（电路与系统专业论文）一款应用于SOC中的Buck型DCDC的设计[电路与系统专业优秀论文].pdf

摘要 片上系统( s o c ：s y s t e m o n c h i p ) 是在单一硅j 醛片上集成嵌入式微处理器、 存储器、接口电路、时钟电路等数字电路与模拟电路的功能模块，可实现一个完 整的电子系统功能，它具有集成度高，时钟频率快的特点。因此，s o c 对其电源 提出了更高的要求。 本论文基于“深亚微米电源管理类集成电路的关键技术理论研究与设计”的 科研项目，对b u c k 型d c d c 的工作原理和设计要求进行了分析和研究，并在此基 础上设计了一款应用于s o c 中的b u c k 型d c d c 电源管理：卷片x d 2 2 3 5 。文中详细介 绍了x d 2 2 3 5 的设计过程，包括指标的制定，系统功能的电路实现及仿真验证。 该j 卷片具有两种输出模式：一是输出电压可以固定工作在3 3 v ；二是通过反 馈引脚在1 5 v 垒5 v 范围内调节输出电压。芯片中采用了求和比较器和无损耗电流 检测的特殊结构，大大减小了芯片的面积和电路的复杂度。该芯片可以在两种固 定频率下工作。 本j 卷片的设计采用0 6 1 a mb c d 工艺，利用c a d e n c e 软件，对：卷片的子模块和 整体电路进行了前仿真验证。仿真结果表明，设计的电路能很好的实现预期的功 能。 关键词：片上系统求和比较器无损耗电流检测b c d 工艺 a b s t r a c t s y s t e m - o n - c h i p ( s o c ) r e f e r st oi n t e g r a t i n ga l lc o m p o n e n t so fac o m p u t e ro ro t h e r e l e c t r o n i cs y s t e mi n t oas i n g l ei n t e g r a t e dc i r c u i t ( c h i p ) i tm a yc o n t a i nd i g i t a l ，a n a l o g f u n c t i o n s ，s u c ha sm i c r o p r o c e s s o r ，m e m o r yb l o c k s ，i n t e r f a c e s ，t i m i n gs o u r c e sa n ds o o n a l lo no n ec h i p i th a st h ec h a r a c t e r i s t i c so fh i g hi n t e g r a t i o na n dh i g hc l o c k f r e q u e n c yw h i c h s e ta h i g h e rr e q u e s tt oi t sp o w e r s o u r c e t h i sp a p e ri sb a s e do nt h ep r o j e c t t h e o r e t i c a lr e s e a r c ho nt h ek e yt e c h n i q u ea n d t h ed e s i g nf o rd e e p s u b m i c r o np o w e rm a n a g e m e n ti c ”，o nt h eb a s i so fa n a l y z i n gt h e w o r k i n gp r i n c i p l e sa n dd e s i g nr e q u i r e m e n to fb u c kd c d c ，ab u c kd c - d cu s e di n s o ci sd e s i g n e d d e s i g no fx d 2 2 3 5i sd e s c r i b e dd e t a i l e d l y ，i n c l u d i n gd e f i n i t i o no ft h e i cs p e c i f i c a t i o n ，a n a l y s i so ft h ee l e c t r i c a lc h a r a c t e r i s t i c s ，i m p l e m e n t i n go ft h es u b - b l o c k c i r c u i t sa n dw h o l ec h i p t h ec h i ps u p p o r t sb o t hf i x e da n da d j u s t a b l eo u t p u tv o l t a g e s c o n n e c tf bt og n d t oe n a b l et h e3 3 vf i x e do u t p u tv o l t a g e c o n n e c tar e s i s t i v ev o l t a g e d i v