（微电子学与固体电子学专业论文）一种pfm升压型dcdc变换器的设计研究.pdf

摘要 摘要 随着便携式设备市场的爆炸性增长以及“能量饥渴型”新功能的不断涌现， 电源供应和电源管理半导体行业正经历着一场前所未有的技术挑战。各领先的集 成电路设计厂商对于如何提高电源转换效率和改进产品性能的技术研究正在如火 如茶的进行着，并且越来越多的半导体厂商加入到了电源管理的行列中。论文设 计了一种升压型d c 仍c 变换器的控制芯片。它采用o 5 岫的工艺制程，输入电 压范围为0 9 v 2 v ，输出电压为3 v ；采用脉冲频率调制方式( p l l l s ef r e q u c n c y m o d u l a 【t i o n ，缩写为p f m ) ；具有关闭控制功能，在关闭状态时消耗的电流小于 o 5 u a ；工作温度范围为3 0 8 0 。 本文首先介绍了升压型d c 仍c 变换器的拓扑结构和基本工作原理。然后在 传统的脉冲频率调制方式的基础上，分析了一种离散脉冲频率调制方式，并建立 了这种调制方式下升压型d c d c 变换器在电流连续( c c m ) 工作模式和电流断 续( d c m ) 工作模式的状态空间平均模型。基于此模型，计算并分析了离散脉冲 频率调制下升压型d c d c 变换器的响应速度、效率和负载与调制度的关系等特 性。其次在电路设计中，作者基于升压型d c 仍c 变换器和离散脉冲频率调制方 式的基本原理并根据电路功能的需要，进行了控制电路的总体结构设计和子电路 模块设计。文章分析了变频振荡器、电压比较器、迟滞比较器、使能控制电路和 驱动电路等子电路模块以及整体电路的基本工作原理和参数设计。 在完成电路原理分析与电路设计的基础之上，应用e d a 软件h s p i c e 对各个 子电路模块和整体电路进行了功能仿真及量化模拟，仿真结果均达到或优于预定 指标。验证了作者在文中阐述的升压型d c d c 变换器的工作原理，为今后设计 性能更优越的升压型d c 仍c 变换器打下了基础。 关键词：升压型d c 巾c 变换器离散p f m 低压 垒! 垩竺! 一 一一 一 a 1 0 n g 、v i t l lm eg r e a td e v e l o p m e l l t o fp o m l b l ee q u i p m e n t sm a r k e ta n dt h e e m c r g e n c eo fn e wf h n c t i o n s ，m ep o w e rs u p p l ya c c o m m o d a t i o na i l dp o w e rs u p p l y m a n a g e m e n ti n d l l s t r ya r ee n c o u n t 嘶n ga ne n o 肌o u st e c t l l l o l o g yc h a e n g e a tp r e s e n t ， m a n ya d v a n c e di m e g r a t e dc i r c l l i td e s i g nm a n u f 如t u r e sg i v et 1 1 e i re y e so nt h ep o w e r s u p p l ym a n a g e m e n t ，d e d i c 砒i n gt om ed e s i g na n ds e a r c ho nl l o wt oi n c r e a s ep o 、e r s u p p l yc o n v e m n ge m c i c n c y 锄di m p r o v et h ep r o d u c tp e r f b 肌a n c e ，a n de v c nm o r ea i l d m o r es e i n i c o n d u c t o rm a n l 盘c t l 】r e sj o i ni ns u c hf i e l d s t 印- u pd c d cc o n v e n e ri so n e o f t h em o s ti m p o r t 趾tb r a l l c h e si 1 1m ep o w e rs u p p l ym a n a g e m e t ，a n dt l l e r e f o r ei sa l s o p a i d 砌e a ：c t e n t i o n ap f mc o i n r o l l e ds t 印u pd c 仍cc o n v e n c ri sa 1 1 a l y z e di n 廿l i st 1 1 e s i s t h ec h i p t a k e st h e0 5 岬s t a n d a r dc m o sp r o c e s s 1 km p u tv o l t a g er a i l g ei sf 如m0 9 vt o2 o v a n dt h eo u t p u tv o l t a g ei s3 vt h ec