（微电子学与固体电子学专业论文）adc的可测性设计技术研究.pdf

摘要 任过左的几十年间，自动测试设备( a t e ) 在集成电路测试中占有重要地位，但是随着 芯片规模按瞻尔定律膨胀，用a t e 设备进行测试的成本越来越高。据1 9 9 9 年n t r s ( n a t i o n a lt e c h n o l o g yr o a d m a pf o rs e m i c o n d u c t o r ) 预测。如果还不借助于可测性 殴计的话，未米a 丁e 设备的成本将会超过2 0 m $ ，到2 0 1 4 年测试一个晶体管的成本将会 超过制造一个晶体管的成本，为了降低集成电路测试成本，对集成电路进行可测性设计是集 成电路洲试发展的必然趋势。数字集成电路的可测性设计经过几十年的发展，基本形成了一 套标准的可测性设计方法有比较成熟的可测性设计r 具支持；对于模拟集成电路来说，尽 管过左儿十年人们从没间断过对模拟集成屯路的可测性设计研究，但剑目前为止仍然没有像 数宁集成也路可测性设计那样有比较成熟的可测性设计工具支持，也没有像数字集成电路那 样有统一的故障模型。随着c m o s 和b i c m o s 技术的发展，当前超过6 0 的集成电路芯 片山包含有数模混合信号电路。并且随着s o c 设计的发展呈不断上升趋势：另外模拟集成 l u 路测试与数字集成电路测试一样。有些电路根本无法直接从外部管脚判断内部某块电路的 好坏，这就需要对其进行可测试设计来提高测试的故障覆盖率。本文通过对数模混合信号电 路中最常蚶的a d c 电路的故障模型、测试算法和内建自测试结构研究，提出切实可行的 a d c 电路可测性设计方案。实验结果表明，该a d c 电路的可铡性设计方案具有测试时间 短、测试精度高内建自测试结构占用芯片面积小和易于片上集成等优点。 本文组织如f 首先对数模混合集成电路测试各种常用的方法，故障模型，测试算法以 及测试的相父标准做了简要的说明，然后分析模数转换器( a d c ) 的故障模型，常用的测 试算法可测性设计方案以及内建自测试结构，第五章提出自己的a d c 测试算法和内建自 测试方案，第人章是实验和结论，晟后是对论文的总结和对将来研究工作的展望。 芙键词：a d c故昧模型测试算法可铡性设计内建自测试 东南人学硕i ：论文 a b s t r a c t d u r i n gt h el a s tf e wd e c a d e s ，a u t o m a t i ct e s te q u i p m e n t ( a t e ) h a db e e no f c r i t i c a ii m p o r t a n c ej ni n t e g r a t e dc i r c u i t ( i c ) t e s t h o w e v e 5w i t ht h ei n c r e a s ei n c h i ps c a l eb a s e do nt h em o o r e si a w ，t h et e s tc o s th a db e e nh i g h e rb ya t et e s t a c c o r d i n gt on a t i o n a lt e c h n o l o g yr o a d m a pf o rs e m i c o n d u c t o r sp r e d i c t i o n ， a t e sc o s tw o u l db e y o n d2 0 m $ i 1 3t h en e a r l y f u t u r ea n di tw o u l dc o s tm o r et ot e s t at r a n s i s t o rt h a ni tw o u l dc o s tt om a n u f a c t u r et h et r a n s i s t o rb yt h ey e a ro f2 0 1 4 ， w i t h o u tt h ea i do fd e s i g n - f o r - t e s t ( d f r ) t e c h n o l o g y s od f tt e c h n o l o a i e so f i n t e g r a t e dc i r c u i tw i l lb et h ec e n t r a lt e n d e n c yo ft h et e s td e v e l o p m e n to fi ci n o r d e rt or e d u c et e s t s t 。