ce r r o ri sv e r ys m a l la n dd y n a m i cp e r f o i 。m a f l c e i se n h a n c e d t h ei n n e rl o o pise q u i v a l e n tt oac o n t r o l l e dc u r r e n t s o u r c e s ot h ei n v e r t e ri se a s yt op a r a l l e lw jt ho t h e r s t h es y s t o m h a sa b i l i t yt o1 i m i th i g hc u r r e n ta n dp r o t e c tt h e s w i t c hf r o m o v e r l o a da n ds h o r tc i r c u i t 。 t h eb a s i cd r i n c i p l eisa n a l y s e di nt h i sp a p e r ，a n dt h ef r e q u e n c y o fm o d u l a t o ri so b t a i n e d t h i sp a p e rc o n t r a s t sp e r f o r m a n c e o f c u r r e n tc o n t r o l l e dt w o s t a t em o d u l a t i o ni n v e r t e rw i t ho n eb a s e do n v o l t a g e m e a nv a l u ea n di n s t a n t a n e o u sv a l u ef e e d b a c kb ys i m u l a t i o n s w it e h i n gf r e q u e n c ya n de r r o ro fc u r r e n tt r a c k n ga r ee s t i m a t e d ，s o r e s o l v eh o wt ol i m i tt h ef r e q u e n c ya ss e t t i n gp a r a m e t e r t h i sp a p e r a n a l y s e s i n f l h e n c eo fi n d u c t a n c ea n d c a p a c i t a n c e t d s y s t e m ， r e s o n a n c eo ff i l t e ra n do u t p u tc h a r a c t e r i s t i c0 fi n v e r t e r a f t e ra n a l y s et h ec h a r a c t e r i s t i co fi n v e r t e rp a r a l l e ls y s t e m ， f o r mp a r a l l e ls y s t e mb yc u r r e n t c o n t r o l l e dt w os t a t em o d u l a t i o n i n v e r t e r s ，a n dr e a li z ec u r r e n ts h a r i n gb yp l la n dc u r r e n t s h a r i n g c i r c u i t a f t e rs t u d y i n gp a r a l l e ls y s t e ms h a r i n gt h ep u b l i cv o lr a g e r e g u l a t o r ，t h i sp a p e rp o i n to u tt h em a i nf a c t o r sw h i c hi n f l u e n c e t h ec u r r e n t s h a r i n g s i m u l a t i o np r o v e s t h ef e a s i b i l i t yo ft h e p a r a l l e ls y s t e m t h e1 a t t e r i se a s i e rt oi n c r e a s ec a p a c i t y k e yw o r d ：i n v e r t e r c u r r e n tc o n t r o lt w o s t a t em o d u l a r i o n p a r a l l e l 西南交通大学硕士研究生学位论文 第1 页 第1 章绪论 1 1 逆变技术的发展 所谓逆变器，是指整流器的逆向变换装置。其作用是通过半导体功率 开关器件( 例如s c r ，g t o ，g t r ，i g b t 和功率m o s f e t 模块等) 的开通和 关断作用。把直流电能变换成交流电能，是一种电能变换装置。