i d e rb e t w e e n o u ta n dg n dw i t ht h ec e n t e rt a pc o n n e c t e dt of bt oa d j u s tt h eo u t p u tv o l t a g ef r o m 1 5 vt o5 v t h en o v e ls u m m i n gc o m p a r a t o ra n dt h el o s s l e s sc u r r e n ts e n s i n g c o n s t r u c t i o na r ea l s oe m p l o y e di nt h i sc h i p ，w h i c hm i n i m i z et h es i z eo fw h o l ec h i pa n d c o m p l i c a t i o nl e v e lo fc i r c u i t s ，a n dt h er e g u l a t o rc a nw o r k w e l lu n d e rt w od i f f e r e n tf i x e d f r e q u e n c y t h ed e s i g no fx d 2 2 35e m p l o y st h e0 6 r t mb c dp r o c e s s t h es i m u l a t i o n sf o r s u b - b l o c k sa n dw h o l ec i r c u i th a v eb e e nc o m p l e t e db yu s i n gt h ee d as o f t w a r e ，s u c ha s c a d e n c e n er e s u l t so fs i m u l a t i o ni n d i c a t et h a tt h ef u n c t i o no fx d 2 2 35i se x c e l l e n t k e y w o r d ：s o cs u m m i n gc o m p a r a t o rl o s s l e s sc u r r e n ts e n s i n g b c d p r o c e s s 西安电子科技大学 学位论文独创性( 或创新性) 声明 秉承学校严谨的学风和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在 导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标 注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成 果；也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的 材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说 明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切的法律责任。 本人签名： 西安电子科技大学 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究 生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属于西安电子科技大学。学校有权 保留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文：学校可以公布论文的全部或部分 内容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。同时本人保证，毕业 后结合学位论文研究课题再撰写的文章一律署名单位为西安电子科技大学。 本人签名： 导师签名： 第一章绪论 第一章绪论 本章首先简要分析课题研究的意义，然后阐述d c d c 开关电源技术的现状和 ， 发展趋势，最后介绍完成的主要工作及本论文的体系结构。 1 1 课题研究的意义 随着集成电路设计技术和超深亚微米技术的高速发展，集成电路设计已经步 入系统j 占片( s o c ：s y s t e m o n c h i p ) 时代。s o c 可以在单一硅j 占片上集成嵌入式 微处理器、存储器、接口电路、时钟电路等数字电路与模拟电路的功能模块，可 实现一个完整的电子系统功能。它具有集成度高，时钟频率快的特点。因此，s o c 的出现对提供能源的电源提出了更高的要求。例如，电源电压的变化可导致数字 电路4 a i l 的情况下，二极管的电流在整个区间d t t t 内都为正。 因此连续导通模式和非连续导通模式的区分条件就是： d 瓯双m(2-14) 【， a l d c m 式中i 和i l 是假定转换器工作于连续导通模式下的值。