w i t ht h ed e v e l o p m e n to fd i g i t a li c ，sd f t t e c h n o l o g i e s i nt h ep a s td e c a d e s ，as e to fs t a n d a r dm e t h o d so fd f th a db e e na f r o r d e da n d s o m em a t u r ed f te d at o o l sh a db e e nd e v e l o p e d a st ot h ed f t t e c h n o l o g yo f a n a l o gi c ，a l t h o u g hp e o p l eh a di n c e s s a n t l ys t u d i e dt h ed f tt e c h n o l o g yo f a n a l o gi ci nt h ep a s td e c a d e s ，u n t i in o wa n a l o g t e s ts t i l ih a dn o tm a t u r ed f t e d at o o l sa n da i s oh a dn o tu n i f o r mf a u l tm o d e i w i t ht h ed e v e l o p m e n to fc m o s a n db i c m o st e c h n o l o g y , a tp r e s e n tm o r et h a n6 0 i cc o n t a i nm i x s i g n a i c i r c u i t sa n dw i l ia c c o u n tf o rm o r ea sar e s u l to ft h ei n c r e a s ei ns y s t e m o n c h i p ( s o c ) s o m ea n a l o ga n dm i x - s i g n a lc i r c u i t s p a s so rf a i li i k ed i g i t a lc i r c u i t sm a y n o tb ed e t e r m i n e dt h r o u g ht h ec i r c u i tp i n sd i r e c t l y s od f ts c h e m e sw i l ib e n e e d e dt oi m p r o v et h ef a u l tc o v e r a g eo fc i r c u l t s t h eo b j e c t i v eo ft h i ss t u d yw a s t op r e s e n ta c t u a id f ts c h e m e sf o ra d c t e s t i n gb yr e s e a r c h i n ga d c ，sf a u l tm o d e l t e s ta l g o r i t h ma n dt e s ts t r u c t u r e t h ee x p e r i m e n t a lr e s u l t si n d i c a t e dt h a tt h e p r o p o s e dd f ts c h e m e sh a da d v a n t a g e so fs h o r tt e s t i n gt i m e ，h i g ht e s ta c c u r a c y , i o wa r e ao v e r h e a d ，e a s i e s ti n t e g r a t i o no nc h i pa n de ta i t h i sd i s s e r t a t i o ni so r g a n i z e da sf o i l o w s t h ef i r s tc h a p t e r c u r t l yi n t r o d u c e s t h en o r m a lm e t h o d so fm i x e d - s i g n a li n t e g r a t e dc i r c u i t st e s t ，f a u l tm o d e l s ，t e s t a l g o r i t h m sa n dc o r r e l a t i v et e s ts t a n d a r d c h a p t e r2a m p l ya n a l y z e st h ef a u l t m o d e l so fa d c c h a p t e r3f o c u s e so nt e s ta l g o r i t h m so fa d c a d cb i s t a r c h i t e c t u r e sa r es u r v e y e di nt h ef o r t hc h a p t e r , c h a p t e r5p r e s e n t sm yo w n b i s ts c h e m ef o ra d ct e s t c h a p t e r6i se x p e r i m e n t sa n dc o n c l u s i o n s c h a p t e r7 c o n t a i n sas u m m a n o ft h ec o n c l u s i o n so ft h i sr e s e a r c ha n dp r e s e n t sap r o p o s a l f o rf u t u r er e s e a r c h k e yw o r d s a d c ；f a u l tm o d e l ；t e s ta l g o r i t h m ；d e s i g nf o rt e s t ；b u i l t - i ns e l f - t e s t 学位论文独创性声明 本人声明：所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及 取得的研究成果。