j 下弦波逆 变器的主要用途是用于交流传动，静止变频和u p s 电源。 常用逆变器主电路的基本形式有两种分类方法【l j ：按照相数分类，可 以分为单相和三相；按照直流侧波形和交流侧波形分类可以分为电压型 逆变器和电流型逆变器。具体如下： ，带中心撼头变压器式( 推挽式) ，单相_ 半桥式 ll 全桥式 ，电压型逆变器 il，半桥式( 应用较多) 逆变器i三相 1l 全桥式( 应用不多) f严相 l 电流型逆变器 【三相 逆变器的原理早在1 9 3 1 年就在文献中提到过。1 9 5 6 年，第一只晶体 管问世，标志着电力电子学的诞生，并开始进入传统发展阶段。1 9 6 0 年以 后，人们注意到改善逆变器波形的重要性，并开始进行研究。t 9 6 2 年， a k e r n i c k 提出了“谐波中和消除法”，即常用的“多重叠加法”，这标志 。着正弦波遵交器的诞生。1 9 6 3 年，f g 扎r n b u i i 提出了“消除特定谐波 法”，为后来的优化p y m 法奠定了基础，以实现特定的优化目标，如谐波 最小，效率最优，转矩脉动最小等。 1 9 6 4 年，由h s c h o n u n g 和h s t e m m l e r 提出的把通信系统调制技术应 用刘逆变技术中的正弦波脉宽调制技术( s i n u s o i d a p w m ，简称s p w m ) ，由 于当时开关器件的速度慢而未能推广，直到1 9 7 5 年才由b r i s t o l 大学的 s r b o w e s 等把s p w m 技术正式应用到逆变技术中，使逆变器的性能大大提 高，并得到了广泛的应用和发展，也使正弦漩逆交技术达到了一个新高度。 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 页 此后，各种不同的p w m 技术相继出现，例如注入三次谐波的p w m 、空间矢 量调制、随机p w m 、电流滞环p w m 等，成为高速器件逆变器的主导控制方 式。至此，正弦波逆变技术的发展已经基本完善。 在p w m 逆变器中，输出变压器和交流滤波电感的体积重量占主要部分。 为了减小输出变压器和交流滤波器的体积重量，提高逆变器的功率密度， 高频化是主要发展方向之一。但逆变器的高频化也存在一些问题，如开关 损耗增加，电磁干扰增大等。为了解决这些问题，最有效的方法有两个， 一是提高开关器件的速度，二是用谐振或准谐振的方式使逆变丌关工作在 软开关状态。 软开关逆变技术研究的最终目的是实现p w m 软开关技术，也就是将软 开关技术引入到p w m 逆变器中，使它既能保持原来的优点，又能实现软开 关工作。为此，必须把l c 与开关器件组成一个谐振网络，使p w m 逆变器 只有在开关转换过程中才产生谐振，实现软开关转换，平时则不谐振，以 保持p w m 逆变器的特点。p w m 软开关技术是当今电力电子学领域最活跃的 研究内容之一，是实现电力电子技术高频化的最佳途径，也是一项理论性 最强的研究工作。它的研究对于逆变器性能的提高和进一步推广应用，以 及对电力电子技术的发展都有十分重要的意义，是当前逆变器的发展方向 之一。 1 2 逆变控制技术 传统的电力电子变流装置多采用p i d 模拟控制，其主要的缺点是温漂 大，调整不方便，难以实现复杂的算法。现在已引入1 6 位和3 2 位微机或 专用的数字集成电路，使控制的精度大大提高。 自适应控制、多变量控制和分布控制是变流系统控制发展的方向，其 优点是可将多种控制功能集成在一个系统中或者把系统简化。智能控制和 模糊控制也是变流装置控制发展的趋势1 2 j 。 1 2 1 正弦波输出的方式 使逆变器实现波形正弦化的技术有两个；一个是采用阶梯波来逼近正 弦波的脉冲幅值调制法( 脉幅调制p u l s e a m p l i t u d em o d u l a t i o n ，简称 p a m ) ；另一种是采用等幅脉冲序列逼近正弦波的脉冲宽度调制法( 脉宽 调制p u l s e w i d t hm o d u l a t i o n ，简称p w m ) 。 l 、叠加法 多重叠加法对于低速开关器件如s c r 。g t o 等是非常适合的。多重 叠加法的基本原理是，把两个以上完全相同的方波，按一定的相位差叠加 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 页 起来，使它们的低次谐波相位差1 8 0 。而相互抵消，以得到谐波含量较少的 准正弦阶梯渡。多重叠加法又分为等幅叠船和变幅叠加，及改善输出量波 形的角度看，后者比前者效果好。电压型逆变器与电流型逆变器所使用的 多重叠加法是不同的，前者多用串联叠加，后者多用并联叠加。 2 、脉宽调制法 逆变器的脉宽调制技术p w m 是用种参考波( 通常是正弦波，有时也 用梯形波或方波等) 为“调制波”( m o d u l a t i n gw a v e ) ，而以n 倍于调制波 频率的正三角波( 有时也用锯齿波) 为“载波”( c a r r i e r w a v e ) 。