将式( 2 9 ) 和( 2 1 0 ) 代 i v ( t ) ( b ) 卜d i t 卜d 2 t + d 3 t - - i 卜： i i i i l 卜 ： i 。 图2 4b u c k 开关电源在非连续导通模式的波形： ( a ) 电感电流i l ( t ) ( b ) - - - 极管电流l d ( t ) 入式( 2 1 4 ) ，将会得出下列工作于非连续导通模式下的条件： 化简得： d 瞻 d ( 1 一d ) 丁眙 一 二一 r2 三 而2 l ( 1 一。) ( 2 1 5 ) ( 2 1 6 ) 第二章开关电源基础 这个式子还可以表示为： k i ) ，无论d 为何值丌关电源都工作于c c m 现在根据图2 4 来分析b u c k 开关电源工作于d c m 模式时的转换比率，在第 一个区间d i t 内，电感电流逐渐上升，根据式( 2 1 ) 可知，i l 的上升量为： ( + ) ：v s _ - v o u t d 1 t ( 2 1 8 ) 在第二区间d 2 t 内，电感电流逐渐下降到零，根据式( 2 2 ) 可知，下降量为： 虬( 一) ：半d 2 丁 ( 2 1 9 ) 根据“伏一秒平衡原理”求出v o u t ，从而得到非连续模式下b u c k 型开关稳压 电源的电压转换关系： v o 斫：v s 垒( 2 2 0 ) 以+ 坎 晶体管的占空比d ( 和第一区间占空比d l 相一致) 控制转换器的输入，它是已知 1 2 一款应用于s o c 中的b u c k 型d c d c 的设计 的，但是第二区间占空比d 2 是未知的，因此需要另外一些方程来消除d 2 ，从而求 出输出电压v 础和占空比d 的关系。 由式( 2 2 0 ) 可得： d = q = 皿( 而v s 1 ) ( 2 - 2 1 ) 在非连续导通模式中： d = i d 2 一b ( 2 - 2 2 ) 将式( 2 - 2 0 ) 和( 2 2 1 ) 代入上式有： d = 1 - d ( 坳v s 斫一1 ) 一b = 了v o f u t ( 1 一b ) ( 2 - 2 3 ) 同样，稳态时，电感电流的上升量和电感电流的下降量必须相等，所以有： ( v s v o u t ) d t = v o u t d 2 t ( 2 2 4 ) 由式( 2 1 8 ) 有电感电流的纹波峰峰值为： 印：v s 了- v o u t d t ( 2 2 5 ) 将式( 2 2 4 ) 代入上式有： 鲥印：竿d 2 丁 ( 2 - 2 6 ) 由图2 4 可知电感电流的甲均值为： ，= 坐半= v o u t d 矿2 ( d + d 2 ) t ( 2 - 2 7 ) 因为电感电流的平均电流等于输出电流，所以有： r ：v o u t ： 三墨 ( 2 2 8 ) i o u t d 2 ( d + d 2 ) 7 。 d d ，+ d ，2 ：丝( 2 2 9 ) 。 月7 解方程有： d 2 = 一d + 将式( 2 3 0 ) 代入式( 2 2 0 ) 有： 矽，d 甜 一= ： v s d + 2 2 d 2 屣id8 l 一_ 礴 ( 2 - 3 0 ) ( 2 3 1 ) 上式即为b u c k 开关电源工作于非连续导通模式时输入电压和输出电压之间的关 第二章开关电源基础 系。式中k = 2 l r t 。 b u c k 开关电源在连续和非连续模式下完整的特性如下式所示： m = 1 + d 2 c c m d c m ( 2 - 3 2 ) 2 3 升压型( b o o s t ) 开关电源原理 b o o s t 开关电源又名升压变换器，并联开关电路或三端开关型升压稳压器。其 基本电路拓扑结构如图2 7 ( a ) 所示，是由两只开关k l ，k 2 ，变换电感l 和蓄能电 容c 组成。当两只开关k 1 和k 2 交替地开启和关断时，整体电路能够完成把直流 电压v s 转换成更高的直流电压v o u t 的功能。在实际电路中，开关k l 可以由只 功率开关管q 实现，而开关k 2 也可以由一只二极管d 来代替，如图2 7 ( b ) 所示。 当电路工作时，控制信号使功率开关管q 交替地开启和关断，就可以实现升压变 换的功能。 首先当功率管q 开启时，二极管d 截止，电路拓扑结构如图2 7 ( c ) 所示，电 v s v s l 卜” f厂 + + v s v s l ( b ) + + ( c ) ( d ) 图2 7 ( a ) b o o s t 开关电源的基本结构( b ) b o o s t 开关电源的电路 ( c ) 功率管丌启时的电路拓扑结构( d ) 功率管关断时的电路拓扑结构 源电压v s 全部加在电感l 上，电感充电，电流逐渐增大，此时电源的输入电流i s 等于电感电流i l ，电感电流上升的斜率为： 盟：堕 ( 2 - b 一3 ) 2 = 一 zj ， 1 4 一款应用于s o c 中的b u c k 型d c - d c 的设计 当功率管q 关断时，电路拓扑结构如图2 7 ( d ) 所示，此时二极管d 导通，电 感l 向蓄能电容c 放电，电感两端的电压为( v o u t v s ) ，并且电源电流i s 仍然等于 电感电流i l ，电感电流的下降斜率为： 盟：一v o u t - v s ( 2 3 4 )- ；= = 一 i ， d t l 同前面b u c k 开关电源的分析方法一样，可以得到b o o s t 开关电源在连续和非 连续导通模式下的特性如下式所示： m = 一c c m 1 一d d c m ( 2 3 5 ) 擘 + 一 1 一 第三章b u c k 型开关电源分析 第三章b u c k 型开关电源分析 芯片x d 2 2 3 5 选定b u c k 型开关电源做为本：醛片的基本结构，因此本章主要先 ， 介绍b u c k 型开关电源常用的调制方式以及控制模式，然后分析其稳定性的问题， 最后简单介绍开关电源的性能指标。 