尽我所知。除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文 中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得东南大学或 其他教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究 所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 签名：孽垂驽日期：五芝；乡移 关于学位论文使用授权的说明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交的学 位论文的复印件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本 人电子文档的内容和纸质论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许 论文被查询和借阅，可以公布( 包括刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布 ( 包括刊登) 授权东南大学研究生院办理。 签名：翼碰导师签名：盈煞 日期：丕翌i ： 夕罗 前言 前言 1 a d c 集成电路可测性设计的重要性 当前超过6 0 的集成电路含有混合信号电路u j ，而这些数模混合信号电路通常是数模 转换器( a d c ) 、模数转换器( d a c ) 和锁相环电路( p l l ) 。对于s o c 中，混合信号电路 低丁2 0 的面积覆盏，却占了s o c 的b 0 n 试成本l z 】，并且将持续的增长，因此数模混 合信号电路的测试成为制约s o c 发展的关键瓶颈之一p j 。对于数模混合信号电路中的模数 转换器( a d c ) ，测试的参数多。 9 1 i | 试的算法复杂，占用自动测试设备( a t e ) 大量的测试时 间，增加洲试成本：高频的测试激励输入信号，将对被测电路产生大的干扰，尤其是电路在 圆片测试时这样火大降低测试的精度，因此对于高频信号电路的测试，内建自测试是唯一 有效的解决办法“3 ：对于高精度的a d c 电路，采用自动测试设备完全测试它的参数将需要 a t e 人量的存储空间i 用测试设备大量的测试端口，增加测试设备的成本。 通过对a d c 集成电路进行可测性设计，能降低芯片的测试难度，显著提高测试的故障 覆羔率，缩短芯片的测试时间，降低测试对a t e 设备的依赖，能进行在线测试。因此，可 t 测性设计成为解决a d c 集成电路诸多测试难题的唯一出路。 2 a d c 集成电路可测性设计的挑战 有效的故障模型对提高a d c 的故障覆盖和简化内建自测试结构的基础，通常a d c 集 成电路可测性设计有基于结构的故障模型h ”和基于a d c 电路功能的故障模型l 6 “”。基 丁结构的故障模型测试算法多种多样，它通常需要改变被测电路的结构，因而对被测电路的 干扰人，降低被测电路的良品率；基于功能的故障模型是通过测试电路的功能来判断被测电 路的好坏，然而a d c 的功能测试往往需要高精度的测试激励信号和进行复杂的响应分析， 这样增加内建臼测试的复杂度和大量的面积开销。因此，如何通过改进故障模型、测试算法 和可测性设计结构来解决a d c 的精度和面积开销问题，成为a d c 集成电路可测性设计的 关键币i 挑战。 对于嵌入式a d c 的可测性设计，由于从芯片外部端口难于直接控制a d c 电路的测试 降低了a d c 电路的可测性：s o c 芯片的设计流程中引入了i p 核复用的概念，这就要求i p 核的可测性设计也必须能够复埘由于i p 核种类的多样性工艺的多样性和来源的多样性， 以及需要保密等原冈，制定i p 核可测性设计复用的方案，并且和现有的数字集成电路可测 性攻计兼容是混合信号集成电路可测性设计必需解决的又一挑战i j j 。 3 本课题研究的主要内容和论文的结构 本课题的主要研究内容为模数转换器( a d c ) 的可测性设计技术，包括： 基丁_ 器件参数的故障摸豫 _ 基丁故障模型的测试算法 - 高精度、高故障覆盖，低面积开销的全数字的内建自测试结构 住本文的第一章简单介呈“了模拟集成电路可测性设计的基础知识，包括模拟集成电路备 种常朋的可测性设计方法，故障机理，故障模玳。测试算法和测试的相关标准。第一二章主要 介纠模数4 换器( a d c ) 可测性设计的故障机理和故障模璀。