由于正三 角波或锯齿波的上下宽度是线性交化的波形，园此它与调制波相交时，就 可以得到组幅值相等，而宽度正比于调制波函数值的矩形脉冲序列用来 等效调制波。用开关量取代模拟量，并运过对逆变器开关管鲍通断控魁， 把直流电变成交流电。当调制波为正弦波时，输出矩形脉冲序列的脉冲宽 度按正弦函数规律变化，这种技术就是正弦脉宽调制( s i r t u s o i d ap w m ) 技术。 p w m 与p a m 多重叠加法的不同点是要通过载波与调制波的比较进行 调制，因此根据载波与调制波角频率的关系不同，分为同步p w m 调制和 异步p w m 调制。 同步p w m 调制是使载波角频率( 决定开关工作频率) 私调秘波角频 率( 相当于输出频率) 同步的一种调制方法，调制波半个周期内所包含的 载波脉冲数是定植( 即裁波比恒定) ；冥步p w m 调割是使载波角频率和 调制波角频率不同步的调制法。调制波半个周期内所包含的载波脉冲数不 是定植( 即载波比不恒定) 。一般说来载波角频率是保持恒定的，但有时 也根据工作情况而变化。 3 、消除特定谐波的同步式p w m 逆变器 在电压波形特定的位置上设置“缺口”，通过每半个中逆变器的多次 换向恰当地控制逆变器的脉宽调制电压波形，通过脉宽平均法把逆变器的 输出方波电压转换成等效的正弦波以消徐菜些特定谐波，每设置一个“缺 口”就可以消除一种谐波，一般每半个周期中的“缺口”数是偶数的情况 较多。 4 、优化同步式p w m 技术 基本原理是根据某一特定的优化目标( 评价函数为最小) ，在离线状 态下计算出在所以工作频率范围内的开关模式( 开关角位露) ，使得某个 评价函数为最小( 优化目标最佳) ，然后把这个结果存储起来，通过查表 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 页 或其他方式输出，形成优化p w m 波形。 5 、跟踪型两态调制逆变技术 6 、电流型p w m 逆变器 7 、软开关逆变器 1 2 2 逆变技术的应用 逆变技术有非常广的应用领域。有源逆变( 变流器的交流侧按到交流 电源上) 可用于直流可逆调速系统、交流绕线转子异步电动机的串级调速 和高压直流输电等方面。无源逆变( 交流侧直接与负载连接) 应用场合更 多，凡是由各种直流电源向交流负载供电时，以及需要变频时，都需要无 源逆变电路。如：变频变压电源v v v f ( 主要用于交流电动机调速) 、恒频 恒压电源c v c f ( 主要用于不问断电源u p s ) 、感应加热用交流电源等。 1 3 逆变器的并联运行技术 在逆变器应用发展的另一方面，很多场合需要供电可靠性高，容量大 的供电系统，如正弦波输出的恒频恒压逆变器应用于不间断电源( u p s ) ， 需要将逆变器并联使用，以获得可靠的并联冗余逆变系统或大容量逆变系 统1 3 j 。电压型逆变器并联系统必须考虑以下几个问题：1 ) 这种逆变器的 过载能力仅为1 5 0 2 0 0 ，即使在零点几个周波内若输出电流超过这个极 限值也会使换相失败或器件损坏。2 ) 由于低阻抗和快速响应特性，其输 出电流变化极其迅速，容易出现过载情况。3 ) 有许多种不同结构的逆变 器电路，其工作原理各不相同，每种结构都有自己的特性和弱点。由于逆 变器的输出是正弦波，所以它的并联技术比直流电源的并联复杂的多，要 求并联系统中各逆变器模块必须保持输出电压同步和电流均衡。多模块并 联可以灵活扩充电源容量、降低对各模块电流应力的要求，易安装，维护 费用低，因此，并联技术也是当今高频开关电源技术的发展方向之一。 逆变电源并联技术是提高逆变电源运行的可靠性和扩大供电容量的 重要技术手段，当前大容量的逆变电源的发展趋势是采用新型全控高频开 关器件构成逆变电源模块单元，再通过多个模块并联进行扩容。这样可以 充分利用新型全控高频开关器件的优势，减少系统的体积降低噪音，提 高动态响应速度；同时利用并联技术，提高逆变电源变换器的通用性和灵 活性，使系统的设计、安装、组合更加方便，可靠性进步提高。 逆变电源的并联不同于直流电源的并联，逆变电源输出的是时变的、 交变的正弦波，并联时需要同时控制输出正弦波的幅值和相角，即同频率、 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 页 同相位、同幅值，否则，在并联的逆变器之删会有很大的环流。因此并联 技术的关键是解决逆变器之间的同步和负载均分闯题。 逆变电源并联控制的典型控制方法有： 1 、有功和无功并联控制，即功率偏差并联控制。通过每个逆变电源 单元检测出本单元输出的有功和无功的偏差值，来调节逆变电源单元输出 一电压的相位和幅值，保证每个逆变电源单元输出的有功无功相等，达到均 流的目的。 2 、下垂均流控制，即调节开关变换器的外特性倾斜度，以达到并联 的逆变电源接近均流的控制的目的。 3 、瞬时调制并联控制技术，是在并联逆变电源单元的每个开关脉冲 即时获取共联运行的均流信息，来瞬时调节单元输出的电压和相位，使输 出均流。 电流控制两态调制逆变器与s p w m 逆变器相比具有很多优点：控制方 法简单，系统稳定性高，在各种扰动( 如负载突变、直流侧电压突变) 下 动态响应速度快。