o m m ls c h e m ei sp m s ef r e q u e n c ym o d u l a t i o n ( p f m ) s h u t - d o w nm o d ci so n e o t l l e rf b a t u r e ，a 1 1 dt 1 1 e nt h es t a l l d b yc u r r e n “sn om o r e 也a n0 5 a t h et e m p e r a t u r er a n g ei s 一3 0 8 0 t h et o p o l o g yo fm es t e p u pd c d cc o n v e r t e r sa 1 1 di t sb a s i cp 血c i p l ei sf i r s t 踟a l y z e di n l i st h c s i s t h e nb a s e do n l ec o r e m i o n a lp f mc o n t r o ls c h e m e ，a d i s c r e t ep l l l s ef r c q u e n c ym o d u l a t i o ni sp r c s e m e d 锄dt h es 诅t es p a c ea v c m g em o d e l r e l 舢e dt ot h cc c m ( c o m i 肌ec u r r e n tm o d e ) a i l dd c mi se s t a b l i s h c d f u r t h e r ，t h e 蛐t e r i s t i c ss u c ha st l l er e s p o n s es p e e d ，t 1 1 ee m c i e n c ya n d 也er e l a t i o n s h i pb e t w e e n l o a da i l dt h em o d u l a t i o nf 缸0 ra r ec o 吣e da n da n a l y z e d d u r i n gm es 诅g eo fc i r c u i t d e s i g n ，m ew h o l ec h i pa n dt h es u b - b l o c kc i r c m t sa r e 、v e l l - d e s i 印e d ，r e s p c c t i v e ly t h e a u t h o rp a y sm o r ea t t e i m o nt o 也ea 1 1 a l y s i sa n dd e s i g no n 也ef o u o w 协gs u b c i r c u i t s ： 0 s c i l l a t o r c o m p a r a t o r ，h y s t e r e s i sc o i n p 戤i t o r ，c h i pe n a b l e ，e t c o nc o m p i e t i n g 也e 曲n c i p l ea n a l y s i sa n dc i r c u i td e s i g n ，n l es u b c i r c u i 乜a n d w h o l ec h i pc i r c l l i ta r ev e r i f i e dw i t l lt l l ee d at o o l sh s p i c e t h es i m u l a t i o nr e s u h sa r e a l li na c c o r d a i l c e 、i t l lm et l l e o r ya n a l y s i s ，s o m ee v e nb e t t e rt h a nt 1 1 e 廿l e o r e t i c a l s p e c i f i c a t i o n t h eb a s i cp d n c i p l eo fd i s c r e t ep u l s ef r e q u c n c ym o d u l a t i o no ns t 印一u p d c 他cc o n v e r t e ri st e s t i f i e d ，锄dt 1 1 i se 丘b r ta c c u i i l u l a 钯sm o r ee x p e r i e n c et od e s i 印 l t a b s 订诅c t s t 印u pd c d cc o n v e n e r sw n h m o r ep e 疵c tp e r f b m a i l c ef o r 也e 觚u r e k e yw o r d s ：s t c p _ u pd c d cc o n v e n e r ，d i s c 僦ep f m ，l o wv o l 诅g e i i i 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工 作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特掰翻戳拣注和致谢的圭龟 方外，论文中不包含其毽人已经发表或撰写过的硬究残果，也不包含 为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。 