（微电子学与固体电子学专业论文）ltcc滤波器设计.pdf

华中科技大学硕士学位论文 摘要 低温高烧陶瓷是一种三维、立体的高频电路工艺技术，其设计方法有与微带线及 带状线等平面结构完全不同的特点。在低温高烧陶瓷器件或模块内部可以设计多层金 属导带，这种多层结构的导带间互相的电磁作用既包括每层金属导带之间的水平耦 合，也包括不同层之间的垂直耦合。因此它具有比传统的技术如微带线，腔体等更大 的灵活性，可以设计出体积更小，功耗更低，并具有其他结构不具备的功能的器件和 模块。 本文研究了低温共烧陶瓷滤波器的设计方法和流程。以传统滤波器理论为基础， 按要求设计了集总参数低温高烧陶瓷滤波器电路，然后用低温高烧陶瓷的多层结构分 别设计各个电感和电容等元件，再连接起来进行整体三维仿真和微调；以传统的离散 参数滤波器设计方法为基础，结合低温高烧陶瓷实际工艺条件对部分传统滤波器设计 公式进行修正，构思可行的结构来设计离散参数低温共烧陶瓷滤波器，并使用实验调 整设计的方法，借助仿真软件进行调整和验证。 本文通过以上总结的方法，分别设计了一款集总参数l t c c 滤波器和离散参数 l t c c 滤波器，通过仿真和实际测试验证，滤波器达到了设计指标的要求，验证了以 上设计方法的可行性。 关键词：低温共烧陶瓷滤波器多层结构电感电容 华中科技大学硕士学位论文 a b s 仃a c t l t c c ( l o wt e m p e r a t u r ec o f i r e dc e r a m i c ) i san e w e s tw a yo fh i g hf r e q u e n c yl a y o u t t e c h n o l o g yw i t ht h ec h a r a c t e r so ft h r e e - d i r e c t i o n sw h i c hm a k e sag r e a td i f f e r e n c et ot h e d e s i g nm e t h o db e t w e e nl t c cf i l t e r sa n dt r a d i t i o n a lm i c r o s t r i po rs t r i p l i n ef i l t e r m a n y l a y e r so f m e t a ls t r i pi nt h i sm u l t i - l a y e rs t r u c t u r ea r ep l a n t e di n s i d et h el t c c u n i to rm o d e l t h e r ea r eh o r i z o n t a lc o u p l i n gb e t w e e ns t r i p si nt h es a m el a y e r sa n dv e r t i c a lc o u p l i n g b e t w e e ns t r i p sb e t w e e nd i f f e r e n tl a y e r s t h e n ，g r e a t e rf l e x i b i l i t yt h a nt r a d i t i o n a lm i c r o s t r i p a n d c a v i t yc a nb eg o t t e nb yl t c ct e c h n o l o g y u n i t s a n dm o d e l sw i t hp a r t i c u l a r p e r f o r m a n c e ，s m a l l e rv o l u m ea n dl e s sp o w e rc o n s u m p t i o nc a n b ed e s i g n e dw i t hl t c c t h i st h e s i sm a i n l ya b o u tt h ed e s i g nm e t h o d sa n dp r o c e s so fl t c cf i l t e r s b a s e do nt h e t r a d i t i o n a lf i l t e rd e s i g nt h e o r y , c i r c u i to ft h ef i l t e ri sd e c i d e di na d v a n c e t h e ne v e r y e l e m e n t so ft h ec i r c u i ta r ed e s i g n e di nl t c co n eb yo n e f i n a l l y , t h e ya r ec o n n e c t e dt o s i m u l a t ea n dt u l l eb y3 - de d as o f t w a r e t h em e t h o do fd e s i g n i n gad i s c r e t el t c cf i