能维持相当稳定的输出电压。内环可等效为个受控电 流源且具有限流保护功能等，这些特点使逆变器有很好的并联特性，因此 电流控制两态调制逆变器可以组成控制方式简单的并联系统。 1 4 论文的主要工作和意义 本文主要的工作是： l 、分析了基本两态调制技术的特性。指出了各种调制参数与逆变器 输出电压频谱的关系，以及如何通过调制器的参数改变对逆变器输出电压 的谐波进行控制。 2 、在分析线性两态调制方法的基础上，对比了电流控制两态调制逆 变器和电压平均值和瞬时值双环反馈s p w m 逆变器的特点，给出了两者的 各种暂态过程的仿真结果。 3 、分析了逆变器参数对系统的影响，并对电流控制两态调制技术下， 定滞环宽度时的开关频率和恒开关频率时的电感电流跟踪误差作出了估 算：讨论了滤波电感和电容的取值范围：对工c 输出滤渡器的谐振现象作 了一定的分析；指出了影响逆变器外特性的因素。 4 、分析了逆变器并联系统的运行规律，并以电流控制两态调制逆变 器为单元，采用设置锁相环和均流电路实现有功和无功均分的方案和共用 电压调节器的方案，分析了影响其并联运行的主要因素，通过仿真对两种 西南交通大学硕士研究生学位论文第6 页 方案给予了对比。 本文的意义： 1 、证明了电流控制两态调制是一种实现方式简单且具有良好性能的 技术。 2 、分析了逆变器参数与系统性能之间的关系，对于逆变器的设计和 应用有指导作用。 3 、基于电流控制两态调制逆变器单元的共用电压调节器的并联技术 对于方便地实现交流供电系统容量的扩大有现实的意义。 西南交通大学硕研究生学位论文第7 页 第2 章电流控制两态调制逆变器 2 1引 言 脉宽调制( p w m ) 技术已经广泛应用于各种逆变器的控制电路中。常 用的脉宽调制方法是把一给定参考波形与三角波或锯齿波相比较，根据它 们的交点产生脉宽波形。在不间断电源( u p s ) 中常采用各种脉宽调制( p w m ) 技术来改善逆变器的负载电压特性。一些谐波消除技术已经用来降低或消 除逆变器输出电压的低次谐波。这些技术的应用一定程度降低了滤波器 的尺寸和重量，但它们的控制电路较复杂。 为了进一步减小滤波器的尺寸，并使u p s 能用于不平衡的或非线性的 负载，提出了三次谐波注入技术例。这种方案就是预置逆变器的开关模式 且在u p s 的工作过程中保持不变。开关的方式由滤波器的截止频率决定。 三次谐波注入减小了系统的输出阻抗和滤波器的尺寸。但在三相u p s 的应 用中，这种固定的开关模式使系统不能调节负载电压。为了克服这个缺点， 可采用控制直流电压的方式来调节负载电压，也就是调整前级的方式，这 会使整个系统的控制电路很复杂。 在逆变器的应用中，需要考虑两个因素：输出正弦波的谐波含量低、 控制电路简单。同s p w m 相比，两态调制在这方面具有相当的优势i ”。两 态调制具有如下优点： 1 ) 实现电路非常简单，可靠性高； 2 ) 可以利用调制参数来改变输出电压的谐波含量。 2 2 两态调制技术的分析 2 2 1 工作原理 两态调制源于增量调制( d e l t a 调制) 。增量调制( d m ) 是通信技术中 的一种波形编码技术。它是把模拟信号转换成数字信号的一种方法。增量 调制就是用一位二进制码表示信号在某一时刻的值，相对于前一取样时刻 的值是增大还是减小，调制器的输出不代表信号的绝对值。种最基本的 增量调制系统一线性增量调制系统的结构如图2 一i a ) 所示，其工作原理 波形如图2 - i b ) 所示。调制信号s 。、和近似信号( 也是反馈信号) $ 1 1 0 的 误差放大信号为e m = 彳墨巾) 一曲】。误差放大信号再加至个受定时时钟 西南交通大学硕士研究生学位论文第b 页 控制的过零比较器，比较器根据定时时刻p 。的正负输出为低电平或高电 平，控制积分器输出的增减，从而达到s i p ) 逼近s 。、的目的a 解调器则用 一个和调制器相同的积分器对p ( ，) 进行积分得墨( ) ，再经过低通滤波器l p f 滤除高次谐波即可得到原信号s ( ，) 。 盔皇皇； b ) 图2 1增量调制系统及其原理图 a ) 系统结构b ) 工作原理波形 逆变器的主电路是一个开关式大功率放大器。逆变过程实质是模一数一 模的变化过程，它包括模一数和数一模两个变换过程，分剐对应于数字通信 技术中的编码和解码两个过程。因此，增量调制技术可以应用到电力电子 技术中去。增量调制的量化失真将会使逆变器的输出失真加大，为了避免 调制器过载以及满足系统的动态要求，积分器的速度必须达到一定的值。 频率越大量化失真越小。 两态调制( t w o s t a t em o d u l a t i o i l ，即t s m ) 是由增量调制发展而来 的，但性能比增量调制优越。两态调制通过改变逼近控制方法，取消了定 时时钟，因此调制过程只有幅度量化而没有时间量化，其量化失真也就比 增量调制小，且电路更简化。 基本的两态调制的工作原理如图2 - 2 所示。所谓两态调制就是调制电 路的输出只有两个状态，即高电平和低电平。