第二章的内容是介绍基于这 螳敞醉模诤的测试算法，分析它f j 的仇缺点。第四章介绍a d c 可测性设计的方案，深入分 东南大学硕j 二论文 七厅并种i j 哇建白测试结构。第五章介鳓本文提出的a d c 可铡性设计方案它具有高的铡试精 度低的面积覆盖。第八章介绍本课题提出的a d c 可测性设计方案的实验和结论：最后对 本课题所作的i ：作做了总结并提出今后上作中的研究方向。 2 第一章a d c 可铡性设计技术概述 第一章a d c 可测性设计技术概述 1 1a d c 集成电路可测性设计种类 1 1 1 按a d c 集成电路的可测性设计方法分类 通常认为a d c 集成电路的可测性设计方法有：扫描链测试( s c a nt e s t i n g ) 和内建 f 1 测试( b i s t ) 。扫描链测试是把电路中的难丁控制的点变为可控性，并把可观测点引出剑 也路的输出管脚。它的缺点是：激励产生和晌惠的分析都是通过自动测试设备( n r e ) 完成 的，。i i _ l i j 芯片的面积、改变被测试电路的结构和对被测电路产生干扰，测试的精度不够高。 内建白测试的激励产生电路和响应分析电路都是在芯片内完成，它可以不依赖测试设备就能 完成对芯片的测试，不需改变被测电路的结构，测试时间短，测试成本大大减少；对于高频 电路，内建自测试是唯一有效的方法。但它占用芯片的面积，激励电路和响应分析电路都难 丁产生。 1 1 2 按a d c 集成电路可测性故障模型分类 1 1 2 。1 功能测试 传统的模拟集成电路测试以及目前的a d c 电路的可测性设计大多采用功能测试，它通 常是按照a d c 集成电路的测试规范来判断电路的好坏，即通过在待测电路的输入管脚加入 激励在输出管脚观测电路的响应并同期望值进行比较的方法来判定待测电路是否存在故 碌。功能测试并不针对一定的电路类型和故障模型，任何一种待测电路都可以用功能测试来 检测。由于a d c 集成电路测试的规范参数多。通常测试不同参数需要不同的测试条件和加 载不同的测试激励信号，这样增加了测试时间和可测性设计电路的面积开销；对于有些a d c 电路尽管功能测试是正确的，仍然无法保证a d c 的所有电路元件无故障，这样a d c 电 路的可靠性降低，也很难估计a d c 可测性设计的故障覆盏率 1 1 2 2 结构测试 “j 一j 一一川o h 一。”一“ 结构测试通常根据a d c 集成电路的硬故障模型来测试电路的故障，即通过测试s t a c k a t 0 、s t a c k a t l 和电路元件的开路、短路以及桥接故障来确定集成a d c 电路是否 存在故障。结构测试并不考虑待测电路的具体功能，它首先假设电路中出现一个或多个故障， 然后通过加载测试激励和观测被测电路管脚的信号来确定这些故障如何用最少量和易自测 试的信号达到最天量的故障覆盖，可以通过测试算法生成相应的测试信号，也可以进行故障 模拟来确定需观测的测试信号。 4 需要注意的是，结构测试都是针对某一故障模型的，所生成的测试信号的故障覆盖率 也是针对某一故障模喇的，即使针对某故障模型生成的测试信号故障覆盖率达到百分之 白，也并不能保让这些测试信号能检测剑其它类型的故障。由此可见有效的故障模型是得到 离做j 9 1 l i 试信号的基础 结构测试j r 以是采川单故障模玳即在测试信号生成过程中假设待测电路中仅仅出现 一个敞障也可以采川多故障模型，就是在测试信号生成过程中考虑多处竹点出现故障的情 况。显然多故障模喇比较符合实际情况但采刚多故障模型将导致测试信号生成算法的运算 链急剧增加，并且研究表明对单故障模龌覆盖率高的测试信号对多故障模型也有相当高的故 障覆盖率。结构测试一般都采_ i i 单故障模型。 结构测试具有故障覆盖率高但是电路中单个元件无故障并不能完全保证整个电路的 功能止确，这土要是由丁多个元件参数的微量偏移导致整个电路的功能失效；另外。对于数 模混合信号结构测试仍然没有比较成热的可测性设计工具支持，也没有统一的故障模聚和有 3 一 东南大学硕士论文 敛的溯试算法来进行混合信号电路的可测性设计。 1 2a d c 的故障模型和测试算法 1 2 1a d c 的故障模型 数接混合信号集成电路的故障模型通常分为结构故障模翟和功能故障模型，结构故障模 ，i l ! 最基本韵是指硬 故障模础，它包括：电阻模型、电容模型、m o s 管模型、双极型晶体 管棋叩【1 “；另外，根据不同的a d c 电路结构，在测试棱式下重新配置它的电路结构，或 者采取对相应a d c 电路进行分块，使其便于测试。对于结构故障模型，钡4 试激励和测试响 应的生成算法多种多样，电路的故障覆盖率高，但它通常需要改交被测电路的结构，容易对 被湖l 电路产生千扰降低产品的良品率。 功能故障模型即参数故障模型，它是通过铡试a d c 的功能参数和性能参数如增益误差 ( g a i ne r r o r ) 、失调误差( o f f s e te r r o r ) 、微分非线性( d n l ) 、积分非线性( i n l ) 、信 噪比( s n r ) 和谐波失真( t h d ) 等参数来测试a d c 的故障。对于功能的故障模型，它不 需改变被测电路的结构对被测电路干抗小，基本不会降低产品的良品率。