毕业设计（论文）-石英陀螺中低功耗运算放大器设计.doc

毕业设计（论文）题 目 石英陀螺中低功耗运算放大器设计 专 业 电子信息科学与技术 学 号 1102100509 学 生 指 导 教 师 答 辩 日 期 哈尔滨工业大学毕业设计（论文）评语姓名： 学号： 1102100509 专业： 电子信息科学与技术 毕业设计（论文）题目： 石英陀螺中低功耗运算放大器设计 工作起止日期：_ 年_ 月_ 日起 _ 年_ 月_ 日止指导教师对毕业设计（论文）进行情况，完成质量及评分意见：该生在毕业设计期间，勤学好问，工作态度认真负责，在查阅相关文献的基础上，针对石英陀螺的工作原理进行了分析，设计了低功耗运算放大器，在设计中，采用了嵌套密勒补偿和带有电容负反馈的补偿技术，并对两种实现方案进行了性能比较。仿真结果表明，该放大器功耗1MHz转换速率5V/s，直流开环增益100dB；噪声密度： 1V/Hz1/2（10Hz）；谐波失真-80dB；失调电压0.1mV，失调电压温度系数1V/；输出范围：0.54.5V；工作温度范围：-4085，满足了设计要求。该生论文层次清晰，图标规范，该生具有较强的科研能力，建议授予该生学士学位。_ _本人已对该论文进行全程指导和严格审查，方案和数据真实、可靠，是该生的原创论文。指导教师签字： 指导教师职称： 评阅人评阅意见：_ _ _ _ _ 评阅教师签字：_ _ 评阅教师职称：_ _答辩委员会评语：_ _根据毕业设计（论文）的材料和学生的答辩情况，答辩委员会作出如下评定：学生 毕业设计（论文）答辩成绩评定为： 对毕业设计（论文）的特殊评语：_ _答辩委员会主任（签字）： 职称：_ _答辩委员会副主任（签字）： 答辩委员会委员（签字）：_ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ 年 月 日哈尔滨工业大学毕业设计（论文）任务书姓 名：吕广兴 院 （系）：航天学院专 业：电子信息科学与技术 班 号：1021202任务起至日期： 2013年 12月 12日至 2014年 7月 23日毕业设计（论文）题目：石英陀螺中低功耗运算放大器设计立题的目的和意义：1课题来源传统的陀螺由于其体积大、成本高,制约了它在很多方面的应用。利用源于微电子制作工艺的微细加工技术来制作惯性器件,容易实现大批量生产,从而可大幅度降低惯性器件的成本和体积,使其能在更广泛的汽车市场及其他工业市场得到应用。石英陀螺机械敏感表头对环境温度变化较敏感。当环境温度变化时，其输出会出现较严重的零位漂移。MEMS石英陀螺发展方向为芯片级集成，此外石英陀螺输出的电荷变化非常微弱，因此需要接口ASIC与石英陀螺敏感结构连接距离非常近。然而石英陀螺接口电路的功耗会导致ASIC芯片上电后发生较大的温度变化，该温度变化很快会传递至敏感机械结构，导致石英陀螺输出产生温漂，间接影响到传感器的上电启动速度。运算放大器是模拟石英陀螺接口电路中的主要基本电路单元，其功耗直接影响整个石英陀螺接口ASIC芯片的系统功耗，因此设计出低功耗运算放大器是实用化石英陀螺接口ASIC芯片研制中的一个关键技术环节。技术要求与主要内容：技术要求：（1） 功耗1MHz（相位裕度60dB，负载电容50pF，负载电阻50k欧姆）；（3） 转换速率5V/S （负载电容10pF）（4） 直流开环增益100dB；（5） 噪声密度： 1V/Hz1/2（10Hz）（6） 谐波失真-80dB（反相放大10倍，负载电容10pF，负载电阻100k欧姆）；（7） （仿真条件下）失调电压0.1mV，失调电压温度系数1V/；（8） 输出范围：0.54.5V；（9） 工作温度范围：-4085主要研究内容：1.低功耗运算放大器设计。2.对电路进行仿真，调试，并分析结果。3.系统综合、验证及优化。进度安排：2013.12.12013.12.25:了解课题研究的意义，调研国内外相关课题研究现状，掌握低功耗运算放大器基本设计方法和设计流程。2013.12.262014.3.5：深入分析所设计电路原理，初步拟定设计方案。2014.3.62014.4.6：初步确定电路结构，进行低功耗运算放大器的设计，仿真以及调试。2014.4.72014.5.13：对电路进行仿真，调试，并分析结果。对低功耗运算放大器非理想开关因素进行理论分析，提出解决方案。2014.5.142014.5.31：对电路进行仿真，记录结果，对比结果，对于非理想因素的影响提出解决方案。