3 1 调制方式 为将开关电源输出电压稳定在一定的精度，开关电源普遍采用反馈控制技术。 当前主流的调制方式有：( 1 ) 恒频变宽的脉冲宽度调制方式( p w m ，p u l s ew i d t h m o d u l a t i o n ) ；( 2 ) 恒宽变频的脉冲频率调制方式( p f m ，p u l s ef r e q u e n c y m o d u l a t i o n ) ；还有一种称为跨周期调制方式( p s m ，p u l s ec y c l es k i pm o d u l a t i o n ) 。 3 1 1p w m 调制方式1 9 p w m 调制，就是在脉冲频率一定的情况下，调整脉冲的占空比。基本实现方 法是由内部振荡器产生一个频率恒定的锯齿波，与一个参考电压比较，输出方波， 用于控制调整管。通过控制参考电压的大小，就可以调整输出方波的占空比。这 种方法在大负载时的效率高，对负载变化跟随较好，而且噪声频谱恒定，利于进 行电磁兼容设计；缺点是当负载较小时，控制电路的工作电流占总工作电流的比 例上升，导致效率降低，静态功耗增加，另外它还受到功率开关管最小导通时间 的限制，进而影响输出电压的调节范围。图3 1 为p w m 模式下控制开关导通的方 波脉冲( 如无特殊说明，均假设高电平为导通) 占空比与输出电压的关系图。 晶 厂 厂 r 二- 一嚣兰 h v i v 2 d 2 图3 1p w m 调制波形与输出电压的关系图 3 1 2p f m 调制方式 p f m 调制方式，简称脉频调制方式。它是将脉冲宽度固定，通过改变开关频 1 6 一款应用于s o c 中的b u c k 型d c - d c 的设计 d 幽 。 v v 2 图3 2p f m 调制波形与输出电压的关系图 率来调节占空比的。在电路设计上要用固定脉宽发生器来代替脉宽调制器中的锯 齿波发生器，并利用电压频率转换器( 例如压控振荡器v c o ) 改变频率。其稳压 原理是：当输出电压v o u t 升高时，控制器输出信号的脉冲宽度不变而周期变长， 使占空比减小，v o u t 降低。p f m 式开关电源的输出电压调节范围很宽，输出端可 不接负载，不足之处是滤波器占用面积比较大。图3 2 为p f m 模式下控制开关导 通的方波脉冲占空比与输出电压的关系图。 3 1 3p s m 调制方式【1 0 】【i l 】【1 9 1 当负载较小时，可以通过p s m 的工作方式( 如图3 3 所示) ，间歇的控制开关 管的工作，以减小开关管的功率损耗。它采用高低4 i 同的电压门限将输出电压限 制在预先设好的电压波动范围内。当输出电压低于低门限v l 时，唤醒控制电路， 控制开关管工作，对输出电容充电。当输出电压高于高门限v h 时，使控制电路处 于睡眠状态，同时将功率开关管q 关闭，由输出电容提供输出能量，直到输出电 压再次低于低门限。这样在轻负载条件时，功率开关管有较长的关闭时间，在静 态( 负载为零) 时几乎4 i 输出脉冲，从而减小了功率开关管的能量损耗，同时， 系统内部部分电路可以关闭，最终提高了转换效率。 图3 3p s m 调制方式波形图 圪 p s m 是一种介于p w m 和p f m 之间的调制方式，它继承了p w m 、p f m 的优 点，同时有效地克服了他们的缺点。使开关电源在任意负载时的效率、电压跟随 率、静态功耗等方面的性能比较优越。其缺点是电路设计较复杂，间歇工作模式 第三章b u c k 型开关电源分析 1 7 下噪声较大、纹波高。 3 2 控制模式 3 2 1 电压控制模式【1 2 】【1 3 】 电压模式只有一个电压反馈环，如图3 4 所示。在电压模式中，输出电压都是 被单独检测和直接控制的。对负载电流变换的调整过程是：电流变化引起输出电 压的微小变化，而误差放大器会检测到这个变化并且调节开关管的导通时间以保 持输出电压恒定。电压模式并不直接检测输出电流。 传统的电压型p w m 控制原理如下： 功率开关管m i 、采样网络、误差放大器、p w m 比较器构成一个电压负反馈。 直流输出电压由于输入电压或负载情况变化产生波动时，e a 把v f b 与基准电压 v r e f 的差值放大后再和芯片内部振荡器输出的固定频率的三角波在p w m 比较器 中进行比较，产生控制开关晶体管的方波信号，使输出电压v o u t = v i n d 保持不 图3 4 电压模式控制开关电源 变。