然而，对于功能 故障模犁，要得到高的故障覆盖率通常需要测试a d c 的多个参数，测试不同的参数就要求 生成不同的测试算法与其对应，这样会增加测试时间和内建自测试电路的面积开销；另一方 面，功能故障模型测试的故障覆盖率难于估计。 1 2 2a d c 的测试算法 a d c 的测试算法生成是以其故障模型为基础的。它包括基于结构的测试算法和基于功 能的测试算法。基于结构的测试算法多种多样，如电压算法、电流算法i 频率算法、f l a s h a d c 结构测试算法、流水线a d c 结构搦试算法和 e - a a d c 结构测试算法等。基于结构的 测试算法不需要考虑电路的功能，有利于涮试算法发展的多样化，但结构测试算法的有效性 难于估计 ，。 r 基于功能的测试算法是通过变化和简化a d c 电路的功能参数使其内建自测试结拇面 积开销小、容易实现。根据a d c 电路的功能参数，有增益误差( g a l ne r r o r ) 测试算法、 失调误差( o 仟s e te r r o r ) 测试算法、微分非线性( d n l ) 测试算法、积分非线性( i n l ) 测试算法、信噪比( s n r ) 测试算法和谐波失真( t h d j 测试算法等。基于功能的测试算 法测试时问长、内建自测试结构面积开销较大，并且故障覆盏率难于估计 、：，j ：? 4 。7。 土3 混合信号集成电路测试的相关标准 1 3 。li e e e1 1 4 9 4 - 9 9 混合信号电路测试总线标准 i e e e1 1 4 9 4 混合信号测试总线标准如图1 1 所示。它在i e e e1 1 4 9 1 边界扫描标 准基础上扩展了模拟扫描单元( a b m ) 、模拟测试总线( a b z a b 2 ) 和模拟测试总线接i z i 也路。模拟扫描单元位于混合信号电路的模拟管脚输入端和模拟管脚输出端，它有两种功能： 一，与数字扫描单元一起构成扫描链：- 二、传输模拟输入和输出信号。模拟测试总线a b i 瑚丁测试激励的加载，模拟测试总线a b 2 _ l | 于测试响应的输出。图1 1 中a t i 为模拟测试 激励输入端，a t 2 为模拟j 9 1 1 i 试响应输出端，这两个端口为混合信号电路添加的测试管脚， d b n 为数字边界扫描模块，t a p 为测试接入端口，它包括测试数据输入端t d i ，测试数据 输出端t d o ，测试模式选择端t m s 和捌试时钟端t c k 。通过对i e e e1 1 4 9 1 边界扫描 标准的扩展，i e e e1 1 4 9 4 混合信号测试总线标准增加了混合信号中的模拟模块的可控性 和可测性。有利丁提高测试的故障覆盖率 - 4 一 第一章a d c 可测性设计技术概述 蹲i il e 跳1 1 4 9 4 泥舟信号舅试总线标准 船翟。 i n h h q 如l 玺i1 2 所示的i e e e1 1 4 9 4d o to n em o d e 铡试结构在正常工作模式和测试 模式f 电路的数字管脚上传输的数字信号。然而对于电路的模拟管脚来说，在正常工作模 式f 模拟管脚传输的是模拟信号；在测试模式下，模拟管脚传输的是数字信号。 围l ，2i 既e1 1 4 9 4d o to 呻m o d e 如图1 3 所示i e e e1 1 4 9 4 a n a l o gm o d e 的电路，在模拟测试模式下，把模拟激 励信号通过a t l ( 对被测电路扩展的管脚) 加到a b m ( 模拟边界模块) ，由模拟边界模块 把测试激励信号加到被测电路( c u t ) ，被测电路的输出信号通过输出a b m 模块传递到a t 2 ， 这样可以通过测试设备采样分析被测电路管脚 再r 2 ) 的信号来测试电路的故障。 i 蝈1 ：，i e e ei t 4 9 4a n al o gm o d e 5 东南大学硕士论文 1 3 2i e e es t d1 2 4 1 - 2 0 0 0a d c 测试术语和测试方法 i e e e s t d1 2 4 1 2 0 0 0 规定了a d c 集成电路的测试术语和总体测试方法，也规定了 测试a d c 电路的参数选择测试设备的选择。测试条件的选择，测试接口的选抒，测试激 励的选择以及测试响应的分析。i e e es t d1 2 4 1 - - 2 0 0 0 主要为a d c 电路的制造者和a d c l ；j o 提供评价a d c 的基本性能和比较a d c 性能的优劣，也为测试工程师提供统一的测试 规范。最值锡注意的是i e e es t d1 2 4 l 2 0 0 0 适片i 于自动测试设备及其用在自动测试设 备的测试 序，但对于a d c 的内建自测试只提供测试术语和测试方法的有益的参考。 6 一 第二章a d c 集成电路可测性设计的故障模型 第二章a i ) c 集成电路可测性设计的故障模型 对下集成电路测试来说，传统的测试方法是在电路的输入端加载测试激励，通过测试电 路输出端的信号来判断电路的有无故障，输出信号的特征无疑表明了电路的故障模型，这就 是通常的功能测试。