与我同工作的同怎对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明 确的说赞并表示霭| 意。 签名：歪! 塑臼期：跏6 年6 月箩日 关于论文使用授权的说明 本学位论文终者完全了解毫子科技大学有关保鐾、镬爰举健论文 的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁 盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文 的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或 扫描等复制手段保存、汇编学盛论文。 保密的学位论文在解密后应遵守此规定) 签名：j 鱼刨l 一导师签名：二呈扯 霸期：拗善年鑫箕爹醚 第一章引言 第一章引言 电子设备离不开电源，电源供给电子设备所需要的能量，这就决定了电源在 电子设备中的重要性。电源的质量赢接影响着电子设备的工作可靠性，所以电子 设备对电源的要求日趋增高【”。 1 1 开关电源的实用价值和理论意义 电源是各种电子设备不可或缺的组成部分，其性能优劣直接关系到电子设备 的技术指标及能否安全可靠的工作。目前常用的直流稳压电源分为线性电源和开 关电源两大类。相对于线性电源来说，开关电源的优点更能满足现代电子设备的 要求。其主要优点有：效率高；可靠性和稳定性好；体积小、重量轻；对供电电 网电压的波动不敏感。从2 0 世纪中期开关电源问世以来，由于它突出的特点，使 其在计算机、通信、航天、办公和家用电器等方面得到广泛的应用，大有取代线 性电源之势i l j l 2 】。 开关电源的调制方式主要有以下两种：( 1 ) 脉冲宽度调制方式( p u l s ew i d t l l m o d u l a t i o n ，缩写为p w m ) 。其原理是固定开关频率，通过改变脉冲宽度来调节 占空比。( 2 ) 脉冲频率调制方式( p l l l s ef r e q u e n c ym o d u l a t i o n ，缩写为p f m ) 。它是 将脉冲宽度固定，通过改变开关频率来调节占空比。目前的开关电源大多数采用 p w m 方式【3 】。由于p w m 方式只改变脉冲宽度而工作频率不变，轻负载时效率明 显降低。p f m 方式则正好相反，轻负载时工作频率降低，因此效率相对较高【4 】。 在当前世界能源日趋紧张的大环境下，“如何有利、有效地利用电能”已经成 为一个引起全社会高度关注的民生问题。正因如此，“节约用电、绿色用电”比任 何一个时候都更能引起人们的共鸣【5 j 。 1 2 国内外动态 在经历了2 0 0 3 年和2 0 0 4 年的高速发展之后，2 0 0 5 年全球半导体市场发展趋 缓，其中电源管理芯片实现销售额9 0 2 亿美元，同比增长8 9 ，远低于2 0 0 4 年 增长率2 6 1 。从目前全球电源管理i c 厂商的区域分布来看，美国厂商位居第一， 电子科技大学硕士学位论文 例如t i 、f a i r c l l i l d 、n s 等。其次是日本厂商，主要有m c o h 、s a n k c 、s e i k o 、s a n y o 等。中国台湾的电源管理芯片市场近年来发展较快，比如立镝、富鼎先进、茂达 和安茂等一大批厂商。对他们来说，中国大陆和台湾本地是最大的应用市场【6 l 。 虽然全球市场发展缓慢，但是国内电源管理芯片市场仍然保持着较快速的发 展，2 0 0 5 年市场规模达到2 1 0 6 亿元，实现2 7 5 的销售额增长率，明显高于全 球的增长水平。目前，中国电源管理芯片市场的品牌构成仍是国外厂商处于领先 地位。其中t i 是最大的供应商，n s 、f a i r c h i l d 、s t 和l i n e a r 分列市场排名的第 二至五位。此外，o ns e m i 、m a ) 【i m 、i r 、i n t e r s i l 以及p o w e ri n t e 舯t i o n 也是目前 市场中的重要厂商。以上十大厂商2 0 0 5 年的市场份额合计为4 9 o ，这说明目前 国内电源管理芯片市场的品牌集中度仍然很分散，市场竞争十分激烈。 近年来，笔记本、数码相机和其它i t 产品的生产基地都大规模向中国转移， 中国已经成为世界i t 产品的生产基地。十一五规划已经明确要加快集成电路、软 件和关键元器件等重点产业的发展。中国电源管理芯片市场将继续保持快速增长 的势头。可以预测，未来5 年中国电源管理芯片市场将以每年2 5 以上的速度递 增，到2 0 1 0 年，中国电源管理芯片市场销售规模将达到7 3 5 4 亿元【7 1 。 