2014.6.12014.6.22：对之前工作进行总结，撰写毕业论文。同组设计者及分工：无指导教师签字_ 年 月 日 教研室主任意见：教研室主任签字_ 年 月 日 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文）摘 要运算放大器是模拟石英陀螺接口电路中的主要基本电路单元，其功耗直接影响整个石英陀螺接口ASIC芯片的系统功耗，因此设计出低功耗运算放大器是实用化石英陀螺接口ASIC芯片研制中的一个关键技术环节。采用多余两级的放大器主要是为了满足增益的要求。尽管可以通过增益提高技术和自举技术等方法提高增益，但多数的情况下电源电压还是过低。在低电压情况下，三级或更多级的放大器则必不可少了。对于短沟道晶体管，每个晶体管的增益gmr0相当小。为了实现更大的增益也只能采用三级或者更多级放大器结构。本文在满足石英陀螺接口电路的基础上，完成了低功耗运算放大器设计。在设计中，采用了嵌套密勒补偿和带有电容负反馈的补偿技术。提高了运算放大器的性能，并对两种实现方案进行了性能比较。本文设计的低功耗运算放大器采用CMOS 0.5m的工艺，最终实现的指标是：功耗1MHz（相位裕度60；负载电容50pF）；转换速率5V/us（负载电容10pF）直流开环增益100dB；噪声密度： 1V/Hz1/2（10Hz）；谐波失真-80dB（反相放大10倍，负载电容10pF，负载电阻100k欧姆）；（仿真条件下）失调电压0.1mV，失调电压温度系数1V/；输出范围：0.54.5V；工作温度范围：-4085。关键词：低功耗；密勒补偿；运算放大器；电容负反馈 IAbstractOperational amplifier is an analog quartz gyro interface circuit of the main basic circuit elements, which directly affects the power consumption of the entire quartz gyro interface ASIC chip system power consumption, so the design of low-power op amp is practical quartz gyro interface ASIC chip developed in a key technology areas. Using two redundant amplifier gain primarily to meet the requirements. Although you can increase the gain by gain bootstrap technique to improve the technology and other methods, but in most cases the supply voltage is too low. At low voltages, three or more stages of the amplifier is essential. For short channel transistors, each transistor gain gmr0 quite small. In order to achieve greater gains can only use three or more and amplifier structure.This design of low-power operational amplifier CMOS 0.5m process, ultimately indicators are: power consumption 1MHz (. Phase margin 60; Load Capacitance 50pF); conversion rate 5V/s (load capacitance 10pF) DC open loop gain 100dB; noise density: 1V/Hz1/2 ( 10Hz); harmonic distortion -80dB (10 times inverting amplifier, load capacitance 10pF, the load resistance 100k ohms); (under simulation conditions) offset voltage 0.1mV, offset voltage temperature coefficient 10kHz，20nV/sqrt(Hz)在国内,由于受到工艺条件、基础研究与设计水平的限制,在CMOS低压低功耗特别是微功耗运放的研发方面才刚刚开始,复旦大学,东南大学,西北大学等都在进行这方面的研究工作。