假如电路设计的原理正确和结构合理的情况下，导致整个电路出现故障 的原佣无疑是电路中单个或者多个元件出现故障，这里的所指电路元件故障它包括元件开 路、短路、桥接以及一个或者多个元件值的微量偏移。随着集成电路工艺、设计和测试的发 震对数字集成电路测试，人们提出了s t u c k a t 故障模型、时延故障模型和i d d q 故障模 啦，对嵌入式内存测试，提出了s t u c k - a t 、t f 、c f 、d r f 等故障模型，对混合信号电路的 测试，提出了硬故障模型、元件线性故障模型，在这些故障模型的基础上，提出了各种测试 算法米完成对电路的测试。因此无论是传统的功能测试，还是近来的结构测试故障模型的 研究成了集成电路测试研究的基础，尤其对模拟和混合信号集成电路，现在仍然没有统一的 故障模碰，冈此混合信号集成电路故障模型的研究显得尤为重要。 数模混合信号集成电路的故障模型通常分为结构故障模型、元件线性故障模型和功能故 障模，m 幺上构故醉模耻晟基本的是指硬件故障模型，它包括：电阻模型、电容模型、m o s 管模刑：舣极型品体管模列i x ：另外，根据不同的a d c 电路结构，在测试模式下重新配 置它的电路结构。或者采取对相应a d c 电路进行分块，使其便于测试。对于结构故障模型。 测试激励和测试响应的生成算法多种多样，电路的故障覆盖率高，但它通常需要改变被测电 路的结构，容易对被测电路产生干扰，降低产品的良品率。 元件线性故障模型是电路中一个或者多个元件的值偏移理论值，通过选择测试点来测试 出各个元件的故障。电路元件线性故障模型较精确，测试的故障覆盖率高，但由于元件线性 故障模碰的建立较复杂，它适于电路中包含元件相对较少的测试。 功能故障模型即参数故障模型，它是通过测试a d c 的功能参数和性能参数如增益误差 ( g a i ne r r o r ) 、失调误差( o f f s e te r r o r ) 、微分非线性( d n l ) 、积分非线性( i n l ) 、信 噪比( s n r ) 和谐波火真( t h d ) 等参数来测试a d c 的故障。对于功能的故障模型，它不 需改变被测电路的结构，对被测电路干扰小，基本不会降低产品的良品率。然而，对于功能 故障模型，要得到高的故障覆盖率通常需要测试a d c 的多个参数。测试不同的参数就要求 生成不同的测试算法与其对麻这样会增加测试时间和内建自测试电路的面积开销；另一方 面，功能故障模刑测试的故障覆盖率难丁估计。 这一章着重分析a d c 集成电路的结构故障模型、元件线性故障模型和功能故障模型的 产生机理，以及它们的模型结构。 2 1a d c 的结构故障模型 2 1 1a d c 的硬故障模型 a d c 集成电路的埂件故障模型包括：电阻模型、电容模型、m o s 管模型、双极型晶体 管模删p j 。对3 - m o s 管，电容和电阻，1 9 9 7 年国际测试会议( i t c 9 7 ) 公布的故障模型 分圳如 冬| 2 1 、2 2 和幽2 3 所示在无敞障情况f ，r p = 1 0 0 m q r s = 1 q ；当m o s 管粕游电容和电阻两端开路时：r s = 1 0 0 m f i ，r p = 1 0 0 m q ；当m o s 管漏源、电容和 i 也阻两端短路时r p = 1 d ，r s = 1 q ，把这些故障模型值州为表2 1 。为了减少a d c 电路 的微分1 i ：线性平ij 积分1 f 线性误差，电阻的精度要求高，因此采用如图2 4 所示的改进的电 l ，h 敞睇摸掣，当电阻无故陴时，r 小丁规范值，告电阻出现故障时，r 大于规范值，显 然“j 电阻出现开路或者短路故障时r 人丁规范值，因此该故障模型故1 1 ，9 7 的电阻故 卵班7 p 砸精确。 1 东南大学硕士论文 图2lm o s 管故障模型 r s r 图2 3 电胆故障模型 表2 1 电阻、电容、m o s 管故障模型参数值 r p 图2 2 电容故障模型 i r 故障模型参数 p s r p 无故障 1 q1 0 0 m n 短路故障l q1 q 开路故障1 0 0 m q1 0 0 m q 舣极晶体管的故障模型如图2 5 所示，r c 为集电极模型电阻，r e 为发射极模型电阻。 r b 为基极模璎电阻。r b c 为基极与集电极间的模型电阻，r b e 为基极与发射极问的模型电 阻，r c ey , j 发射极与集电极问的模型电阻，如表2 2 所示的双极晶体管故障模型参数值， 它清楚鲍表明了备故障模型的关系。 图25 双橄品体管故障模型 拈2 2 鼓板品体管故障楔艰参数值 “微一协体 管故环楔 r br cr er b cr b er c e ，弘参数 无故障 1 q 1 nl q1 0 0 m q1 0 0 m q1 0 0 m q 基极开路 1 0 0 m q 1 ql q1 0 0 m q1 0 0 m q1 0 0 m q 8 每正p n j pivlj 1 l叮rl文 b 第_ 二章a d c 集成电路可铡性设计的故障模型 集电极开 1 q1 0 0 m ql q1 0 0 m q1 0 0 m q1 0 0 m q 路 发射极开 路 l ql q1 0 0 m q1 0 0 m q1 0 0 m q1 0 0 m q 墓极集电 檄短路 1 ql q1 qi q1 0 0 m q1 0 0 m q 錾橄发射 极短路 l q1 q1 q1 0 0 m q1 n1 0 0 h q 集也极发 1 q1 ql ql o o m ql o o m ql q 射极短路 上述故障模犁参数值列表只考虑了元件的单故障模型，即每个元件只出现一种故障，通 过对每一故障模拟来完成测试矢量的生成。