m 1 导通时间的改变使采样电压v r b 总是等于v i e f 即v o u t = 【( r 1 + r 2 ) r 2 】 v r e f 。 电压模式控制只响应输出( 负载) 电压的变化，这就意味着开关电源为了响 应负载电流或输入电压的变化，它必须“等待”负载电压的相应变化。这种等待 延迟会影响转换器的稳压特性。 电压控制型开关电源只有一个反馈环路，它是一个二阶系统，它有两个状态 变量，即输出滤波电容器上的电压和输出滤波电感中的电流。二阶系统是一个有 条件稳定系统，只有对控制回路进行精心设计，在满足一定条件下，闭环系统才 能稳定工作。由于开关电源的电流流经电感，将使滤波电容上的电压信号对电流 信号产生9 0 度的延迟。因此仅用电压采样的方法稳压，响应速度慢，稳定性差， 甚至在大信号变动时产生振荡，从而损坏功率器件，以致在电路中产生变压器磁 1 8 一款应用于s o c 中的b u c k 型d c - d c 的设计 心饱和而产生电流尖峰，最终导致线路工作失常。当开关晶体管截止时，如果在 这段截止时间恰好输入电压或负载电流有变化，必须等到下一个周期开关管再导 通时，输入电压变化才影响到输出电压，反馈电路才能反映出输入电压的扰动， 因此控制和调节作用延迟，这就使系统很难达到满意的动态特性。 3 2 2 电流控制模式【m 】 电流模式可以分为峰值电流模式和甲均电流模式。峰值电流模式控制简称电 流模式控制。电流型是在传统电压型的基础上添加了一个电流反馈环路，如图3 5 所示，电流模式控制不是用电压误差信号直接控制p w m 脉冲关断时刻，而是直接 控制输出侧的电感电流大小，然后间接的控制p w m 脉冲宽度，即误差电压信号送 至p w m 比较器后，与一个由感应电流与补偿锯齿波叠加后合成波形进行比较，然 后得到p w m 脉冲控制信号对开关管进行控制。这样，控制开关管工作的方波占空 比不仅仅由输出电压确定，而是由输出电压和电感上的电流同时确定。与单一闭 环的电压控制模式相比，电流模式控制是双闭环控制系统，外环由输出电压反馈 电路形成，内环由采样出的电感电流控制电路形成。这样构成的电流、电压双闭 环控制系统瞬态性能较好、稳定精度也较高。在该双环控制中，电流内环只负责 电感电流的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制l c 储能电路。 由于这些，峰值电流模式控制p w m 具有比电压模式摔制大得多的带宽。 图3 5 电流模式控制开关电源 3 2 3 电流控制模式与电压控制模式的比较 电压型控制的优点是： 单环反馈的设计和分析较易进行； 锯齿波振幅较大，对稳定的调制过程可提供较好的噪声裕度； 低阻抗功率输出，对多输出电源具有较好的交互调节特性。 第三章b u c k 型开关电源分析 1 9 电压型控制的缺点是： 任何输入电压或输出负载的变化必须首先转化为输出电压的变化，然后再 经反馈环采样反馈控制调节。这意味着动态响应速度较慢； 输出滤波器对控制环路增加了两个极点，这就需要增加一个零点补偿； 由于环路增益随输入电压的变化而变化，使得补偿变得更加复杂化。 电流控制模式的主要优点有： 快速的对输入输出动态响应能力。无论是输入电压或者输出电压发生变 化，都会引起电感电流的变化，而电感的电流直接控制着p w m 比较器的 输出，所以能对占空比迅速做出调整。对于输入电压而言，实际上是当输 入电压的变化尚未引起输出电压变化，就由电流反馈产生调节作用，由于 电流控制环路具有快速的响应能力，所以整个系统的动态响应非常快； 输出电压稳定精度高。由于系统内在的快速响应能力和高度的稳定性，反 馈环路的增益可以做的比一般的p w m 系统环路增益高，不至于导致稳定 性与环路增益之间产生矛盾，从而使输出电压具有很高的稳定精度； 过流保护能力强。在电流型控制转换器中，由于电流环路采用了直接的电 感电流检测，流过功率开关管的峰值电流直接受误差放大器输出信号控 制，可以及时的检测到功率开关管输出电流瞬态值，形成了逐个脉冲电流 的检测。所以通过设定参考电流信号，就可以准确限制流过功率开关管的 最大电流，从而在发生意外导致输出过载或短路时保护功率管； 系统稳定性高。在电流型系统中，峰值开关电流仅由误差放大器输出电压 控制，电感的平均电流仅随误差放大器输出的变化而变化，因此电感相当 于一个电流源，这样电感电流不再是一个独立变量，二阶环节降低为一阶 环节，整个系统变成一个一阶无条件的稳定系统，所以具有高的稳定性。 电流控制模式的缺点： 电路结构复杂，增加了设计难度，同时成本也有所增加； 一定条件下系统会发生不稳定的情况。在没有斜坡补偿时，如果电感电流 上升斜率不够大，占空比大于5 0 ，意外的扰动将会发散，造成系统振荡。 很难获得精确的电感电流的感应信号，特别是在输出电压或者负载电流变 化时，感应的电流信号容易产生偏差。 由于控制信号与功率开关管电流有关，所以功率级电路的振荡会给控制环 带来噪声。 电压反馈和电流反馈两种控制模式具有各自不同的特点，在实际中要根据使 用情况来选择合适控制方式。