南开大学陈宇,牛秀卿在2000年设计出一种工作电压为3V,带宽为1.8M,线性输入范围2.5V2.5V,功耗为53-139W的运算放大器。与国外还有很大的差距,研究开发具有自主产权的低压微功耗运放变得非常重要。1.3本课题主要研究方法通常情况下,CMOS的功耗主要有两个方面组成即动态功耗和静态功耗。电路的动态功耗正比于电源电压的平方,静态功耗正比于电源电压,因此,降低电源电压是减少电路功耗的有效方法1。然而,降低电源电压会带来电路性能的下降,导致电路工作电流的减小和工作速度的降低,动态范围和噪声容限也受到限制。从工艺上说,低工作电压下能减少寄生电容和体效应,从而降低功耗,但其价格昂贵,限制了其在电路设计中的应用。因此,从改进电路设计的角度提高低电压电路的性能,成为目前最值得关注的发展动向。本文解决降低放大器的功耗方法为采用三级放大器结构，在满足增益要求的情况下尽量减小每一级放大器的跨导从而减小每一级的静态电流从而降低功耗。1.4本课题的主要内容和章节本课题在第二章节主要介绍了运算放大器的基本结构，运算放大器的设计方法。在第三章主要介绍了两种三级放大器NMC运算放大器和TCFC运算放大器，和它们的仿真参数和仿真结果，以及它们之间对比的优点和缺点。第2章运算放大器2.1概述运算放大器是许多模拟系统与混合信号系统中的一个完整部分。大量的具有不同复杂程度的运放被用来实现各种功能：从直流偏置的产生到高速放大或滤波。伴随着每一代CMOS工艺，由于电源电压和晶体管沟道长度的减小，为运放设计不断提出复杂的课题。我们粗略的把运放定义为“高增益的差动放大器”。所谓“高”，指的是对应用，其增益已足够了，通常增益范围在101105.由于运放一般用来实现一个反馈系统，其开环增益的大小根据闭环电路的精度要求来选取2。20多年前，多数运放被设计成通用的模块，是用于各种不同应用的要求。这些努力，企图制造一种“理想”运放，例如具有非常高的电压增益（大于105），非常高的输入阻抗以及非常低的输出阻抗。但却以牺牲其它的性能为代价，例如速度、输出摆幅和功耗。与此相反，今天的运放设计，从开始就认识到各参数之间的折中关系，这种折中最终要求在整体设计中进行多方面的综合考虑，因而我们必须知道满足每一个参数的适当取值。例如，如果对速度要求高，而对增益误差要求不高，则电路结构应有利于前者，可能会牺牲后者。性能参数：1. 增益。运放的开环增益确定了使用运放的反馈系统的精度。高的开环增益对于抑制非线性是必须的。2. 小信号带宽。小信号带宽通常被定义为单位增益频率fu，在今天的CMOS运放中，它可以超过1GHZ。为更容易预测闭环频率特性，也可规定3dB的频率f3dB。3. 输出摆幅。使用运放系统要求大的电压摆幅以适应大范围的信号值。4. 线性。开环运放有很大的非线性。非线性问题通过两种办法解决：采用全差动方式以抑制偶次谐波；提供足够高的开环增益以使闭环反馈系统达到所要求的线性。5. 噪声与失调。运放的输入噪声和失调确定了能被合理处理的最小信号电平。6. 电源抑制。运放常常在混合信号系统中使用，并且有时连接到有噪声的数字电源线上。因此，在有电源噪声时，尤其是在噪声频率增加时，运放性能是相当重要的。7. 转换速率。当输入增加时，实际运放电路的阶跃响应开始偏离，对于大的输入阶跃，输出表现为具有不变斜率的斜坡。称斜坡的斜率为阶跃响应。2.2运算放大器的结构2.2.1概述运算放大器是所有模拟电路系统的主要组成部分，通常用于反馈环中，以提供稳定的、期望的增益，并获得低噪声性能34。所有的这些要求都取决于放大器的极零点位置。另一个要求就是功耗的最小化。如果GBW和容性负载确定了，就很容易实现放大器的最佳性能。2.2.2单晶体管放大器单晶体管放大器，有一个电压源VIN进行偏置，VIN上叠加了一个小信号输入电压Vin，偏置将在后面讨论。图2-1单管放大器及其小信号等效电路但是，必须注意到一个放大器通常由一个直流电流源作为负载，这种情况下就可能获得最大增益。一个理想的电流源有无穷大的输出电阻，因此如图所示小信号等效电路中的电流源就被省略了。