l t e ri s b a s e do nt h et r a d i t i o n a lf i l t e rd e s i g nt h e o r y , t o o a f t e ra l t e r i n gt h et r a d i t i o n a lt h e o r ya n d f o r m u l a et om e e tt h ea c t u a ll t c cm a n u f a c t u r ec o n d i t i o na n dc o n s t r u c t i n gau s a b l e s t r u c t u r e ，t h ed i s c r e t ef i l t e rc a nb ed e s i g n e da n dt u n e db ye d as o f t w a r eu s i n gad o e ( d e s i g no f e x p e r i m e n t s ) m e t h o d b yt h e s em e t h o d s ，al u m p e df i l t e ra n dad i s c r e t ef i l t e ra r ed e s i g n e da n dt e s t e d a g o o da g r e e m e n tb e t w e e nt h es i m u l a t e df d t e r sa n dm a n u f a c t u r e do n e sa r es h o w nb yt h e r e s u l tw h i c hp r o v e st h er e l i a b i l i t yo f t h e s ed e s i g nm e t h o d s k e y w o r d s ：l t c c f i l t e r m u l t i l a y e rs t r u c t u r e i n d u c t o rc a p a c i t o r 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师的指导下进行的研究工 作及取得的研究成果。近我所知，除文中已标明引用的内容外，本论文不 包含任何其他人或集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出 贡献的个人和集体，均己在文中以明确方式标明。本人完全意识到本声明 的法律结果由本人承担。 学位论文作者签名：撬谢谢厂 日期：u 否年f 月旷日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，即： 学校有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许 论文被查阅和借阅。本人授权华中科技大学可以将本学位论文的全部或部 分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段 保存和汇编本学位论文。 保密口，在年解密后适用本授权数。 本论文属于， 不保密留。 ( 请在以上方框内打“”) 学位论文作者签名嚣放 铲导教师签名： 日期：w 年s 月卜扫日期：c 炒6 华中科技大学硕士学位论文 1 绪论 随着移动通信技术的发展，人们对通信设备的小型化，低功耗提出了越来越高的 要求。传统的i c 集成技术能将很多原本需要大量体积和成本的分离器件功能集成到 芯片内部，因而节省了体积和成本，也方便了设计和生产。随着对通信电路小型化， 低功耗要求的进一步深化，单纯的i c 与普通单层或多层p c b 板的组合也渐渐的不能 满足要求。这主要是因为虽然当前i c 的集成度很高，但是因为i c 工艺固有的一些特 点，也无法将所有的射频元件集成到内部。此外，i c 应用环境的多样性也决定了i c 设计时需要考虑到其灵活性及通用性。因此在p c b 板上，有很多其他的器件不能集成 到i c ，如射频天线、一些特定输入输出条件的匹配器件等。这部分器件就将占用p c b 板上额外的体积并增加生产成本和工艺复杂度。因此如果有一种多功能基板既能够作 为i c 的电路连接载体，同时又能将板上的分离器件集成到板内，不占用i c 以外的额 外空间，就能很好的解决这些传统难题。l t c c 技术就是解决方法之一1 2 j 。 6 n d 1 日 图1 1l t c c 模块内部构造 如图11 所示为一种l t c c 基板的内部图。在l t c c 基板上是i c 及一些有源器件 华中科技大学硕士学位论文 和模块，如p i n 管，三极管等，而多层基板内部则有大量的内置无源器件。各种类型 电感、电容或埋置电阻，电感等分布在板内，通过通孔或通过以l t c c 为介质的平板 电容等与板上的器件、i c 连接，形成一个r f 系统。这样这些无源器件就不需要再占 用宝贵的板上空间。