1 3 本文所要达到的目标 本文所涉及的课题来源于与台湾某上市公司的横向合作项目，研究的目标是 完成一种离散p f m 升压型d c d c 变换器控制芯片的电路设计和仿真验证。 电路基本指标：输入电压范围为0 9 v 2 v ，输出电压为3 v ；输出电流可达 1 0 0 m a ；输出电压精度为士2 5 ；效率典型值为8 0 ；具有关闭控制功能，在关 闭状态时消耗电流小于0 5 “a ；具有过流保护功能：工作温度范围为3 0 + 8 0 。 1 4 本文的主要工作 本文的主要工作是分析设计了一种离散p f m 升压型d c d c 变换器的控制芯 片。全文共分六个章节详细介绍。 第一章介绍了开关电源的实用价值、理论意义和国内外动态并对本文的章节 进行安排。 第二章阐述了升压型d c d c 变换器的拓扑结构和电路工作原理，然后对升 压型d c d c 变换器的两种工作模式做出了具体的分析。 第一攀引言 第三章分析了离散脉冲频率调制方式，建立这种调制方式下升压型d c d c 变换器鼹状态空瓣平均模爨。基予1 i 迦模型，诗算势分橱离数藏冲频率调铡方式夔 升压型d c d c 变换器在电流连续( c c m ) 工作模式和电流断续( d c m ) 工作模 式下的响应速度、效率和受载与调露度黪关系等特性。 第四章分析了作者参与工作的几个子电路模块，其中包括电厩比较器、迟滞 比较器、变频振荡器、使熊控制电路以及驱动电路，对其工作原瑗及参数求鳃都 做了较为详细的阐述，并给出了典型情况的仿真缩果。 第五鼗介绍了艇体电路联合仿真，并绘出仿真结果。 第六章是本文的结论，提出了作者的一些看法和建议。 电子科技大学硕士学位论文 第二章升压型d c d c 变换器原理 升压型d c d c 变换器又称为b o o s t 变换器，其输出电压高于输入电压，且极 性相同，输入和输出之间不隔离。升压型d c d c 变换器的示意图如图2 1 所示。 r 图2 - 1 升压型d c 巾c 变换器示意图 其中q 1 是n m o s 功率开关管，c r l 是输出二极管，电感l 和电容c 组成 l c 滤波网络，r c 和r l 分别是电容和电感的等效串联电阻，r 代表负载。在正 常的工作状态下，控制电路控制q 1 不断地导通和关断，从而在q 1 、c r l 和l 的 节点处产生一系列的脉冲信号。 升压型d c d c 变换器的工作过程如下：当功率开关管q 1 导通时如图2 2 ( a ) 所示，电流i l 流过电感线圈l ，电流线性增加，电能以磁能形式储存在电感线圈 l 中。此时电容c 放电，r 上流过电流i o ，r 两端为输出电压v o ，极性上正下负。 由于功率开关管导通，二极管阳极接v i 负极，二极管承受反向电压，所以电容不 能通过功率开关管放电。当功率开关管q 1 关断时如图2 2 ( b ) 所示，由于电感线圈 l 中的磁场将改变电感l 两端的电压极性，以保持i l 不变。这样电感l 磁能转化 成的电压v l 与电源电压v i 串联，以高于v o 的电压向电容c 和负载r 供电。高 于v o 时，电容有充电电流；等于v o 时，充电电流为零：当v o 有降低趋势时， 电容向负载r 放电，维持v o 不变。由于v l + v i 向负载r 供电时，v o 高于v i ， 故称它为升压型d c d c 变换器嘲【9 】o 第二章升压型d c 仍c 变换器原理 ls 粕酗l 1 一j 冈 l l _ _ _ _ - _ _ _ j ( a ) 图2 - 2 升压型d c 仍c 变换器的工作过程 r r 根据电感电流在周期开始时是否从零开始，可分为连续模式和断续模式两种。 在连续模式下，流过电感的电流在整个周期内都是连续变化的；在断续模式下， 一部分周期时电感电流为零，每个周期内电感电流都是从零开始增加，达到峰值 电流后再下降为零。由于两种模式下的频率响应差别很大，因此通常希望升压型 d c d c 变换器能够只工作在一种模式下。下面分析这两种模式的稳态特性【l o l 。 2 1 连续模式的稳态分析 稳态分析即假设输入电压、输出电压、输出负载电流和占空比都是固定不变 的。连续模式下每个周期有两种状态，导通状态下q l 导通c r l 关断；关断状态 下q 1 关断c r l 导通。导通状态的持续时间t c n = t s d ，关断状态的持续时间 t o f f = t s ( 1 一d ) ，其中t s 表示周期。 在导通状态下，二极管关断，q 1 处于导通状态并有一个小的电压降v d s ，同 时电感的等效串联电阻也会产生一个小的压降i l r l ，则旋加在电感上的电压为： 电子科技大学硕士学位论文 v i ( v d s + i l r l ) 且保持不变，因此电感电流线性增加。在t o n 期间电感电流的增 量为： 蛆( + ) ：坚坠掣。 ( 2 1 ) 该增量即电感的纹波电流，在这个期间，输出负载电流完全由输出电容提供。 在关断状态下，q 1 的漏源之间呈现出高阻状态。由于电感电流不能突变，因 此电感电流慢慢减小，且导致电感两端的极性发生转变，从而使二极管导通，电 感电流通过二极管流向负载。在这个期间，电感电流线性减小，其减小量为： 她( 一) ：堕监萼坐。 ( 2 2 ) 在稳态情况下，电感电流的增量等于减小量，联立式( 2 1 ) 和( 2 2 ) 可得到稳态 下输出电压的表达式： = 与铲一一南 ( 2 - 3 ) 忽略r l 、v d 和v d s 得到简化后的表达式： 2 尚 ( 2 4 ) 由式( 2 - 4 ) 可以看出，输出电压由占空比d 来确定，并且永远大于输入电压， 因为d f m ) ，掴应的工作周期为t n 和t 二( d 。) 。在输出电压低于设定输出值 时，离散p f m 调制方式在高频f n 下工作，对应大占空比d 。而当输出电压高于 设定输出值时，离散p f m 调制方式在低频f m 下工作，对应小占空比d 。，从而稳 定输出。如果输出电压继续上升，则使用跨周期调制方式，跨过一部分控制周期 来稳定输出。 首先只考虑两个频率之间切换的调制方式，而忽略跨周期调制。设功率开关 管以频率矗工作n 个周期，又以频率f m 工作m 个周期。定义离散脉冲频率调制 方式下的调制度m 【8 ： 肚群2 盎= 盎 隆t ， 见。见所n 由式( 3 - 1 ) 可知，o s m 1 ，且随着苎的不断变大，m 将趋近于l 。再定义等 h 效占空比d 。： 包= 等糯= 墨 n 。d 埘 则有： 皿= 见一m ( b d 棚) ( 3 - 2 ) ( 3 3 ) 由式( 3 3 ) 可知，当m = 0 时d 。= d 。，此时电路的工作频率为矗。当o c m 1 时 d 。 d 。 d n ，离散p f m 调制方式在不断地切换工作频率，电路的等效工作频率在 l 和f m 之间。当m = 1 时d 。= d 。，此时电路的工作频率为f m 。因此m 越大，电 路工作在低频f m 的时间就越多。 由第二章可知，升压型d c d c 变换器的电压转换率与占空比d 成正比。对 于离散p f m 调制方式的升压型d c d c 变换器，它在连续模式和断续模式的电压 转换率分别为： ，”矿 5 商2 可i 萄调 0 4 ) 1 0 第三章离散脉冲频率调制方式的原理与建模 。罩哪2 ( 3 5 ) 由式( 3 4 ) 和( 3 5 ) 可知，输出电压与调制度成反比关系，即调制度越大输出电 压越低。在负载变轻时，离散p f m 调制方式将选用频率较低的控制信号来工作， 由此减少了功率管的开关次数，降低功率管的开关损耗，且负载越轻，选用低频 工作的周期数越多。 前面的分析忽略了跨周期调制方式的影响。在离散p f m 调制方式中加入跨周 期调制方式有以下两个原因：1 ) 当输出电压高于设定输出值时，加入跨周期的控 制信号能够更快地稳定输出电压。2 ) 在极轻负载下，即使是等效占空比的最小值 d 。也显得过大，需要进一步减小等效占空比，因此加入跨周期的控制信号。我们 可以将跨周期调制看作是对低频率控制信号的调节，即利用跨周期的控制信号降 低f m 和d 。，从而更好地稳定输出。 设功率开关管以频率矗工作n 个周期，又以频率f m 工作m 个周期，之后跨 过x 个周期。经过跨周期调制后的低频率和小占空比分别为u 9 l ： 伽( t 一熹b 哦= ( 一熹 巩 ( 3 6 ) ( 3 7 ) 由式( 3 - 6 ) 和( 3 7 ) 可知，跨过的周期越多，频率和占空比就越小。将式( 3 6 ) 和 ( 3 - 7 ) 代入( 3 2 ) 、( 3 4 ) 和( 3 5 ) 即可得到离散p f m 调制的升压型d c ，d c 变换器的等 效占空比和电压转换率的最终表达式。 包= e m ( b 一蹦) ( 3 8 ) = = 巧 2 ( 3 9 ) ( 3 1 0 ) 南 墩子瓣技大学顼士学位谂文 国式堪) 、( 3 - 9 ) 和( 3 1 0 ) 霹籀，羧爨魄器与调铡度藏反毙关系，鄂骥制度越大 输出电压越低。在负载变轻时，离散p f m 调制方式将选用频率较低的控制信号来 工作并根据需要跨过一定的瘸期，由此减少了功率管的开关次数，降低功率管的 歼美损耗，且负载越轻，选用低频工作的阉麓数越多，跨遗的周斓氇越多。 3 。3 离散p f m 变换器的状态空间平均模型和特性分辛斤 升压黧d e ，d c 变换器燕一个强菲线往离散系统，其横鳌酶建立十分笈杂。 状态蹙阕乎均法( s s a ) 是鞭翦波囊较为广泛的一耪分橱方法。状态赛趣乎均法豹本 质是时间平均，其目的是将升压型d c d c 变换器 时变电躞) 交为非时变电路， 然后进行小信号局部线性化，豳而麓应用成熟的线性电路理论来分析小信号性质， 进行系统静分析设计。箕基本思慈是对一个开关淄麓有两个拓扑关系的升压黧 d c 国e 变换器，建交如下状态方程( 1 9 1 脚l ： 詈2 联f 4 x + 墨醇) + 器一联r ) x 囊x 十避瑶) ( 3 - i l ) f 1o f d r 芦f 磅= 3 一1 2 ) od f f r 其中，x 巍状态嶷量，v 必输入变爨，嚣a l 、a 2 、b l 秘b 2 魏榴应熬系数 艇阵，t 愚开关周期，d 为占空比。对式( 3 - 1 1 ) 和( 3 - 1 2 ) 送行乎均褥到； 警= 嬲+ 矗4 砖十嗵十d 愿) e ( 3 一1 3 ) 于是，潜交毫簿( 3 ， 1 ) 交成了菲鼙事变彀貉( 3 。