基于上述元件硬故障模型，人们开发出了适于混 合信号测试的各种b e n c h m a r k 电路；滤波器电路、运算放大器、比较器、锁相环电路和 d a 转换器电路等。 2 1 2a d c 的元件线性故障模型 a d c 元件的线性故障模型是a d c 中一个或者多个元件的值偏移理论值，通过选择测试 点来测试出各个元件的故障。首先建立元件值与测试点数量选择的矩阵关系，然后通过优化 测试点的数餐以及去掉元件值故障的线性相关性来权衡测试的可靠性和测试的成本假定一 个元什的故障引起m 个测试点故障，收集这m 个故障得到矢量y ，这m 个故障与n 个工 艺参数相天，这n 个一j ：艺参数组成x 矢量，这里先不考虑测量的误差，得到这个元件的故 障楔弛为。 y = a x( 2 1 ) 式( 2 1 ) 中a 为mxn 阶模型矩阵。通常情况下m 远大于n 2 2a d c 的功能故障模型 2 。2 1 失调误差( o f f s e te r r o r ) 对丁：一个理想的a d c 电路。它转换的第一个输出代码发生在1 2 l s b ( 1 l s b = v r e f 2 “ n 为a d c 电路韵精度) 失调误差是理想a d c 输出和实际a d c 输出的第一个代码转换点 的筹，如幽2 6 所示。 陶2 6a i ) c 失调误差 9 n a t o gi “叫t 东南大学硕士论文 2 2 2 增益误差( g a i ne r r o r ) 增备误筹是使a d c 的输出全为1 时去掉失调误差后，理想a d c 电路的输入电压 与实际a d c 电路的输入电压之差。 增益混整 髓2 7 d c 增益误差 2 2 3 微分非线性( d n l ) 微分1 r 线性是实际a d c 输出两个连续代码宽度( 同一代码的数量) 的差。对于理想的 a d c 电路，微分非线性为o ，并且每个代码宽度为1 l s s 当微分非线性小于1 l s b 时， 表明a d c 电路在转换时没有代码丢失根据定义可得微分非线性的表达式为。 d ! l =- 1 ( l s b )( 2 2 ) 式( 2 2 ) 中的v d 表示输出代码d 所对应的输入电压，v i l s b 表示两个相邻代码理想电压 茄。如幽2 8 所示。对于高的微分非线性，不仅能引起a d c 输出代码丢失，也能影响a d c 电路的动态参数。 钆“m t 圈2 8 d c 微分非线性 2 2 4 积分非线性( i n l ) 积分1 l ：线性是实际输出传输函数和理想输出传输函数的偏移。也被定义为积分非线性的 币i 如剀2 9 所示。对于a d c 的理想输出直线，可以用最佳逼近曲线代替，也可用过零点 羽f j 菌讨羊￥的直线代替。根据积分非线性的定义。去掉a d c 的增益和失调误差可得如下的 1 0 第_ 二章a d c 褒成电路可铡性j 殳计的故障模型 计算表达式。 i n l = 一d ( l s s )( 2 3 ) 式( 2 | 3 ) 中v v 为输出代码d 所对应的输入电压v d 表示输出代码为o 时的输入电压， v i l s b 表示两个相邻代码所对麻的输入电压差。积分非线性表明了实际传输曲线和理想传输 曲线的偏移科度。值得注意的是由于微分非线性和积分非线性与电路设计和工艺有关，并且 每个代码的1 f 线性是离敬的，因此它们并不像增益误差和失调误差那么容易校正。 o u t p u t 圈2 9 d c 积分非线性 2 2 5 信噪比( s n r ) ( 1 ) 兰j 只考虑鲑化噪声时的信噪比为 s n r d b = 2 0 l o g l o l 4 r m s l 4 m 【删s 】 ( 2 4 ) 对丁 一个理想的a d c ，输入幅度为满量程的正弦波时。对于量化噪声的信噪比为 s n r a b = 2 0 l o g l o 知 2 4 i j 2 ”1 2 】) ( 2 5 ) 式中a r e r ( 2 压】表示输入为满量程的正弦波的功率，a 耐【2 ”拉】表示a d c 量化噪声的 功率。由式( 2 。s ) 可得如下等式。 s n r d b = 6 0 2 n + 1 7 6 3 ( 2 6 ) ( z ) 对丁总的噪声的信噪比计算式如下。 s n r a b = 2 0 l o gj o ( 4 r m s 1 4 。，。m 【堋f 】) ( 2 7 ) 武( 2 7 ) 中a i 。 r m s 表示输入信号幅度的有敲值，a t 。t a i _ n o i ” r m s 表示a d c 总的噪声( 热 燃，：，：t ：化噪声等) 幅度的有效值。对丁止弦波输入该正弦波的幅度为a d c 的满繁程输 入划该a d c 的s n r 最人理论值为。 s n r a t , = 6 0 2 n + l ，7 6 3 + 1 0 l o g ，o ( 厶帕，2 允) ( 2 8 ) 上式中f m 。