鉴于电流控制模式具有的众多优点能较大程度改善 芯片的性能，并已成为目前电源芯片的主流控制模式，本设计采用电流反馈控制 模式。 一款应用于s o c 中的b u c k 型d c - d c 的设计 3 3 稳定性分析 峰值电流模p w m 控制方式中峰值电感电流容易传感，而且在逻辑上与平均电 感电流大小变化相一致。但是，峰值电感电流的大小不能与平均电感电流大小一 一对应，因为在占空比不同的情况下，相同峰值电感电流可以对应不同的平均电 感电流，而平均电感电流值才是唯一决定输出电压大小的因素。由于峰值电感电 流和平均电感电流间的差别使得电流反馈的变化不能全面地反映负载电流的变 化，当d c d c 转换器工作的占空比d 5 0 时，转换器存在开环不稳定，输出响 应不够理想，有次谐波振荡倾向，以及在电感的纹波电流较小时对噪声敏感等缺 点1 1 2 1 1 1 5 1 。 v c i o t 图3 6d 5 0 时丌环不稳定性示意图 峰值电流模p w m 转换器开环稳定性现象可由图3 6 和图3 7 形象直观的表明。 图中v 。为电压反馈回路的误差放大信号，实线波形为未加扰动的电感电流，虚线 波形为叠加i o 扰动量的电感电流，d 为占空比，m 卜m 2 分别代表电感电流的上 升、下降斜率。系统正常工作时，峰值电流模式控制的峰值电流被误差放大器输 出控制电压v 。控制在一个固定值。在占空比d 5 0 的情况下，从图3 7 的波形上可以看到，扰动量被逐级放大了，系 统最终趋于振荡，不能稳定工作【1 6 】。 根据图3 6 和3 7 可知，经过一个周期，由初始扰动电流i o 引起的电流误差 a i i 为： “= ( 竺) 。 ( 3 1 ) 历i 同理，经过1 1 个周期后，i o 引起的电流误差i n 为： a 。：( 丝) ”“ ( 3 2 ) 历l 由前面的分析可知： 朋l ：v s - p o u t ( 3 - 一5 ) ，2 一 l jj 第三章b u c k 型开关电源分析 2 l ( 3 4 ) ，= 一 l j - q ， 工 场u t = d v s( 3 5 ) 将式( 3 3 ) 、( 3 - 4 ) 和( 3 5 ) 代入式( 3 2 ) 有： n 一= ( 高) ”x zko(3-6) 由式( 3 - 6 ) 可得出如下结论： 当m 2 5 0 时，电流误差i 。将被逐渐放大，从而导致系统失控。电 源的抗干扰性能差，容易产生谐波振荡，不能稳定工作。 如果只允许电路在小于5 0 占空比的情况下工作，便可以解决上述难点，但是 会大大降低转换器的应用范围，理想的方法是引入斜坡补偿信号，以实现电流环 路的稳定。引入斜坡补偿信号有以下两种方法：其一是在误差放大信号v 。上叠加 斜坡补偿电压；其二是在电流反馈电压上叠加斜坡补偿电压。两种补偿方法原理 上完全相同，下面以在误差放大信号v 。上叠加斜坡补偿电压为例，进行斜坡原理 的设计与推导【1 7 】【18 1 。 图3 8 是这种补偿方法的原理示意图。该方法就是在误差放大信号v 。上叠加斜 坡补偿电压形成新控制电压后输入到p w m 比较器一端，与p w m 比较器另一端的电 流反馈电压比较。其中，m 是斜坡补偿电压的斜率。 图3 8 引入斜坡补偿后的开环稳定性不意图 根据图3 8 可以证明，经过一个周期后，扰动电流i o 引起的电流误差i l 为： 她= ( 生竺) 。 ( 3 7 ) 册l 十m 同理，经过n 个周期后，i o 引起的电流误差i 。为： 虬：( 业) ”z k o ( 3 8 ) 所l 十所 由式( 3 8 ) 可知占空比从0 到l ，电流开环稳定的条件为： 一款应用于s o c 中的b u c k 型d c - d c 的设计 m 2 - m ( 1 一亩) 朋2 ( 3 - 1 1 ) 由式( 3 1 1 ) 可知，补偿斜率m 是占空比d 的增函数，即占空比越大，需要 的补偿斜率越大。补偿斜坡满足最大占空比1 0 0 时斜率要求( m 0 5 m 2 ) ，即可实 现所有占空比条件下的系统稳定性。 3 4 性能指标 在b u c k 型开关电源集成电路的设计中，以下指标需要重点考虑： l 、输出电压纹波 输出电压纹波主要决定因素是输出电容和输出电感，输出电容和电感值越大， 输出电压纹波越小，具体的表达式见( 2 1 3 ) 式。开关频率越高，输出电压纹波也 越小。同时输出电压纹波与输出电容的e s r 值也密切相关。 2 、转换效率 开关电源的最大优点就是转换效率高，因此转换效率是评价开关电源性能的 最重要的一个参数。转换器的效率是输出功率与输入功率的比值，即： 刁寺x 1 0 0 = 彘圳。( 3 - 1 2 ) 一般来说，p l 潞主要由j 卷片的静态损耗，导通损耗，开关损耗和驱动损耗等组 成。其中静态损耗是指电源给芯片内部模块的正常供电功耗。导通损耗与开关管 的导通电阻有关，损耗为1 2 r ，其中i 是流过开关管的电流，r 是导通电阻。开关 损耗，即开关管在导通和关断瞬间的损耗，主要与工作频率有关，频率越高，开 关损耗越大。驱动损耗是电源驱动开关管栅极时的损耗，损耗为f c ( v d d ) 2 ，其中f 是开关频率，c 是开关管栅极等效电容，v d d 是电源电压。