要进行调制必须有一个载波 信号，一般的p w m 调制的载波是三角波或锯齿波，两态调制系统没有这样 的载波信号，它是把调制电路本身的输出经一个反馈网络产生的斜坡函数 作为载波信号。参考信号以似和载波信号k 经过迟滞比较器比较当 圪 只+ ， 西南交通大学硕士研究生学位论文第9 页 时，输出改变到另一个状态，使v e x e d 、。这样不断调节，可以保证屹跟随 ，且误差小于m a x h i ，h ： 。两态调制与增量调制的不同在于前者取消了 定时时钟，并将过零比较器改成了迟滞比较器。 b ) c ) 图2 - 2 两态调裁原理a ) 方框强b ) 、c ) 各点波形图 2 2 2 调制系统的定量分析 由调制器的工作原理可知，调制器的参数确定了调制器的输出电压和 开关的方式。本节分析各项调制参数对逆变器性能的影响。 在分析之前- 先作如下的简化和假设：逆变器的开关器件为理想开关： 滞环是对称的；逆变器输出电压与调制器输出具有完全相同的波形；调制 器的转换频率足够高，参考波的局部可用直线近似代替。线性化的波形如 西南交通大学硕士研究生学位论文第10 页 图2 - 3 所示 h 厂n 图2 - 3 波形局部放大图 ( ，) 为参考波，( ，) 为载波( ，) 为调制器输出，为积分器增益， 为a 、c 之间的瞬时斜率。 由波形图之间的几何关系可得： 尝+ 皇+ 塑：五 (2_1)k 17 弛+ 群( f ) 互= 2 h( 2 - 2 ) 由( 2 - 1 ) 可推出： 五= 而2 h ( 2 3 ) 足一以o ) 7 由( 2 - 2 ) 可推出： 正= 丽2 h ( 2 4 ) 足+ e ( f ) 7 所以调制器的输出波形的周期为； 丁。7 ；+ 互2 i ，= 4 而h k ( 2 5 ) 由( 2 - 5 ) 可褥调制器输出波形的转换频率为： ，= ；= 篆卧警】 ( 2 _ 6 ) 由于参考波为正弦波s i n t a t ，故参考信号的瞬时斜率为： k ，( f ) = 圪c o s 耐( 2 7 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第1i 页 则调制器输出的转换频率为： 厂= k i - ( 警) 2 c o s 2ox(2-8) 由式( 2 8 ) 可得以下结论： 1 、调制器的转换频率在c o t = 譬，k 为奇数时，达到最大值尝，也 z4 就是在参考正弦波信号的峰值时输出波形的转换频率最高。 2 、在参考正弦波过零时，调制器转换频率为最小值篆【l 一( 警) 2 1 e 3 、在参考信号的几个周期内对调制器瞬时转换频率取平均值可得调 制器得平均转换频率： 岛= 轰( 1 一警) 9 ) 由于逆变器的开关损失与调制器的平均转换频率有关，所以( 2 - 9 ) 式 表明可以通过适当选择调制器的参数来减小逆变器的功率损失。 从两态调制的原理可以看出，影响调制器输出的频谱和逆变器输出电 压的调制参数是： 1 ) 浠环宽度h ； 2 ) 积分器增益k ： 3 ) 参考信号的幅值。 两态调制系统还有很好的线路输入调节能力，而常用的s p w m 调制系 统的脉冲宽度并不会根据电源电压的改变而进行调节，也就是没有线路调 节能力。 2 2 3 调制参数的归一化 将各种调制参数归一化后，可以获得两态调制逆变器的般特性曲 线，对这些特性曲线的研究可知调制参数对逆变器输出的影响。 以直流电压珞作为各调制参数归一化的基准值，参考信号韵频率作 为基频。 调制参数的归一化值由以下公式绘出： 誓= 毒( 2 - 1 0 ，d 心= 孑 ( 2 1 1 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第l2 页 s 。：一1 f ( 2 一1 2 ) 式中，m 一一调制系数 k 一一滞环宽度的归一化值 f 一积分器的时间常数 甜一参考信号的角频率 在进行逆变器电压波形的特性曲线研究之前，先作如下假设： 1 ) 逆变器的直流输入没有纹波并选择等于1 o p u ： 2 ) 逆变器的开关器件是理想器件； 3 ) 负载阻抗( 以阻性负载为例) 选作基准值并等于1 o p u 。 由于逆变器的输出波形不是严格的局粥波，故采用离散傅立时变换 ( d f t ) 来分析逆变器输出电压的谐波含量。 2 2 4 两态调制逆变器的特性曲线 墓 叠 t 量 删# k 6 自咖 i i k a ) - 雕缸_ h 舯_ 轴p 4 a 嗡 杰 ， 皇 支 暑 c i+ = 舳辨 q i i p 一1 一- 一一q a t f - - k - n ，p 4 。”。- 一 一一+ m ”q 。_ 村， o 帆- d zp n n 2 一一一 。一a 妊。飞藉一i 西i 砖 h ，_ 嘲- 懒_ m 蛳* 6 v , o b ) 邮? , , - t t 嗡= t z mp 4 ： i 丽一1 藩一一”i 一 轴牟时龉曲n 虹一坼埘p 。 一 c )d ) 图2 - 4调制参数对逆变器输出电压基波分量振幅和谐波次数的影响 改变参考信号幅值对逆变器输出电压波形基波分量幅值的影响如图 西南交通大学硕士研究生学位论文第13 页 2 4 a ) 所示 8 。