1 3 ) 。 本节在上一节爨述褒激p 粼调毒l 殿灌瓣基旗土，建立7 离教p f m 舞压受 d c d c 变换器在电流连续( c c m ) 和电流断续( d c m ) 两种工作模式下的状态 空间平均模型。 与上节褶丽，蓉先惫潞跨淄期调稍方式。设功率开关管鞋频攀蠡工作髓个两 鬏，又瑷频率岛王俘m 夺周麓。因麓离散瓣麓诞铡方式鹣辩锌踩律导递鼙雩游r n 照圃定的，因此有： 强= 蛾- 瓦= 臻蜀 1 2 ( 3 - 1 4 ) 第三嫩离散脉冲频率调制方式鲍原理与建模 则总的大周期t s 为： 五= ”+ m 蠢= 一每+ m 薏= ( 责+ 薏 l ( 3 1 5 ) 离散p f m 升压型d c 仍c 变换器工彳乍在连续模式下有以下关系成立： 1 ) 在n 个周期内有： 岳：篱酗 峨最 p t 玩磊f 嚣 2 ) 慈瓣令斌勰内有： o f 圾疋 p 等坞麓 珐霸虮鬈 杪2 q 5 式中 2 1 】： o1o 兰 一l f4 ：i 面j 4 l 土! l e置e ( 3 一1 7 ) ( 3 一1 8 ) ( 3 1 9 ) 曩= 最= 訇q 。q = 羽 由状态空间平均法有； 1 并( f ) = 軎胁( e 4 + 圾t 4 ) + ( 三i 卅- 4 + 讯1 4 ) 】x ( r ) ?( 3 - 2 0 ) l、。一”， + 古狰霉( 珐。穗+ 最t 磊) + m 聋( d 卅罨+ z k 一连) 魏( f ) i 舜) 2 争扫乏e 馥岛，) m 鼍玩t 手纯，；) l 雄)( 3 2 | ) 吩岛 卜 x 霉岛 = 1 1 工 y ，clll 略b 似啦 l i i j x y e o ：，。，。，。l = 4 i i y 、；，j 乇v r ；，。，l = x 电子科技大学硕士学位论文 于是，得到离散p f m 升压型d c 仍c 变换器连续工作模式下的状态空间平均 模型为： j ；( f ) = 见一m ( 或一以) ( 4 4 ) 十4 ) 加) + 旦u ( f )( 3 。2 2 ) i y ( r ) = 口x ( f ) 蠢理，滏离鼗雕m 羚压羹d a d e 交换器工豫在不连续模筑辩，有疆下关系 成立： 1 ) 在n 个周期内宥： ”竺斗铂 。鼋蠢( 3 粥) i y = q o x = 焉x + 琏鼍 b = x j z = 4 x 十马q l y = x 玩不f 域+ 瑗；) 其中：见+ + 圾2 = 1 2 ) 在m 个周期内有： ( 蛾+ 或，) t f 见f ( 哦+ 巩。) 乇 ( 域+ 圾。) f 可照，调制度m 鹣大，x ( t ) 鲍攒量越小，鼹系统确 应速度就越漫。 根据稳态时负载电流与电感电流的关系，可分别得到c c m 与d c m 工作模式 下负载平均电流i o 的袋达式： 毛= 警= h + 疑或一毕嬲卜鼢蝴 ( 3 1 3 3 ) 电子科技大学硕士学位论文 易= 鲁= 去告陉见( n + 圮”+ 暑d 卅瓦( 巩+ d 卅峨m 肌。c m ( 3 - 3 4 ) 其中i l ( o ) 是连续模式下稳态的电感电流初值。 从而可推出离散p f m 升压型d c 仍c 变换器的调制度与负载电阻r 的关系 一害禹。鸶肋一 p s s ， m = 志小哦) 一糍 凡r 。叫 ( 3 3 6 ) 由式( 3 3 5 ) 和( 3 3 6 ) 可见，负载电阻r 越大，调制度m 越大。 假设功率管工作在硬开关条件下，在每一个周期的导通和关断瞬间，由于漏 极电流1 d 和漏源电压v d s 有交叠部分，功率开关管将产生一定的开关损耗。假定 每一次的开关损耗相等为w s w ，功率管产生的导通损耗为w c o n ，则总的损耗 w l o s s 等于开关损耗与导通损耗之和。系统在大周期t s 内，连续模式和断续模式 下的转换效率分别为： = 订可若岛砌 洚， 巧瓦( 1 一乜：) f 0 ，d c m ( 3 - 3 8 ) p w m 调制方式的转换效率为叫： 2 2 矗2 师杀丽 p 3 由式( 3 - 3 7 ) 、( 3 3 8 ) 和( 3 3 9 ) 可知，p w m 调制方式的工作频率固定，随着负载 电阻r 的变大，效率会明显降低。连续模式下的离散p f m 升压型d c d c 变换器 在负载电阻r 变大的同时，其等效工作频率会降低，因此提高了轻负载下的效率。 离散p f m 升压型d c d c 变换器断续模式的转换效率只与等效频率有关，而与负 1 6 第三章离散脉冲频率调制方式的原理与建模 载电阻r 无关，轻负载下具有较高的效率。因此离散p f m 调制方式有效地提高 了轻负载下的效率。 以上分析表明：离散p f m 调制方式的响应速度与调制度m 有关，调制度越 大，则系统响应速度就越慢。离散p f m 调制方式的调制度与负载有关，负载电阻 r 越大，调制度越大。与p w m 调制方式相比，离散p f m 调制方式有效地提高了 轻负载下的效率。 电子科技大学硕士学位论文 第四章子电路设计与仿真 本章介绍离散p f m 升压型d c d c 变换器的电路设计，其控制芯片的系统框 图如图4 1 所示，内部共有7 个模块，分别为：使能控制电路、基准电压源、电 压比较器、迟滞比较器、变频振荡器、过流保护电路和驱动电路。 