u c 可以作为某个功能模块的载体，内置无源元件，表面上贴 装i c 和有源器件，使用时通过b g a 焊接技术与其他l t c c 基板或f r 4 母板相连，这 样可设计出各种专用的l t c c 射频多芯片功能模块m c m ( m u l t i c h i pm o d u l e s ) ，提高了 系统设计的灵活性【3 】1 4 。结合精密的工艺条件，l t c c 技术也可以设计某些独立的标 准封装的器件，如滤波器、双工器等，这些器件既可以贴装到l t c c 基板上作为m c m 系统的一部分，也可以作为具有标准输入输出接口条件的通用器件应用在任何其他环 境。 l t c c 之所以具有以上这些广泛的应用前景是由其各方面的特点决定的。l t c c 浆料以以玻璃、陶瓷及有机混合物为原料【5 】，经过流延制作成l t c c 生带，再按照特 定的l t c c 设计经过打孔、叠片、烧结等工艺烧结前为成品l t c c 器件或基板【“。因 此其优势可以总结如下1 4 6 1 ： 1 ：体积小，重量轻。l t c c 是一种立体的，多层的布线技术，相比于传统的平面 布线在体积上当然具有无可比拟的巨大优势。传统的普通多层p c b 板也采用立体结 构，而且有时层数也很多，例如普通个人电脑主板内部电路就可以达到1 6 层，但是 这些p c b 板板内的很多布线层都只是作为电气的互连或接地层，很少在设计的时候 考虑到一些走线的方式、层问分布、线宽等以产生某些电容电感效应。这种布线方式 远不如l t c c 设计时对空间的利用率高和精确。另外，l t c c 材料作为一种陶瓷材料， 热导率较高，膨胀系数小，因此更适合细微化布线，这也有助于减小体积。 2 ：损耗小。l t c c 是一种低温烧结陶瓷，其烧结温度通常只有8 5 0 。c 一9 5 0 。c ，这 样就可以使用导电率高的银或金作为导体材料。而其他的h t c c 陶瓷基板如氧化铝基 板，烧结温度达到了1 5 0 0 。c 一1 9 0 0 c ，因此只能使用高熔点的钼、钨或其合金，这些 金属的电阻率比金和银大得多，增加了电路的损耗。 3 ：热膨胀系数与s ，相当，更适合作为i c 的载体。s ，的热膨胀系数为3 1 0 “， 大多数l t c c 材料的热膨胀系数为6 1 0 “到2 1 0 “之间，与s 近似相当。这种 华中科技大学硕士学位论文 热膨胀系数接近的性能对多层电路设计具有重要意义。 4 ：热稳定性好，耐击穿电压高等。 因为以上这些优点，随着无线通信事业的发展，人们对设备和器件小型化，低功 耗的要求提出以后，l t c c 技术很快就引起了人们广泛的重视。 本文主要讨论了l t c c 滤波器的设计方法。传统的滤波器设计的理论已经成熟。 l t c c 滤波器设计需要考虑将传统的滤波器设计理论和公式应用到l t c c 介质环境中的 方法，在l t c c 中实现滤波器与传统实现方法相比具有很多完全不同的特点。一方面 寄生效应复杂、对工艺依赖性较强。另外相比传统实现形式，l t c c 因为其立体结构可 以使设计变的更灵活，更容易体现创意，具有更多新功能。如可以用垂直耦合代替平 面耦合，这样提高了耦合强度，同时减小了面积；耦合方式增多也使传输零点实现变 的很容易。将传统滤波器设计的一些计算方法应用在l t c c 滤波器设计时必须注意其 推导条件，必要时需要进行适当的修正。 l t c c 的工艺条件对滤波器的影响很大，结合工艺实现的难度，一个好的l t c c 设 计需要满足以下几点。 l ：层数尽量少，或者有很多相同层。 2 ：对工艺要求小。不能提出现实工艺条件下不能完成的要求。 3 ：容差性能尽可能好。实际的工艺总会有误差，为避免在合理范围内的误差造 成器件性能的剧烈变化，在制造前需要做好容差分析，提高成品率。 4 ：尽量采用标准封装和输入输出条件。增加器件的使用范围。 因为将滤波器分为集总参数滤波器和离散参数滤波器的分类方法更方便我们系 统的总结l t c c 滤波器设计的特点，所以本文分别研究了集总和离散参数滤波器设计 方法。根据器件尺寸和波长的比较关系，一般如果器件尺寸超过工作信号波长的 1 8 1 1 0 ，因为信号相位的影响，就必须要考虑器件离散参数的影响。本文在考虑工 艺实现的基础上，利用理论计算并在仿真工具的帮助下研究了l t c c 集总电感、电容 的各种实现结构，又在充分考虑l t c c 寄生效应的基础上用传统滤波器设计理论设计 出一种切实可行的集总参数滤波器电路，最后连接起来进行整体仿真，讨论了3 d 仿 真与电路仿真结果的差异的原因。离散参数滤波器的设计相对更复杂一些，主要体现 华中科技大学硕士学位论文 在除需要构思具有最少寄生效应的结构外还要考虑如何修正传统滤波器设计理论和 公式。一些传统的滤波器设计公式的推导条件与实际的l t c c 工艺条件不符合，需要 进行修正。本文集中讨论了网格地对传输线特性阻抗的影响，最后按照讨论的设计方 法设计出了一款高性能的l t c c 梳状线滤波器，最后的测试结果与仿真结果相符合。 在结构上本文分五章，第一章为绪论，第二章为微波及滤波器理论基础，第三章 为集总参数l t c c 滤波器设计方法，第四章为离散参数l t c c 滤波器设计方法和一些当 前工艺条件上的问题。