表示输入信号的最大带宽，由上式可见，随着信号采样频率的升高，a d c 的信 嵘比增加，通过过采样，使墙化噤卢扩展到d c 到f 。，频带内，这样来减少量化噪声的影 东南大学硕士论文 响。 2 2 6 信号噪声失真比( s i n a d ) 对r 止弦波输入信号，a d c 的信号噪声失真比定义为：输入正弦波信号的有效值和a d c 输山信号的嵘声比( 这里的噪卢包括a d c 输出信号的多次谐波信号，通常是二次到五次谐 波的和) 。信号噪声火真比表明了a d c 动态范嗣( a d c 最大输出信号与a d c 输出最小信 号的比) 的品质。a d c 的信号噪声失真比的计算式如下。 s i n a d a b = 2 0 l o g l o ( 4 r m s 4 + r 搿】) ( 2 9 ) a s i g n a l t r m s 表示输出信号的有效值a n o t s e + h d 表示除去直流分量后，所有在奈奎斯特频 率以f 频谱的有效值的和。可见信号噪声失真比它与输入信号的频率和幅度有关。 2 2 7a d c 有效精度( e n o b ) a 实际的a d c 测试中，通常用有效精度( e n o b ) 来代替a d c 的信噪l - t ；( s n r ) 和信号 ，噪声火真t k ( s i n a d ) 。在特定频率的输入信号和信号采样率的情况下。有效精度( e n o b ) 表示了a d c 电路总的精度。有效精度的计算式如下。 e n o b = n l 0 9 2 ( 4 f i “r m r m 【r m s 】m m 【，舰，】) ( 2 1 0 ) 式( 2 1 0 ) 中n 表示a d c 输出数字代码的位数，a h e a s u 眭o _ e r r o r r m s 表示a d c 电路的平 均啜青，a l d e a l e n o r r m s 表示a d c 电路的量化噪声。量化噪声的计算式如下 如一* 【r 腓】_ a 目 2 “x 12 ( 2 11 ) 式( 2 1 1 ) 中a 巧表示a d c 输入的满量程电压，它由a d c 的参考电压确定，即 a m = 4 w ( 2 z 2 ) 把式( 2 1 1 ) 和式( 2 z 2 ) 代入式( 2 1 0 ) 可得如下等式。 e n o b = l 0 9 2 ( 以口一“m 【棚s 列1 2 )( 2 。1 3 ) 通靠情况f ，a d c 的有效精度与a d c 的输入信号的频率和幅度有关用给定频率和幅度的 正弦波测试l o - b i t a d c 电路如果测试该a d c 电路的有效精度( e n o b ) 为9 - b i t ，那么该 1 0 一b i ta d c 电路产生的噪声相当于理想g - b i ta d c 电路产生的噪声由信号噪声失真比 可以直接得出a d c 电路的有效精度，计算式如下。 e n o b ；( s i n a d - 1 7 3 ) 6 0 2( 2 1 4 ) 对丁理想a d c 电路，它的有效精度只与量化噪声有关，但对于实际的a d c 电路，有效精 度除了与封化误差有天外，还与a d c 输出的代码异常有关，如输出代码遗失、交流直流 竹线性雨q l 狰抖动笛有犬；另外，a d c 电路的参考电压和电源电压也将使其有效精度降低。 2 2 8 a d c 电路总谐波失真( t h d 总浩波火真是a d c 电路输出信号的快速傅立叶变换的所有谐波的均方根与基波信号的 有效值的比，它的计算如式( 2 1 5 ) 所示。按总谐波失真的定义，在计算a d c 电路的总谐波 ，人真州m 包括所有谐波分量的和。实际上a d c 输出信号的二次、三次和四次谐波的值占 了a d c 输出信号总谐波火真的主要部分。 ，1 2 第二章a i ) c 集成电路可两性设计韵故障模型 t h d # b = 2 0 1 。g 。( 归= 了i 了j 刁石= ) ( 2 1 s ) j l ：( 2 ，1 5 ) 中a m r m s 浓示a d c 输出信号基波的有效值，a h o2 r m s l 蛰ja h on r m s l 表示a d c 输出- 二次；旨波剑n 次谐波的有效值。 2 2 9 无杂散动态范围( s f d r ) 无杂敬动态范嗣是指a d c 输出信号的基波分量与a d c 输出信号的最大失真信号分量 的比，它表明了a d c 电路输出信号在一定频带内的最大干扰。在定频率和幅度正弦信号 输入剑a d c 电路，a d c 电路的无杂散动态范围的计算式如下。 s f d r d b = 2 0 l o g 。q 趣厶k l ，l m 【m f ( 2 1 6 ) 式( 2 1 6 ) 中a 【f l n 】。；表示a d c 电路在一定频率和幅度的正弦信号输入时，输出信号基波 分韬的有效值ta h om a x t r m s 表示a d c 电路输出最大谐波失真信号的有效值。 1 3 东南人学硕j ：论文 第三章a d c 集成电路可测性设计的测试算法 在a d c 电路故障模型基础上，对a d c 电路测试的各种算法进行研究。对于结构故障 模碰( 硬