很容易通过等效电路算出电压增益Av，是gmrDS，其中两个参数都跟电流相关，所以增益Av和电流无关。增益不仅仅取决于工艺参数VE，而且还与可以由设计者选择的另外两个参数有关，这两个参数是VGS-VT和沟道长度L。很明显，要获得大的增益Av，必须使VGS-VT尽可能小，使L尽可能大。这是一个很重要的结论：大的增益AV，必须使VGS-VT尽可能小，使L尽可能大。因此，设计模拟电路时从不选择最小的沟道长度，通常使L的值为最小值的45倍。要使VGS-VT的值尽可能小，一个通常的取值是0.150.2V，但是不能取得更小，否则使其进入弱反型区，这是电流的绝对值和跨导会变得很小，噪声就会变得很大5。在高频段，由于所有的寄生电容的原因，电压增益会降低。有三个地方的电容值得关注。通常负载电容最大，因为它包括了所有的与下一级的互联电容和反馈电容（如开关电容滤波器中）。图2-2带有电容负载的单管放大器这里只画出了负载电容CL,低频增益Av0和前面的一样。在增益开始下降的那一点频率就叫做带宽BW或者-3dB频率，它只取决于输出的RC时间常数6。低频增益和带宽的乘积叫做增益带宽积GBW，目前它是放大器最重要的品质因数，也是放大器最重要的一个指标。2.2.3差分电压与电流放大器前面对单个晶体管电路已经有了全面的了解，下面分析电流镜电路和差分对电路，它们是所有模拟电路设计的基础。图2-3简单电流镜与差分对电路左图为一个最简单的电流镜，右图为差分对电路。电流镜由一个二极管连接的晶体管加上一个单晶体管放大器构成，前者将输入电流转换为电压，而后者将输入电压转换为电流。二极管连接的MOST的非线性得到了后面起放大作用的MOST的补偿，因此输出电流和输入电流的比值非常精确。如果这两个晶体管的W/L的比为B，则电流的比值也为B。因为这两个MOST有着相同的VGS，即VGS-VT也相同，所以W/L的比值就是电流增益7。第二种更重要的由两个晶体管构成的基本电路是差分对电路。实际上，它是由两个并联的单管放大器构成，目的是抑制共模干扰信号。差分对管是构成全差分电路的基础。在混合信号电路中，为了抑制噪声和电源上的脉冲干扰等，只能采用全差分电路。下面从简单的差分对管开始分析。差分对管加上两个负载电阻就构成了电压差分放大器。图2-4电压差分放大器在电压差分放大器中，采用的是两个相同的晶体管和相同的负载电阻。但是不可能实现两个相同的晶体管，总是存在很小的偏差，所以会引起电路的不匹配和输入失调等。在本章中，假设晶体管和负载电阻都是完全相同的。尾流电源IB对这个电路提供直流偏置。先看直流工作的情况。当两个输入电压都为零的时候，则两个晶体管具有相同的VGS，因而具有相同的电流。因为流过两个晶体管的总电流为IB，所以流过单个晶体管的电流为IB/2。由于两个负载电阻相等，所以负载电阻两端的电压也相等，因而输出差分电压为零。可以得出这样的结论：输入差分电压为零的话，输出差分电压也将为零。图2-5电压差分放大器把一个差分的输入电压均分到两个输入端，两个输入端的电压大小相等，符号相反8。假设左边晶体管的栅极电压增加，则其流过的电流也增加。因为总的电流为IB，所以流过右边晶体管的电流将相应减小。电流的增量叫做交流电流，或者循环电流。流过左边晶体管的电流是IB/2加上循环电流，而右边的晶体管将减去这个循环电流。其方向如箭头所示。循环电流将在输出端变为差分输出的电压Vod，事实上，循环电流流过两个负载电阻，产生Vod。增益的计算就比较简单了。因为循环电流等于输入电压乘以晶体管的跨导，而输出差分电压Vod是由这个电流决定的。不过要注意到其中有很多“两倍”的关系。电压增益的表达式与单个晶体管放大器完全相同。还要注意的就是，这个循环电流只是在这两个晶体管和负载中循环通过，而不流过电源线。计算结果表明，差分放大器电压增益的表达式的确和单管放大器的增益相同。但是由于流过单个晶体管的电流减半，晶体管的跨导也减半（相同的VGS-VT）。差分放大器的主要优点是电压增益与电源线和地的干扰无关。事实上，正电源的噪声会在两个输出端上都出现，只是差分输出时相互抵消了，所以电源抑制比会很高。电源抑制比是指从输入到输出端的增益与电源从到输出端的增益比值。对于负电源和地带来的噪声也一样。由数字电路在衬底上产生的地噪声，会同时加到输入端，被差分输入所抑制掉。结果电路的共模抑制比(CMCC)也会很高。综上所述，差分对只是一个单晶体管放大器，为了处理共模干扰而将放大器工作在差分形式下。