第五章为本文的总结和对l t c c 技术未来的发展方向的简要评 估。 华中科技大学硕士学位论文 2 滤波器设计基础 本章讨论滤波器设计的基本理论。按照滤波器频率响应的数学原型，可以把滤波 器分为巴特沃斯( b u t t e r w o r t h ) ，切比雪夫( c h e b s h e v ) ，椭圆函数功能滤波器等。其 中前两种应用较广泛，因此本文将只讨论前两种滤波器。 按照滤波器的幅频响应不同，我们把滤波器分为高通滤波器，低通滤波器，带通 滤波器和带阻滤波器。一般说来，我们使用滤波器的目的就是抑制某些频率范围内的 干扰信号，保护有用频率内的信号。因此，我们总是希望工作频率信号能没有损耗的 完全通过滤波器，而任何其他频率的干扰信号都能被抑制掉。如图2 1 所示为四种滤 波器归一化频率与衰减的对应关系。 在图2 1 中，q 为归一化频率，即任何频率相对于滤波器截止频率( 高通滤波器、 低通滤波器) 或中心频率( 带通滤波器、带阻滤波器) 的比值。口为滤波器在各归一 化频率下的对应的衰减值。 a ( d b ) 0 0 低通滤波器 0 1 高通滤波器 q ( d b ) 带通滤波器 带阻滤波器 图2 i 四种基本的滤波器 以上提到的理想要求在实际上是不会实现的。一来在系统设计时先要确定干扰频 率频谱，确定需要抑制的干扰频率分布，再确定对应的滤波器类型，因此没有必要采 华中科技大学硕士学位论文 用频率选择性那么强的滤波器，例如如果某系统的背景噪声有- 6 0 d b m ，需要滤除 2 0 d b m 的信号，显然我们最多只需要在该频率处衰减大于4 0 d b 的滤波器即可；二来 使用有限的元件也无法做到理想条件下无限陡峭的衰减。总而言之，设计滤波器时需 要根据滤波器的使用条件合理的确定滤波器的类型和衰减特性。 实际滤波器的频率响应曲线是经过数学方法计算而得到的。按照滤波器各元件值， 计算出相应的传递函数，从而确定其频率特性。显然不同的元件值将使滤波器有不同的 性能。按照滤波器实现的数学原型，常用的滤波器主要有巴特沃斯，切比雪夫，椭圆函 数功能滤波器三种 7 1 【8 】1 9 。滤波器设计是以对归一化低通滤波器的分析为基础的，经过对 归一化低通滤波器的变换来设计其他滤波器。如图2 2 为两种可行的电路结构，图中的 元件参数岛，g 。，一g 。都为对输入输出阻抗的归一化参数。由于电感和电容的对偶关 系，这些参数对图2 2 的两种电路结构都是有效的。各元件值可表示为： f 图2 2 ( a ) l 埘h d ? 的波源内电阻 “ i 图2 2 ( 6 ) 电路中的波源内电导 f 串联电感的电感量 g 。= 并联电容的电容量 l = 1 ，n ) f 负载电阻值，当最后一个元件是并联电容时 g n + l2 1 负载电导值，当最后一个元件是串联电感时 r g = g o = l 9 2 ( a ) 1 ：l 。 品质因数q ：品质因数是滤波器参数中非常重要的一个参数，它通常被定义为在 谐振频率下，平均储能与一个周期内平均耗能之比： 华中科技大学硕士学位论文 图2 6 带通滤波器的典型衰减曲线 功率损耗通常被认为是外接负载上功率损耗和滤波器本身功率损耗的总和，由此 定义的品质因数称为有载品质因数q k 。如果对有载品质因数取倒数得： 11 f 滤波器中的功率损耗1 l 1f 负载中的功率损耗、l 百i i l 1 酾吾矿一忆。，+ i l 可嚅i r 叫， ( 2 1 8 ) 简化得： 西12 虿1 + 西1 ( 2 1 9 ) q q fq e 、 其中，既。为有载品质因数，q ，为滤波器得固有品质因数，绕为外部品质因数。 另外旦k 的常用表达式还有： 骁。= 巧= 忐 c z z 。， 2 4 滤波器反归一化 为了得到实际的滤波器，我们必须对前面的参数进行反归一化7 1 以便满足实际工 作频率和阻抗的要求。另外，标准原型低通滤波器也必须能根据需要变换为高通、带 通或带阻滤波器。这些目标可以通过两个特殊的方法实现： 1 ) 频率变换：将归一化频率q 变换为实际频率，这一步骤实际上是按比例调整标 华中科技大学硕士学位论文 准电感和标准电容。 2 ) 阻抗变换：将标准信号源阻抗g 。和负载阻抗g 。变换为实际的源阻抗如和负载阻 抗r ，。 表2 4 7 1 归纳总结了标准低通滤波器和四种实际滤波器的变换关系。 图2 2 所示的原型滤波器的源阻抗和负载阻抗均为1 。如果需要源电阻或负载电 阻不为1 ，就必须对所有的阻抗表达式做比例变换。这需要用实际电阻如倍乘以所有 滤波器参数，即： r g = 1 r g ( 2 2 1 a ) l = l r g( 2 2 1 b ) 如丢 ( 2 2 1 c ) 砭= r l r 6 ( 2 2 1 d ) 其中三，0 和噩是解出的实际滤波器参数值，l ，c 和吼则是原型滤波器参数值。 表2 4 归一化低通滤波器到实际带通、带阻滤波器的变换( b w = f - o u 一吼) 低通原型低通蜀通带通带阻 三 工， 曼三 e 宁t j b w ；瓦 - v 心三 r j _ b 形 6 t c o o l o 泣1 7 甲 孓 l u 瑶c i - t 丰c = g 女 上c 2 时的情况依次进行类推可以发现如图2 3 所示的电路在频率无穷大处总 是会具有h 个无限传输零点。