从该图可以看出，逆变器输出波形基波分量唬，和调制系数 m 之间是线性关系，且由下式表示 8 ： v o j=m-m-(2-1 3 ) 式中圪，是逆变器输出电压基波分量的峰值。式( 2 一1 3 ) 仅在调制器特性 的线性区域成立。该式也表明滞环宽度的归一化值圪并不影响调制器输 出基波分量的幅值，图2 4 b ) 得出同样的结论。 当逆变器应用于u p s 时，电压调节能力是系统的重要技术指标之一。 两态调制逆变器输出电压基波分量和调制器输入端参考信号的振幅之阍 是线性关系，这一特点使该系统在直流电压和负载在一定范围内发生改变 时迅速调节输出电压。两态调制逆变器应用于u p s 时具有相当的优势。它 可以简化系统的控制电路，提商系统的可靠性。 由图2 4 c ) 可以看出改变掰对逆变器输出电压谐波次数的影响。两个 变量之间并没有很强的联系。但是，改变调制系数会影响逆变器输出电压 谐波的振幅。该图同时也表明了滞环宽度的变化对谐波的影响很大。为了 减小输出滤波器的尺寸。可以利用减小a 圯的方法使谐波的次数升高。但 是，受开关器件性能的制约，不可能将a 吒减得过小，否则会使开关器件 得工作频率很高，从而造成很大的开通和关断损耗，甚至损坏开关器件。 改变载波斜率( 积分器增益) 瓯对逆变器输出毫压谐波次数的影响如 图2 - 4 d ) 所示。由图可以看出，增加载波斜率值可以增加谐波的次数，但 同时也会减小输出电压基波的幅值。 2 ，2 5 计算机仿真 以单相全桥逆交器为例，参考信号为5 0 舷的正弦波，在三种情况下 对逆变器的输出电压进行谐波分析，以证实调制器的特性。 单相全桥逆变器在各种调糊参数下的输出电压频谱分析如图2 - 5 所 示。各种情况的调制参数为：a ) m = 0 a p u ，兕= 1 0 p u ，k = o 0 1 5 p u ； b ) m = 0 4 p u ，s 。= 1 , o p u ，a k = o 0 4 p u c ) m = 0 4 p u ，5 。= o ，7 8 p u ， k = 0 d 1 5 p u 。 西南交通大学硕士研究生学位论文第l4 页 a ) b ) c ) 图2 - 5 逆变器输出电压频谱图 从图2 5 a ) 和图2 5 b ) 的对比可以看出滞环宽度的归一化值对输出电 压频谱的影响很大，而且可以看出圪对输出波形的基波分量的振幅影响 很小，但减小可以升高谐波的次数。图2 - 5 a ) 和图2 5 c ) 表明了载波斜 率s ，对输出波形基波分量的振幅的影响，增大瓯也可以升高谐波的次数。 2 3 s p w m 逆变器 删丁日ig粤蝉 西南交通大学硕士研究生学位论文第15 页 随着系统规模的扩大，控制任务的复杂化，控制理论研究的对象是多 变量、非常系数、非线性和不确定系统，特别是系统的不确定性主要表现 在系统信息的模糊性、时变性和不完整性上。对于这种系统要求建立精确 的数学模型是相当困难甚至是不可能的事。在这种情况下，产生了一些不 要求建立数学模型的控制策略，如模糊控制、神经网络控制等。基于这些 控制策略的各种技术已同趋成熟，已经开始应用于电力电子技术的各个领 域u 2 1 3 】。 不间断电源( u p s ) 的发展对输出波形的要求越来越高，通常要求逆变 器输出电压是谐波含量很小的正弦波，并且要求有良好的动态响应。最常 用的方法是采用p w m 控制策略和后级i ，c 滤波电路来实现。为了得到高质 量的正弦输出电压，常采用正弦波脉宽调制技术( s p w m ) 。提出了许多控制 方法来减小输出波形畸变率。但简单的开环控制不能满足负载突变时对动 态响应的要求，所以引入了各种各样的闭环控制方法。在众多的方案中， 主要是调制方式的不同和闭环控制策略的改进。 2 3 1 s p w m 逆变器的单环反馈控制 ( 一) 电压平均值反馈 ， 单相全桥式逆变电路电压平均值反馈控制框图如图2 - 6 所示。这是一 种曾经应用较广的反馈控制策略。它是单电压反馈环，逆变器输出电压 畋( f ) 经电压互感器降压后进入乎均值电压检测电路，其输出与给定电压相 比较，产生的误差信号经p i 调节器，其输出信号用以调节正弦波参考信 号的幅值( 通过乘法器相乘) ，再将该调制信号与三角波载波信号相比较， 产生s p w m 信号，经过驱动电路加到逆变器上。 图2 - 6 电压平均值反馈控制框图 这种控制方式较为简单，对输出电压的幅值可以连续调节并保证一定 的静差，但存在如下弱点 j 4 j ： 西南交通大学硕士研究生学位论文第16 页 l 、系统动态响应速度缓慢：由于包含l c 输出滤波器，单环电压反馈 系统是一个二阶系统，只有在p i 电压调节器中加入大的补偿电容才。能保 证系统稳定工作，加上平均值电路中的滤波电容增大系统惯性，当直流侧 电压或负载产生突变，系统的动态响应速度很慢，常经历几个输出周期。 2 、负载适应性差：对于诸如u p s 一类电源，经常面对一些非线性负 载，电流冲击度很高。对输出电压波形而言，电路实际上是开环控制，因 此在脉冲电流冲击下，输出电压波形产生畸变，总失真度升高。 ( 二) 电压瞬时值单环反馈 针对电压平均值反馈方式存在的问题，为实现输出电压的波形控制， 采用电压瞬时值反馈控制策略。