所以驱动损耗也与工作 频率有关，频率越高，驱动损耗越大。因此，损耗可以表示为： 只孙= e q u ，删+ 尸0 础删+ 只，f 。+ p ，n 曲 ( 3 - 1 3 ) 所以对p w m 模式来说，工作频率越高，纹波越小，但相对来说效率就降低了。 在重载和中载时，即以p w m 模式工作时，负载电流大，导通损耗1 2 r 是主要损耗。 在重载和中载时负载功率p o 眦较大，相对来说损耗较小，所以效率较高。但是在轻 载时，导通损耗变小，若芯片还工作在p w m 模式下，开关损耗和驱动损耗占主要 第三章b u c k 型开关电源分析 功耗。这时负载功耗变小，损耗相对较大，效率就会很低。所以在轻载时要转换 工作模式，减小开关管的工作频率以减小开关损耗和驱动损耗。但是由于稳定性 等原因，直接减小芯片的工作频率是不可行的。 由前面的分析可知，在轻载时p s m 模式可以减小开关损耗和驱动损耗，所以 本设计采用重载时芯片工作于p w m 模式下，轻载时工作于p s m 模式下来提高转 换效率。 3 、输入电压范围 最大输入电压主要由芯片工艺决定，普通硅栅c m o s 工艺制成的：毽：片，最大 输入电压一般为5 v ，如果采取l d o 结构，则可以达到1 0 v 左右( 一般来说铝栅 工艺制得的芯片，最大工作电压较高) 。如果采用l d m o s 或者v d m o s 结构，则 可以达到几十伏甚至几百伏的高压。同时，最小输入电压则由：苍片内部各工作电 路指标决定。 4 、负载调整率 负载调整率是指输出负载电流变化一个单位量所引起输出电压变化的百分 率，它表征了开关电源随负载变化而稳定输出电压的能力，可简单定义如下： s ，： 垒! | d 丝 1 0 0 ( 3 1 4 ) 。 场u t m l o a d 5 、线性调整率 线性调整率即电压调整率，反映的是输出电压随输入电压变化而变化的灵敏 程度。线性调整能力是指当输入电压变化时，输出电压保持恒定的能力，定义 为： s 。，：坐堕l 1 0 0 ( 3 1 5 ) v o u t a l n 6 、瞬态响应 瞬态响应是开关电源的一个很重要的特性指标，它和开关电源的带宽、输出 电容、输出电容的等效串连电阻e s r ( e q u i v a l e n ts e r i e sr e s i s t a n c e ) 以及负载电流有 关。 图3 9 为开关电源的瞬态响应的时域特性图。在t l 这个周期内，需要开关电 源提供一个很大的电流，由于带宽的限制，开关电源的响应速度比较慢以至于不 能提供足够的电流给负载，因此，输出电容这个时候做为一个电流源来给负载提 供电流，所以，电压v d i p 计算如下： v d i p = 1 l o u 孑t x 7 1 + ( 3 - 1 6 ) c d 们 “” 式中v e s r = l o u t e s r ，周期t l 主要由开关电源的带宽决定，另外，大的输出电 容可以持续给负载提供电流，而且保证输出电压稳定。周期t 2 由给输出电容充电 一款应用于s o c 中的b u c k 型d c - d c 的设计 的时间决定。t l 和t 2 的和即就是“恢复时间 。电压v d i f 为输出电压在无负载和 满载时由于负载调整率影响而产生的差值。当输出无负载时，由于开关电源具有 一定的响应速度，所以输出电流流向输出电容，电压会迅速上升，直到开关电源 关断，因此，电压v p e a k 为： 场p 口k ：_ i o u - tx - t 3 + v e s r ( 3 1 7 ) l ，o “i 式中v e s r = i o u t x e s r ，在t 4 期间，电容通过反馈电阻放电。 所以，开关电源必须有大的带宽、大的输出电容和小的e s r ，这样才能得到 较好的瞬态响应特性。 t i m e 图3 9 开关电源的瞬态响应的时域特性图 第四章芯片的系统级设计 第四章芯片的系统级设计 本章首先列出芯片的功能和性能设计要求，然后提出了芯片中所采用的关键 技术，最后简单介绍了工艺的选择。 4 1 芯片的性能设计要求 4 1 1 总体描述 芯片x d 2 2 3 5 是一款应用于s o c 中的电源管理：6 5 = 片，它采用b u c k 型架构， 具有两种输出模式，一是固定模式，输出电压固定为3 3 v ，另一种是可调模式， 输出电压可以从1 5 v 变化到5 v 。由于在p w m 模式下，开关电源在重载时效率高， 轻载时效率低，而p s m 模式在轻载下能有较高的效率，因此本j 卷片的设计采用两 种模式混合的调制方式，即重载时工作于p w m ，轻载时p s m 。 根据市场对产品的需求以及芯片的应用环境，定义芯片的的主要功能及特点 如下： l 、具有两种输出模式：固定模式和可调模式； 2 、输出电流保护，最大输出电流可达3 a ； 3 、低频工作模式，当输出电压低于0 8 v 时，电路切换到低频工作模式； 4 、两种调制方式，当电感电流小于0 9 a 时，电路工作于p s m 调制方式； 5 、内置n 型主开关管； 6 、快速的负载响应速度； 7 、3 m s 的内置软启动； 8 、8 v 到1 6 5 v 的输入电压： 9 、无损耗电流检测； 1 0 、可选的工作频率( 6 0 0 k h z 1 2 m h z ) 。 