这样的推论也可以适用于与图23 电路对偶的高通电路。 华中科技大学硕士学位论文 同样，n 阶高通滤波器在频率为o 处具有”个无限传输零点。 对低通和高通滤波器的分析方法可以引申到带通滤波器的分析中。低通滤波器到 带通滤波器的反归一化过程可以看出，低通滤波器的频率无穷大处经过反归一化后出 现在带通滤波器的频率无穷大处和频率无穷小处( 频率为0 处) ，因此，从n 阶低通原 型经反归一化后的带通滤波器在频率无穷大处和频率为0 处各有n 个传输零点。 耦合谐振器带通滤波器采用了导纳变换器，因此情况略有不同。不同类型的变换 器会决定零点在频率无穷大处和无穷小处的数量。采用一个电容耦合的带通滤波器会 增加一个频率无穷小处的零点，同时减少一个频率无穷大处的零点，而采用电感耦合 的带通滤波器情况正好相反【l ”。 传输零点对滤波器的带内特性影响不大，但是对带外特性影响比较大。如果滤波 器两侧的无限传输零点数量相同，滤波器的响应曲线将会是大致对称的形状。如果不 对称，那么在无限传输零点较多的一边，滤波器的衰减会较对称的情形更大，而在另 一边会更小。 相比无限传输零点，更有意义的是有限传输零点。如果滤波在某个有限频率处的 s ，也为0 ，则在该点的抑制就会无穷大，这无疑对滤波器有目的的滤除某些特定的干 扰很有帮助。在实际滤波器的设计上，我们通常先应该知道电路中存在的干扰信号的 频谱分布，在设计滤波器时，使滤波器在那些干扰最强的某些点上具有衰减无穷大的 传输零点，这些，使用低阶滤波器就能获得比多阶滤波器更好的性能。 从对传输零点的推导过程我们可以得到启发，如果某个并联的元件或元件组合在 某个有限频率处的阻抗为0 ，则就相当于低通滤波器在频率无穷大处的电容的作用一 样，将引入一个传输零点。同理，如果串联元件或元件组合在某个有限频率处的阻抗 为无穷大，同样将导致一个传输零点。从这两条思路出发，目前带通滤波器实现传输 零点的方法基本可以归纳为两种。一种是在并联谐振电路上加入电感或电容元件，使 谐振器除在原谐振频率处产生一个极点外还在一个新的频率点产生一个零点。另一种 是在串联支路上并联元件以产生有限传输零点。如图2 7 所示为一谐振器耦合带通滤 波器的部分【1 4 】，带通滤波器中某一并联谐振电路由一个电感厶和一个电容c l 组成。 从谐振电路的信号输入端朗地看过去，其阻抗为： 华中科技大学硕士学位论文 l 门 j 最 与；宁q 封k 1 一 弘面j 1 2 靠 ，髓址q 在谐振频率点o o o 上z 。为无穷大，因此满足： 1 吐2 1 丽 若将图2 7 中谐振电路串联入一个电容，如图2 8 所示： 广j 1 l j 饿 与 宁q 鼻k 叫 牛岛 i 图2 8 串联电容后的并联谐振电路 此时有： z 圹彘+ z a = j c 0 1 c - - 石+ 篙杀= 面1 - c o 厕2 l i ( c i + c 2 ) ( 2 2 ，) 这时( 2 2 6 ) 式仍成立，即滤波器在中心频率处并联谐振电路的阻抗仍然为无穷大。但 是同时会有另一个频率。满足： 1 一c o ；1 , l l ( c 】+ c 2 ) = 0 jl 1 三，( c ，+ c ：) ( 2 2 8 ) 在f 二。处，从谐振电路的输入端向地看过去的阻抗z 。为0 ，电就是说在：。处，并联谐 华中科技大学硕士学位论文 振电路将使滤波器传输特性上出现一个零点，反映在以招为单位的s i ，曲线上，中心 频率占。处的特性基本不受影响，而在有限零点占：，处的衰减为无穷大。比较占。与占：，的 值可以发现，零点苫，小于带通滤波器中心频率。即图2 8 所示电路会在通带的低端产 生一个传输零点。 如果将图2 8 电路中的电容c ，换成一个电感厶，再按照以上的推理工程迸行推 导，可以发现，这样的电路将在滤波器的中心频率的高端产生一个传输零点，该零点 的位置为： s j 2 。藤c i = 辱爿l 土c 1 、厶上：l 上。：j ( 2 2 9 ) 实际应用中产生传输零点的电路因为实际结构各不相同，往往不是直接如图2 8 那样，而是经过了某些变换，例如文献【1 5 】中f i g 1 中电容c ，、c 4 和c ；连接成一个 形，经过一y 转换，电路中的两个谐振部分就和图2 8 所示电路结构相同。 如上文对无限传输零点的分析类似，在电路中加入传输零点会极大的改善零点附 近的带外抑制特性，但是同时也会牺牲滤波器的其他性能。如图2 8 所示电路相对于 图2 7 电路插损更大，高端抑制会更弱；文献及文献【l 副中除传输零点附近带外抑制 性能得到加强外，其他频率处的抑制都会弱于未加传输零点的相应电路。 华中科技大学硕士学位论文 3 集总参数l t c c 滤波器设计 按照信号频率，滤波器的实现可分为集总参数滤波器和离散参数滤波器及混合参 数滤波器。理论上说，信号频率总是具有一定的波长，当信号在电路中通过时，因为 其相位的关系，在电路的各个地方的电压及电流信号都会不同。如果信号的频率较低， 电路上的元件的尺寸相对信号波长可以忽略不计，我们可以近似认为信号的电压和电 流是不随空间变化而变化的。