原理如图2 7 所示。 图2 7 电压瞬时值反馈控制框图 图2 - 7 与图2 6 的差别在于电压互感器增加了一路输出电压，该反馈 电压与乘法器输出的正弦波进行瞬时值比较，也即是由平均值控制环产生 的信号作为瞬时值反馈的基准，比较后所产生的误差信号与载波信号相b b 较并得到s p w m 控制信号。 ( 三) 电流瞬时值单环反馈控制 和电压反馈控制方式相比，电流反馈控制是一种新颖的控制方法，由 于客观的需要，原有电压型控制存在局限性阻及电流型控制自身的优点， 使这种控制方式得到重视和应用。 在实用电源系统中，有一类希望输出电流是可控的，例如。以交流电动 机为负载的v v v f 电源；另一类则希望输入电流是可控的，例如c v c f 电源， 目的是为了适应输入电压和负载电流变化条件下维持输出电压恒定。这些 要求在已有的电压型控制策略中都难以直接实现。 典型的电流型控制电路有电流滞环跟踪控制和恒开关频率的电流控 制。 电流滞环跟踪控制电路的任务是控制桥上下臂器件交替导通并保证 西南交通大学硕士研究生学位论文 第】7 页 电感电流跟踪正弦给定，在开关频率很高的条件下，便有可能得到可控的 正弦输出电流。这种控制方式的特点1 1 4 】： 1 、系统具有快速的瞬态响应：由于电流反馈的作用，当输入直流电 压波动或负载突变引起输出电压变化时，都将引起电感电流变化率的变 化，使功率器件的开关点发生变化，从而改变输出电压波形。实质是前馈 控制作用。 2 、系统具有较高的稳定性：电压单环反馈控制系统是一个二阶系统， 是一种有条件的稳定系统，需要对电路作校正设计；而电流单环反馈控制 系统则是一个一阶系统，是一种无条件稳定系统， 3 、容易防止变压器偏磁现象：在电压型控制方式中，如果主电路采 用全桥电路结构，由于器件参数( 导通压降和存储时问等) 的分散性，会 导致电压波形不对称，使变压器初级偏磁导致变压器磁路饱和；但在电流 型控制方式中，每个开关周期都自动调整电流脉宽以保证变压器伏秒值平 衡，因此可以避免偏磁现象。 4 、电流型半桥电路容易产生失控：电流脉宽不等会导致电容电电荷 的安秒值不平衡，在半桥电路结构中，这种不平衡会导致直流侧分压电容 端压不等，电源中点漂移，恶性循环的结果将使电路失控。 5 、开关频率不固定：由于器件的开关点完全取决于电流到达上下限 值的时间，因此滞环控制的开关频率并不固定。这与电压型控制下载波频 率恒定的p w l v l 控制有很大不同。由于开关频率是变化的，电路工作可靠性 下降，输出电压的频谱变差。 2 3 。2 双环反馈控制 随着不问断电源( u p s ) 的发展，对逆交器输出电压波形的要求越来 越高，正弦波形的畸变率要求很小，系统要有很好的稳定性和快速的动态 响应特性。显然，简单的单环反馈控制是无法满足这样的要求。于是发展 出了多环反馈控制方案，这些方案充分利用了各种单环反馈( 如：电压平 均值反馈、电压瞬时值反馈和电流平均值反馈等) 的优点，大大提高了s p w m 逆变器的性能。 每种控制方式都有自己的特点，系统的复杂程度也不一样。具体应用 时，既要使系统具有良好的稳态和动态性能又要考虑降低系统的复杂性和 成本，综合各方面的因素多采用双环反馈控制。 以输出交流电压的平均值反馈为外环、输出电压瞬时值反馈为内环的 双环反馈控制是较为实用和常用的一种控制方式。控制电路的框图如图 西南交通大学硕士研究生学位论文第i8 页 2 - 8 所示。 圈2 - 8 输出电压平均值和瞬时值反馈原理框图 这种控制系统的特点是： 1 、输出电压平均值反馈在外环，采用p i 调节器来实现对输出电压的 无静差调节。 2 、采用输出电压瞬时值反馈内环，以减小输出电压波形的失真度， 提高系统的动态性能。 2 4 电流控制两态调制逆变器 2 4 ，1 电流控制两态调制原理 第二章介绍的基本两态调制系统有一个明显的特征，就是在低通滤波 器之前，功率开关之后取出一个信号作为反馈信号，由此来产生系统的自 持振荡，而不是象普通的p w m 那样，为使调制系统工作而引入三角波或锯 齿波等。实际上，由于调制器的输出是脉冲信号，此信号经过滤波在滤波 器内必然产生斜坡函数，如果利用这个斜坡函数取代反馈网络产生的斜坡 函数使系统自激振荡，则反馈网络就可以省掉。 从两态调制的原理来看，调制器的反馈赠络应具有“积分”特性，即 当v o ( ，) 为高电平时，反馈网络的输出应逐渐增大，圪( f ) 高电平持续时间 越长，它的输出应增得越大；反之，反馈网络的输出应减小。输出滤波器 的输入电流就具有这样的特点，因此可以作为调制器所需的斜坡函数。利 用输入电流f 就得到如图2 9 所示的电流控制两态调制系统( c u r r e n t c o n t r 0 1 l e dt w o s t a t em o d u l a t i o n ) 。 西南交通大学硕士研究生学位论文第19 页 图2 - 9电流控制两态调制系统 该系统由两个反馈环路构成，内环是电流环，其参考输入为电流给定 信号，反馈信号为功率开关输出电流即滤波器输入电流。内环的作用是产 生自持振荡形成两态调制器，它能对电流进行调节控制，使之逼近给定信 号，从而提高了系统的动态性能。