图4 1 离散p f m 升压型d c ，d c 变换器控制芯片的系统框图 控制电路的正常工作过程：首先外部引脚c e 输入一个正常工作的信号，则 使能控制电路控制其他电路模块开始正常工作。基准电压源电路产生1 2 v 的基准 电压信号和偏置电压信号，偏置电压信号跟随电源电压变化，且与电源电压保持 固定差值。电压比较器对基准电压和输出电压的采样信号进行比较，输出控制信 号c o m p l ，控制变频振荡器选择相应的频率。同时迟滞比较器对基准电压和采 样电压进行比较，输出控制信号c o m p 2 ，控制变频振荡器跳过一定的周期，由 于存在迟滞，因此它的变化不及电压比较器快。变频振荡器产生离散频率p f m 的 控制信号，输入到驱动电路中，经过驱动电路的放大，最终到达功率管的栅端， 控制功率管的导通与关断。过流保护电路检测每个周期流过功率管的电流，在某 一个周期内，如果电流超过阈值，则关断功率管。 整粤童王皇堕堡盐兰堕基 一一 下面对子电路进行详细的介绍。 4 1 使能控制电路 4 1 1 电路功能描述 为了降低功耗，升压型d c m c 变换器的控制芯片的一个重要功能就是在空 闲状态时关闭控制芯片，降低其功耗。使能控制电路就是为了完成这一功能而设 计的。使能控制电路的电路图，如图4 2 所示。它利用外部引脚c e 提供的模拟 信号产生两个逻辑信号，输入到其他模块中，控制艇个芯片的工作与否。 为了保证电源电压较低时使能电路能够正常工作，设定o 2 v 0 7 5 v 作为c e 信号的高低电平的转换区。因此当c e 端的电压大于o 7 5 v 时，使能电路输出为 高电平，芯片正常工作；当c e 端的电压小于0 + 2 v 时，使能电路输出为低电平， 关闭芯片内部的各个模块，芯片停止工作。 图4 2 使能控制电路图 1 9 壤予群菝大学醭圭学位论文 4 1 2 电路原理分析 使能控制瞧路豹输入信号c l e 经过齑疆穰毂电阻r l 麓，避入使能控铡电路。 使麓控制电路共分三级。第一级是在标准及褶器电路结稳的基础上，将二极管连 接的m o s 管m n l 接到m p 5 和m n 4 之间。这样接的目的是为了消耗一定的电压 降，降低转换电平，保证第一缴的高低电平转换区在o 2 v o 7 5 v 之阃。第二级和 警三缀都是标蘩魏爱穗器结稳，这嚣缀分剐产生了菠藐羧裁毫籍懿嚣令赣出c e l 和c e ，且c e l 和c e 同相，c e 和c e 反相。c e l 和c e 分别输入到电压比较器、 迟滞比较器、振荡器和电压基准源，并控制它们的工作状态。 当e e 豹电援小于o ，2 v 聪，使能控制魄踌豹输出售芍c e l = o 、c e = l ，关 闭麓个芯片；当c e 静电压大予o 7 5 v 时，c e l = l 、c 嚣一o ，芯片进入正常工彳乍 状态。 4 。 ，3 毫路性缝分析和螃冀结果 4 1 3 1 转换电平v c “和v c e l 崔使能控制电路中，转换电平是重要的指标。在前丽的叙述中，转换电平的 要求为：当c e 惫压大予8 。7 5 v ，赣毫受意魄乎，当c e 奄压小于0 2 v ，壤密为低 电平。转换电平随温度变化的仿真曲线如图4 - 3 所示。 r n e 嚣 f ， 。f。f _ i f m_m_h- 喜o o ；2 5 5 0 ； 8 0 _ _ e 霪l 夕 支 jj 一一 5 5 0 me 0 6 5 0 mt 0 0 -t 5 0 mb m v c 基( v ) 匿4 3 转换瞧平随温魔燹纯仿真蘸线 3 s 2 s l k 0 2 l 0 。8赛“鑫譬 鳓 第四章子电路设计与仿真 由图4 3 可见，温度从- 3 0 8 0 之间变化，高低电平转换区都在0 2 v o 7 5 v 之间，满足设计要求。 使能控制电路的转换电平与电源电压关系的仿真曲线，如图4 4 所示。 _ ， _ 7 一 _ 7 z- _ _ _ 幻 卜 】-0 ， v c e ( 叼 图4 - 4 不同的电源电压下转换电平的仿真曲线 由图4 - 4 可见，电源电压从0 9 v 3 o v 之间变化时，高低电平转换区都在 0 2 v o 7 5 v 之间，满足设计要求。当电源电压小于0 9 v 时，使能控制电路不能 正常工作。 4 2 电压比较器 4 2 1 电路功能描述 电压比较器的主要功能是稳定输出电压，电路图如图4 5 所示。它通过比较 输出电压的采样信号v s a m p 和基准电压信号砸f ，调节振荡器的工作频率， 从而稳定输出电压。当输出电压低于3 v 时，电压比较器的输出信号c o m p l 为 高电平，控制振荡器输出高频大占空比的控制信号，从而输出电压升高；当输出 电压高于3 v 时，电压比较器的输出信号c o m p l 为低电平，控制振荡器输出低 频小占空比的控制信号，从而输出电压降低。此外，电压比较器还受到使能信号 c e l 和西的控制。 孙 帅 。 巴中甘辅担 穗子释接大学矮士学短论文 4 2 2 电路原理分析 翻4 电压魄较器邀路图 电压比较器国差分输入级、磐；源放大级鞠输窭缓构成。