因此，如果在电路上接入一段有限长度的无耗传输线， 那么我们认为传输线两端的电信号都是相同的。这样，电路的性能将只受电路上的分 离元件的影响。如果信号频率足够高，波长与元件尺寸可比，那么我们必须把电压和 电流看作波来处理，元件上各点电压和电流的分布随几何位置会有较大差异。我们也 可以利用传输线等元件来实现相位控制，在某些频率上实现某个分离器件的功能。一 般说来，如果元件的尺寸达到元件所处介质中的信号波长的1 1 0 1 8 以上，则必须 用离散参数理论来处理1 7 j 。 本章讲述集总参数滤波器设计。如前所述，集总参数理论下电路的性能只受电路 中元件的影响。l t c c 技术是一种多层布线技术，配合精密的工艺条件就可以在l t c c 介质内设计出掩埋型集总元件，但是考虑到实际的结构，这些元件总是会带入很多寄 生效应，因此在设计滤波器电路时也需要综合考虑结构实现上的现实条件，必要的情 况下进行一些电路变换，使设计的电路参数在l t c c 结构下容易实现，设计出具体电 路以后，再计算各种l t c c 元件结构的等效电路参数，在仿真软件的帮助下调整元件 结构，使其等效电路参数与设计电路参数相吻合，最后再将这些元件连接起来进行整 体三维仿真来验证实际效果。如果在设计中需要经常用到各种值的集总元件，可以采 用计算与仿真结合的方法建立集总元件模型库。 按照以上的设计思路，本章的第一部分讲述了一些常用的电路变换方法。随后是 滤波器元件的参数计算方法和一些设计实例分析。 3 1 常用的电路变换 l t c c 实际上是一种电路的实现形式，对于集总参数滤波器，就是先设计滤波器 华中科技大学硕士学位论文 确定各元件值，再分别设计各个l t c c 元件，最后形成滤波器。实际上在设计时，往 往受l t c c 元件结构的限制，很多时候无法实现某个单纯的元件值或电路形式。例如： 图2 8 所示的电路在谐振电路部分为电容串联并联电感电容的谐振电路。在实际的 l t c c 设计中，受体积，寄生效应的影响，对于串联元件的实现总是没有对对地并联 元件的实现方便，因此如果可以把电路经过变换，让尽量多的滤波器元件为对地并联 形式，设计起来就会方便的多。以下部分为一些实用的电路转换关系及变换公式【1 】【16 1 。 a 一 8 a c ：商 c a2 器 图3 2 电路转换二 小告掣 ( 3 1 a ) ( 3 1 b ) ( 3 2 a ) ( 3 2 b ) ( 3 2 c ) rr： q - l 芏一 生心鲁 一q q 一蕞嚣 c 华中科技大学硕士学位论文 图3 3 电路转换三 三。：(l,-m)(l,-m)+(l-mm+(l,-mm( 3 3 a ) “ 三一m 、 上。：(l,-mxl,-m)+(r,-m)m+(i,-m)m( 3 3 b ) 。 三一m 、 l c ：垡! 二丝丛 丝! 坚! 二丝坦! 刍二丝坦 f 3 3 。1 一一 i j j oj m 、 以上的电路转换都只用一种元件，一个方向作为变换的例子，经过推理可以进行 苴种元件问的百相转换 3 2 集总电感的实现 在l t c c 介质中有很多种方法可以实现集总电感【1 7 】，采用l t c c 技术的目标之 一就是要减小器件的体积，因此各电感元件往往占用较小的面积，使电感的结构很紧 凑。这样电感的内部如线圈之间的寄生电容，电感与地层之间的寄生电容等都会影响 电感的性能。在设计时需要确定各种电感实现结构的等效电路，而这些等效电路往往 都较复杂，除需要元件外还会带有很多寄生的元件。在设计的过程中要么用各种电路 变换方法吸收掉这些寄生的元件参数值，要么在电路结构上想办法，使之能够被忽略。 l t c c 实现电感常用的有以下几种结构：平面弯曲线电感，平面环形( 方形) 电 感【1 8 】，方形立体螺旋电感等。对于这些结构，目前已经提出了有很多种等效电路。最 常用的电路如图3 4 所示1 1 9 1 2 0 】，左图表示单端口等效电路，右图表示双端口等效电路。 其中三和月表示电感和串联电阻，c ，表示端口间的交叉反馈电容，某些平面电感( 如 华中科技大学硕士学位论文 单圈环形电感) 的输入输出端口可能距离很近，这时候的交叉电容c 。将不可忽略；c 和c ：表示电感的对地电容。 3 2 1 弯曲线电感 工qr 吉古 图3 4 集总电感等效电路 这种电感单独占用一层平面。在现实的l t c c 设计中，可以用这种结构获得3 n i - i 以下的电感量。其结构及等效电路如图3 5 所示。相对于图3 4 ，因为两端口相隔很远， 同时各弯曲线单元之间的互电容也较小，所以忽略了交叉反馈电容o ；对对地电容 的讨论将在3 2 4 小节进行，所以这里也暂时不讨论。这种结构可以取得比较大的电 感值，自谐振频率s r f 也较高。其缺点是占用面积较大，而且电感的q 值也较低。 用集总参数理论，等效电路中各元件的值可用式( 3 4 ) 计算【1 8 。 等效电路中的电阻r 是因为金属导带的损耗引起的，设线宽为形，导带的厚度为 t t ， t ，线长为，r 。每单位平方面积金属导带的电阻。