外环是电压环，它将输出电压以和基准 电平信号，进行比较，经过限幅放大，误差电压作为电流内环的给定。限 幅的目的是限制内环的电流给定值，从而对功率管进行限流保护。该系统 充分利用了电流反馈和两态调制技术的优点，系统的双环结构和两态调制 技术的联合应用，使它获得了优良的电气性能。 2 4 2 电流控制两态调制逆变器的数学模型 图2 1 0 线性化后的系统框图 由于电流控制两态调制逆变器的电流内环有一个滞环比较器。因而其 控制系统是一个非线性系统，难以用普通的方法对其进行分析。为了得到 这种控制系统的数学模型及传递函数，运用描述函数法的基本思想，先作 一定的假设，将非线性环节在正弦信号作用下的输出用基波分量来近似， 将非线性系统等效为一个线性系统i l “。电流内环等效为一个电流跟随器， 西南交通大学硕士研究生学位论文第20 页 也就是将滞环比较器等效为一个比例环节，则逆变器线性化为如图2 1 0 所示。 分析线性化后的系统可知，输出l c 滤波器在电流内环的作用下，由 二阶降为一阶，从而使系统成为一个稳定的系统。在这里电流内环具有降 阶的作用。当然这个模型只是对真实系统的近似。 由图2 一l o 可写出系统的闭环传递函数为： ( 酢+ ! 生) 硒。 ) = 可 ( 2 - 1 4 ) 1 + 七( 足p + 二二) 五：6 乙 空载时滤波器的输出端只有电容，可得： 瓯萨言( 2 - 1 5 ) 闭环传递函数为： 魄= c s 2 堂+ k k 坐, j ( k 盟p s + 一k d ( 2 - 1 6 ) 带阻性负载时输出端为电容和电阻并联，可得： 一 ：墨r2-17)(-o s ) r 。1 + r c s 闭环传递函数为： g 舯) ：掣趣型 ( 2 _ 1 8 ) c s 2 + ( i 1 + 胜矿砟垮+ 娥可露， 带感性负载时输出端为滤波电容，负载电阻和负载电感并联，可得： 旷鬲疆了 闭环传递函数为： g 一瓦下k 瓦( k p s + 两k 1 ) l ：s 2 + ( + 船。，七，) s + 船。，i ，+ 2 5 仿真对比 ( 2 一1 9 ) ( 2 2 0 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第21 页 下面以一个单相正弦波逆变器为例，运用m a t l a b s i m u l i n k 仿真，对 比在各种扰动情况下电压平均值及瞬时值双环反馈逆变器和电流控制两 态调制逆变器的暂态性能。 由于本文主要是对不同调制方式和不同控制方法性能的对比，故忽略 一些次要的因素，诸如开关的死区等。仿真的条件为：逆变器的主电路为 单相全桥逆变器，线路直流电压为u ，。= 1 4 0 v ，参考信号( 调制波) 为 “，( r ) = 1 0 0 s i n 3 1 4 t ( 频率f = 5 0 h z ) 。输出滤波器的电感和电容分别为l m h 和3 0 “f 。 对于电压平均值及瞬时值双环反馈逆变器，载波( 三角波) 频率为 = 8 0 0 0 h z ，调制度a = 0 8 ，单相全波整流电压的平均值 o 6 u o = 兰兰u = 三u m a o 6 3 6 6 u 所以电压给定值为u o = 6 3 6 6 v 。对于电流 兀耳 控制两态调制逆变器则直接设参考信号为“，( f ) = 1 0 0 s i n 3 1 4 t 逆变器设为 单位反馈系统，滞环宽度取1 。两种控制方式下的输出电压波形如图2 - 1 l 所示。在以上仿真条件下，电流控制两态调制逆变器输出正弦波的t h d 约 为1 9 ，电压平均值及瞬时值反馈逆变器输出正弦波的t k l d 约为1 8 。 由这两个图可以看出：电流控制两态调制逆变器的跟踪特性较好，输 出电压仅在最初的一、两个周波存在畸变，很快便进入稳态；而电压平均 值及瞬时值双环反馈逆变器由于要保证系统的稳定性，电压瞬时值内环不 可能做得太大，从而导致系统动态过程较长。从图2 - 1 l b ) 可看出系统经过 了至少十个周波才进入稳态，且存在过调节。 a ) 电流控制两态调制输出电压波形 西南交通大学硕士研究生学位论文第22 页 b ) 电压平均值及瞬时值双环反馈逆变器输出电压波形 图2 - 1 1 两种控制方式下的输出电压波形 两种控制方式下系统的动态响应特性也不一样。图2 一1 2 是系统进入 稳态后，在0 1 s 时刻由空载突加2 0 q 的阻性负载后的动态响应曲线。 a ) 电流控制两态调制逆变器输出电压波形 西南交通大学硕士研究生学位论文第23 页 1 0 0 5 0 0 5 0 1 u o i f f 燃凇 酣 触 f以谢 v lli v v i 0n 0 5a 10 1 5n 2n 2 5n 30 3 50 , 4 b ) 电压平均值及瞬时值双环反馈逆变器输出电压波形 图2 一1 2 两种控制方式下突加负载时的输出电压波形 电流控制两态调制技术充分利用了电流和电压瞬时值反馈的优点，并 且由于两态调制技术自身稳定性高的特点，电压调节器的比例调节系数可 以设定得较大，因而系统具有很好的跟踪特性，具有很好的动态特性。而 输出电压平均值及