燃5 7 、m n 5 8 、m p 6 3 、 m p 6 5 帮m p 醯榆成差分输入缀，其中m n 5 7 和m n 5 8 构浅的电流镜傣肖源负载， 完成电平移动和澈端一单端的输出转换。m p 6 9 和m n 6 1 构成共源放大级，主要 对熬分放大器的输出信号进行牧大。m p 6 7 嗣m n 6 2 构成c m o s 反棚器作为电压 魄袋器懿输出缀，主要对输滋波影送行整形。 c e l 和c e 熙电压比较器的使能控制信号。当c e 为商电平、c e l 为低电平时， m n 5 9 和m p 7 0 导通，则第一级输出被强制为低电平，m n 6 1 截止，则电压比较 器静竣出爻低。獭c e 为低电乎，e e l 为蘧懿乎封，魄较释正露工馋。 4 2 ，3 电路性能分析和仿骥结果 4 2 ，3 1 电压 e 较器的直流特性分析 1 共模输入电压范围i c m r p 】 第四章子电路设计与仿真 电压比较器的共模输入范i 訇就是比较器中差分输入级的共模输入范围。为了 增大模块的适用范围，电压比较器应有一定的共模输入范围，保证其正常的工作。 如图4 5 所示，输入电压的最小值计算如下： 隅4 护= 陋蜘+ 5 8 + 6 5 一6 5( 4 1 ) 饱和时，p 岛。，的最小值为p 岛。，= 。，- i 。，i ，代入式( 4 1 ) 得： 耀4 m 鼍m ) = 飓跗+ p k ，。一j 。一( 4 2 ) 又因为m n 5 8 管处于饱和区，所以 ，= = 舞s s ( 4 - 3 ) 其中，k = k 6 8 ，= ( 形，) 。 例吼n ) - 删+ 惫+ 慨e s i ( 。4 ) 输入电压的最大值计算如下： 煳 留一1 = 删- 6 8 - p 岛“ 因为 。蛳，：i 。，l + 、厚 v 乒5 所以 煳= 一嘲一层 ( 4 5 ) ( 4 6 ) ( 4 7 ) 由式( 4 _ 4 ) 和( 4 - 7 ) 可知，要得到最大共模输入范围，需要对v s 。、p 。，和p ，。等 参数进行优化。电压比较器共模输入范围的仿真曲线如图4 6 所示。 泡孑辩技大学簸圭学位论文 2 t 霉 。l 一_ 翻4 不羁漫震一电匿毙较器熬镤输入范围瓣嵇奏麴线 由图4 - 6 可见，当输入电聪在o v 1 5 v 之间时，提供尾电流的m p 6 8 工作在 饱和区，且输出c d p l 呈线性变化，因此共模输入范围为：o v 1 ，s v 。电压比 较器蓬鬻工终辩v 鬏e f = l 。2 v ，瓣| 逝共援竣入范毽满足设诗簧求。 4 2 3 2 电压比较器的交流特性分析 电压比较器威该具有足够大的增益。由于芯片的最高工作频率约为2 0 0 k h z ， 为了绦涯电压毙较器魏簇率将瞧，。3 姻带赛爨在2 0 0 k 致以上。 1 增益1 2 3 l 电压比较器的增益为差分放大器增益( 帮级增益a 。) 和共源级增益( 第二级 增懿a v 2 ) 的乘积。出| a ，| = g 。r 。啦，可分别求出各级的a ，。 a a 。，的诗黪 第一级跨导为： 瓯l = 繇6 5 = 其中，k ；。c 。，i s s _ i m 6 8 。 ( 4 8 ) 秘一蛰 # 2 s of扩，。 巨 赢 | i bk l l 似 第四章子电路设计与仿真 j 一 2 f 足+ 1 j 南2 焘l 卷j b a 。的计算 第二级跨导为： = 浮 其中k 邛。c 。 因为等= 默- z ，故 哈= 浮= 孚= 2 謦 所以总增益为： 4 i24 - 匆z2 巧：= ：= i i 习啬亳= 丽 墨坠。型堑 、厶。一厶， ( 4 1 0 ) ( 4 - 1 1 ) ( 4 - 1 2 ) ( 4 1 3 ) ( 4 - 1 4 ) ( 4 - 1 5 ) 2 一3 d b 带宽【2 3 】 电压比较器有三个极点( 其它高频极点忽略) ，第一级输出贡献的极点为： 电子科技大学硕士学位论文 蚓：上一 l r 1 q l - 1 一。 。，。；一g 。+ 一。+ 1 十。( ，) 。l 第一级的镜像极点为； 阱志 = 面百石d 若鲁际丽 g 十勺。十，+ s s + 5 s + + 1 1 + 5 8 ( s 8j ，川5 对 第二级输出贡献的极点为 吲= 志= i 篙 其中置为主极点，决定一3 d b 带宽e ( 4 * l 4 - 1 7 ) ( 4 - 1 8 ) 电压比较器的增益和带宽的仿真曲线如豳4 7 所示，仿真数据如表4 1 ，| 搿示。 n 弋 n 、 露如7 不羁滋皮下，电压毙较撰豹交流特性蒋宾熬线 表4 1 电压比较器增益和3 d b 带宽数据表单位：d bk h z 温发 3 0 2 5 8 0 氆蘸 7 0 7 3 9 l6 9 ，1 4 秘6 6 ，8 9 0 2 3 d b 带宽 4 1 5 ，44 9 4 75 6 1 6 第四章子电路设计与仿真 由图4 7 和表4 1 仿真结果可见，电压比较器的增益都在6 0 d b 以上，3 d b 带宽都大于4 0 0 k h z ，均能满足设计要求。 4 3 迟滞比较器 4 3 1 电路功能描述 迟滞比较器的功能是控制振荡器跨过一定的周期，