在满足5 生s1 0 0 的条件下，以 t “m 为单位，其等效电感及电阻可表达为式( 3 4 ) 所示。 上 r o _ ，y v y 、_ 叫广_ 。 c _ - - 一。 图3 5 弯曲线电感及其等效电路 m 日，= 2 x 1 0 - 4 l ( n 志 ，+ o z ：s s ( 竿m r = 揣 + - 俐 b 。， 华中科技大学硕士学位论文 式中的k 。为考虑地平面与弯曲线电感的垂直距离的校正变量。电感平面与地平 面的距离对电感的参数会有很大的影响，具体分析见3 2 4 小节。当地平面靠近电感 时，电感量将减小，以五表示电感平面与地平面的距离，在满足孚 o 0 5 村条件下， 其一级近似计算可按式( 3 5 ) 进行。 丘g = o 5 7 一o 1 4 5 h 百w ( 3 5 ) 电感的固有q 值为： q = 百c o l ( 3 6 ) 3 2 2 平面环形电感 其结构如图3 6 左图所示。该结构可以取得比弯曲线结构更大的电容量，可以用 来设计1 0 ”h 左右的电感。这种电感通常设计为方形结构，如图3 6 右所示【”1 ： i 图3 6 平面圆形电感和方形电感 这种电感也可大致等效为图3 5 右图所示电路，以d 。表示电感的外径，d f 表示 内径，w 表示线宽，s 表示线距，n 表示圈数，a 以l m 为单位，则该电感的等效电路 参数为： 砸耻哪丢瓮巧 b ， 式中口= 半，c = 半，k 由式( 3 5 ) 计算得到。 川5 芋 b 8 ) 华中科技大学硕士学位论文 电感的q 值可按式( 3 6 ) 计算。 3 2 3 立体螺旋电感 立体螺旋电感是在l t c c 模块里应用很多的一种实现形式，其结构如图3 7 。上 两个小节所讲述的电感用微带线和带状线等平面布线结构同样可以实现。l t c c 的多 层结构的优势在立体螺旋电感结构上得到了充分的体现。相比于以上两种电感，立体 螺旋电感所占的面积更小，有效电感值更大。这种电路结构的等效模型也可以采用图 3 4 的电路，但是由于这种结构较复杂，实际上对其主要参数的提取都是以定性分析 加计算机仿真调整为主，必要时建立仿真模型库【2 1 1 。 图3 7l t c c 立体螺旋电感 如图3 7 所示为一单端口立体电感结构，电感的每一圈占用两层l t c c 基片，通 过两个通孔与上下层相连，电感的末端通过一通孔接地。三维立体机构电感的等效电 路模型与平面电感是一样的，见图3 4 。采用d u p o n t 9 5 1 p t 系列l t c c 材料来建模， 该材料的相对介电常数为7 _ 8 ，1 0 m h z 时损耗角正切为0 0 0 4 3 ，各结构参数的意义见 图3 7 标示。通过e d a 仿真软件仿真可得到有效电感和q 值结果如图3 _ 8 ，s r f 可以 看做是当q 值下降到0 时的频率，从图3 8 中也可以直接读出来。由图可见，在信号 频率比较高的环境下，对于这种结构的电感，只能使用较小的有效电感值。 华中科技大学硕士学位论文 图3 8 立体螺旋电感的玎及q 值与结构参数的关系 3 2 4 地平面对集总电感的影响 从图3 8 可以看出，对立体电感的等效电路都可以按照图3 4 的电路计算。一般说来， 如果电感与地平面的距离足够大，图3 4 中的两个端口对地电容就可以忽略，因为对地 电容将影响电路表现出来的电感，我们称之为有效电感上。实际的影响可以通过对图 3 4 的计算、仿真及测试得到。建立模型如图3 8 。采用这样的模型一来可以通过变化地 平面所在的层，改变电感的对地距离来取得各种有效电感量。通过减小电感的对地距离， 另一方面也可以使电感的部分电磁场在空气中传播，从而减小的损耗脚】。 l 。d 圣罔 gro u n dp l a n e f b i 幽3 8 地平面距离对电感的影响 图中电感在地平面的上方h i 及h ：处，电感与地平面的电容分别为c s 。和c ，：，对于 具体的电感形状，这里主要研究三种形式的平面螺旋电感，( a ) 是半螺旋结构，( b ) 是3 4 一，如 华中科技大学硕士学位论文 螺旋，( c ) 一圈单螺旋。在这三种结构里，由于内部导体间的耦合很小，我们可以省略c 。 而且为了更好研究地面位置，线宽( w ) 等因素对电感性能的影响，我们分别变化这三种结 构电感的金属线条宽度( 1 0 r a i l ，2 0 r a i l ) ，及地面所在的层数( 从2 到1 8 层) ，并且将得到的 多个电感加工狈4 试来获得他们的等效电感值l 。，品质因子q 及自谐振频率肼汪。 当电感与地平面的距离靠近时，电感与地的电容c s 增加，反映在图3 8 中，当 啊茎如时，c 。c s ：。当地层向电感所在层靠近时，地层上的电流方向跟电感结构的 电流方向相反，形成负互偶，从而减小等效电感值工。 2 2 】【2 3 l 。因为内部的耦合电容不 变，所以上。的减小增大了s r f ；同时因为电阻不变，所以有效电感的减小导致q 值 减小。这在图3 - 8 中也可以明显的看出来。 实际测试结果如表3 1 所示。 