4 1 2 芯片引脚描述 芯片的引脚功能定义如表4 1 所示。 表4 1x d 2 2 3 5 引脚定义 引脚号 引脚名称引脚功能 输入电源引脚。该引脚与内置n 型主开关管的漏极相连。在该引 1v i n 脚与地之间连接一个旁路电容。 芯片的反馈引脚。当f b 接在g n d 时，：占片工作于固定模式下， 2f b 即输出电压为固定的3 3 v ：当f b 接在芯片输出o u t 与g n d 之 一款应用于s o c 中的b u c k 型d c - d c 的设计 问的电阻分压器时，芯片工作于可调模式下，通过电阻分压器可 以设定输出电压从1 5 v 变化到5 v 。 j 占片自举电容连接引脚。该引脚与l x 引脚之问接一个o 1 灯的 3b s t 陶瓷电容。 4l x芯片的开关引脚。电感和肖特些- 二极管连接于该引脚。 频率选择引脚。当f s e l 连接到g n d 时，芯片工作于6 0 0 k h z ； 5f s e l 当f s e l 接到v i n 或者v r e f l 时，：卷片工作于1 2 m h z 。 6r e f 基准输出引脚。该引脚接+ 。个0 2 2 p f 的旁路电容。 7g n d 接地端。 8 o u t芯片的输出电压检测引脚。该引脚接于芯片的输出端。 4 1 3 芯片的性能指标 x d 2 2 3 5 的电特性指标如表4 2 所示。如无说明，则测试条件为输入电压1 2 v ， 测试温度为o 。c 至8 5 。c ，典型值是2 5 。c 。 表4 2x d 2 2 3 5 电气特性指标参数袭 最小典型最大 施 参数测试条件 值 值 值 位 输入电压 81 21 6 5v 固定模式f v 甩= 0 ，0 。c t a 8 5 。c 3 2 53 3 03 3 5 v 输出电压无负载 t a = 2 5 。c 3 2 6 73 3 3 3 v 町调模式下v o l r r = 2 5 v ，0 。c t a 8 5 。c 1 2 31 2 51 2 7 v f b 电压无负载 t a = 2 5 c 1 2 3 7 51 2 6 2 5v 可调模式卜f b 的闽值电压双模比较器 0 1 0 o 1 5 0 2 0v 输出电压的调节范围 1 5 0 5 0 v f b 输入电流v f b = 1 5 v 5 01 2 52 0 0n a 直流负载调整率 0 a i l o a o 2 a 0 5 直流线性调整率无负载，1 0 8 v v i n 1 3 2 v o 1吲v 主开关管导通电阻1 2 02 4 0m q 振荡器f s e l = v i n1 0 2 01 2 0 01 3 8 0l ( h z 频率范围f s e l = g n d5 1 06 0 06 9 0k h z 最大占空比 7 0 8 09 0 低频输出阈值0 8 v 低频下 f s e l = v i n2 1 7k h z 开关频率f s e l = 4 3 n d1 0 8k h z 输出电流限制 2 5 03 o3 5 0a 第四章芯片的系统级设计 2 7 软肩时间3m s 软启步长 9 8m v 静态电流v v a = 1 5 v 8m a ，4 2 芯片的关键技术研究 4 2 1 求和比较器 传统的峰值电流模p w m 控制结构如图3 5 所示，根据前面的介绍，这种结构 存在以下缺点： 1 ) 输出电压精度不够高，动态响应不够快。这主要源于反馈控制信号在经过 误差放大器时会产生时延和误差，使电压反馈环路和电流反馈环路同步性4 1 1 ，此时电容放电，放电电流为1 2 1 l ，电压逐渐下降，当电压下降到低于v l 时，比较器输出v o u t 再次翻转为低电平，电容又开始充电，如此循环下去，比较 器的输出就产生一个振荡信号，经过整形和分频后，形成：卷片中的时钟信号。 根据电容的特性可得： 3 2 一款应用于s o c 中的b u c k 型d c - d c 的设计 i ：c 坐( 5 1 ) 防 其中，v 为电容两端的电压，i 为其充放电电流。由图5 1 和上式可得电容的充电 速率为： ic 哪e ：i 1 1 ( 5 - 2 ) 当比较器输出低电平，电容充电时，电压上升，此时电容两端电压为： y ( ，) = v l + 如。馆。x t 曲嬲。 ( 5 3 ) 当电容电压达到高比较门限电压v h 时，比较器翻转，根据上式可以得出充电的 时间t c h a r g e 为： ：vh-vlt ( 一- c h a r g 。2 一 【5 - 4 ) l ) c h a r g e 同理，有电容的放电速率为： s 删a r g 。：掣 ( 5 _ 5 ) 放电时电容两端的电压为： v ( t ) = v i i s 舨卉a r g 。，饥由。r g ， ( 5 - 6 ) 当电压降低到低比较门限电压v l 时，比较器再次翻转，由式( 5 6 ) 有： ，删矿