表3 1 地平面对电感各参数值的影响 l e f f 圈数w ( m l 田 h ( h y e r )q ( 1 9 g h z )q ( m a x )s l 强( g h z ) l 2 3 4 2 02 1 0 01 0 07 2 1 4 1 2 1 02 8 81 0 08 2 5 3 4 1 027 07 0 4 5 3 8 3 4 1 067 87 84 7 4l1 026 57 04 2 5 41l o6 5 76 04 3 3 集总电容的实现 集总电容的实现较电感简单。因为l t c c 的多层结构，所以很方便设计平板电容， 因为结构简单，所以计算方法也较电感容易。l t c c 结构可以使用的集总电容结构有 平面电群7 1 ( 主要包括狭缝电容、交指型电容等) 和多层电容 2 0 1 ( 主要有m 1 m 平板 电容，v i c 结构电容等) 。平面电容因为能实现的电容较小，而且占用面积较大，因 此很少有目的的用这种方法来实现集总电容，在现实的设计上。这种电容形式经常是 作为有害的寄生电容出现的。当某一层l t c c 导带上有多个金属导带时，这些导带间 会有互相的耦合电容，其作用机理与平面电容相似。多层电容在l t c c 设计中得到了 广泛的应用。 华中科技大学硕士学位论文 图3 9 交指型平面电容 电容同样受附近的地平面或金属导带的影响，就如同地平面对电感的影响一样。 如果集总电容的旁边还有其他导带，这些导带就会吸引集总电容的电力线，从而导致 集总电容的有效电容值件小，具体的分析方法与分析电感类似，本节不再赘述。 3 3 1 平面电容 平面电容即在l t c c 模块里的某一层上实现电容，在平面的微带电路上也经常用 到。本小节以交指型平面电容来说明其等效电路和特性。其结构如图3 9 所示，两片 金属导带之间被交指型狭缝分开，这里假设狭缝是均匀的。如果狭缝较小，而且远小 于该平面到地平面的距离，则两金属导带之间将有很强的耦合电容。其等效电路如图 3 9 所示。设s 为两金属导带之间狭缝的宽度，z 为两金属导带间的距离度( 这里假设 两边的金属导带伸出的长度相等，则该距离等于该长度和狭缝宽度的和) ，占，表示介 质的相对介电常数，n 表示伸出的“手指”的个数，则集总电容可以用式( 3 9 ) 计算2 4 。 c ( p f ) = 3 9 3 7 x 1 0 5 1 ( 6 ，+ 1 1 1 ( n 一3 ) + 0 2 5 2 ( 3 9 ) 其g 值可计算如下： q = 去 “ 一 r 为电容引入的电阻，可计算如下： 且= 筹 ( 3 1 0 ) 3 3 - 2 多层电容 在l t c c 设计中，多层电容获得了广泛应用，主要包括金属一绝缘层金属的结构， 也称为m l m ( m e t a l i n s u l a t o r m e t a l ) 电容2 5 1 ，其结构如图3 1 0 左所示。异- - s 0 常用结 华中科技大学硕士学位论文 构就是把很多m i m 电容在垂直方向叠起来，用通孔连接而成为v i c ( v e r t i c a l l y i n t e r d i g i t a t e dc a p a c i t o r ) 结构电容，如图3 1 0 右所示，v i c 结构紧凑，可以大大减小电 容所占用的面积。图3 1 1 为其单端口和双端口等效电路【2 0 】，如果不要求太精确，采用 平板电容的计算方法即可。 图3 1 0 m i m 电容和v i c 电容 图3 1 1 集总电容等效电路 在频率较高时m i m 电容和v i c 电容的性能有些不同，因为多层电容在l t c c 里 面应用极为广泛，本文对两种电容分别进行了建模仿真以对比其高频性能。l t c c 材 料采用d u p o n t 9 5 1 p t 系列，介电常数为7 8 。现在分别对1 4 p f 和6 2 p f 的m i m 及 m i c 电容进行对比，其结构如图3 1 0 。电容的一端都连到地上去，也就是电容一边的 极板用地平面取代。对于1 4 p f 和6 2 p f 的m i m 电容，介质层为1 层，其尺寸分别 为4 5 m i l 4 5 m i l 及1 0 l m i l 1 0 l m i l 。对于v i c 结构电容，如果采用5 层金属4 层l t c c 介质的结构，即图3 1 0 再加一层地平面，则尺寸分别为1 8 m i l 1 8 m i l 和4 7 m i 4 7 m i l 。 可见采用v i c 结构比采用m i m 结构节省7 5 的面积。实际测试结果如图3 1 2 和图 3 1 3 。图3 1 2 中左图为1 4 p f 的m i m 结构电容，而右图为1 4 矿的v i c 结构电容。 图3 1 3 中左图为6 2 p f 的m i m 结陶电容，而右图为6 2 p f 的v i c 结构电容。 华中科技大学硕士学位论文 从图中可以看出，电容的各种属性都是随频率变化而变化的。在低频段，m i m 结 构与v i c 结构差异不大，但是随着频率升高，v i c 结构的通孔电感的影响表现出来， 导致v i c 结构的9 值更小，s r f 更低。对于同一种结构，有效电容越大，因为面积 越大，所以q 值降低。同时可以看出m i m 机构电容的频率稳定性相对v