2.3重要运算放大器结构为了便于理解运算放大器设计，有必要讨论运算放大器的分类。运算放大器有很多种，但还是有可能把它们归纳为几个重要的分类。例如对称性运算放大器和折叠式共源共栅放大器。也可以关注很多其他类型的放大器，因为他们强调了一些巧妙的设计方法，或者性能很优异。2.3.1简单的差分电压放大器这种单级CMOS OTA结构意味着能工作在很高的频率上，它的第二极点可以被忽略的原因有两个。一是第二个极点接近于fT的频率上。二是极点在输出结点的另一端。对于一个单输出放大器而言，这意味着第二极点后面紧跟着一个零点，零点的频率是极点的两倍。所以第二个极点可以忽略910。图2-6单级OTA即使把一个大的外部电容连接到节点2，我们仍然发现M1和M2产生的循环电流只有一半输出到负载上。无论电容的大小如何，负载上的电流总是只有一半，这个两倍因子只能被解释成是极-零点对的原因，极-零点对对于相位裕度上的影响是非常小的。因此单输出放大器其输出端另一边的电容对相位裕度的影响可以忽略。这样一个电压放大器的增益是十分有限的，因为纳米级的MOST器件，每个晶体管的增益很小。2.3.2共源共栅放大器如图所示，四个共源共栅MOST M5-8与输入器件和电流镜串联，这里指出共源共栅M7管包含在M3管周围的反馈环中，这样可以产生一个大的输出摆幅11。这种结构叫做套筒式CMOS OTA。其输出电阻急剧增加，但是GBW不会增加。显然功耗也没有增加。没有采用共源共栅结构时增益适中，采用共源共栅结构后，仅仅是在低频段增益增加了。共源共栅放大器主要用于在低频段来得到更多的增益，用来减少低频段的失真。图2-6套筒式共源共栅OTA另一个常用的结构是折叠式共源共栅OTA。一个折叠式共源共栅OTA包括一个输入差分对，两个共源共栅放大器和一个电流镜。当有两个输出端时，就没有必要采用后面的电流镜。这也是一个高摆幅的电流镜。该电路与对称性的OTA一样对称，因为在节点1和节点2处，两个输入器件有相同的直流电压和阻抗。图2-7折叠式共源共栅OTA输出节点又是唯一的高阻抗点。确实所有其他节点的阻抗是在1/gm数量级上，这又是一个单级放大器，尽管电路有它的复杂性12。折叠式OTA有什么优点呢？非主极点在节点1和节点2处产生，它们一起形成单个的非主极点。在节点1的阻抗是1/gm3，该节点的电容是Cn1,Cn1是3个大小相似的小电容之和。非主极点出现在fT的大约1/3处，所以GBW非常高。这是折叠式OTA的第一个优点。折叠式共源共栅的第二个重要优点是输入晶体管的栅电位甚至可以超过电源电位。2.4多级运算放大器设计在三级放大器中，稳定性的条件没有两级结构那么明显，正因为如此，本章节的第一部分首先讨论稳定的条件。在放大器的设计过程中，在确保稳定性的同时还要保证功耗的最小化13。2.4.1反馈系统的稳定性负反馈在模拟信号处理中得到广泛应用。反馈的性质使系统能通过抑制开环性能的变化而精确的工作。然而反馈系统有潜在的不稳定性，即可能发生振荡。本章我们研究线性反馈系统的稳定性和频率补偿，研究的内容对于理解模拟反馈电路的设计问题是必须的。2.4.2放大器的基本补偿技术运算放大器作为大多数模拟电路的关键部件之一，对增益、带宽等性能指标有很高的要求。为了获得较高的增益，传统的放大器采用cascode 结构，但该结构严重限制了电路的输出摆幅，因此不适合低电压应用。而多级放大器则通过级联多个增益级来提高放大器的总体增益。由于多级放大器由多个增益级构成，存在多个极点，在闭环应用时存在稳定性问题，因此需要进行频率补偿来确保放大器在闭环情况下稳定14。图2-8带消零电阻的密勒放大器1992 年，Eschauzier 等人在IEEE JSSC(Journal of Solid-Sate Circuits)上提出了经典的NMC(Nested-Miller Compensation)频率补偿结构，它是研究其它多级放大器频率补偿结构的基础。NMC 结构有两个缺点：第一，随放大器级数的增加，单位增益带宽明显降低。NMC 结构另外一个缺点是传递函数中出现了右半平面(Right Half Plane)零点15。通常为保证放大器的稳定，输出级需要消耗较大的功耗将RHP 零点推至很高的频率。2.4.3放大器的设计方法运算放大器设计可以分成两个明显与设计相关的步骤，它们很大程度上互不相关。第一步是选择或构造运算放大器的基本结构，描述所有晶体管连接的草图。多数情况下，这个结构在设计中不会改变，但有时，某些选好的设计特性必须通过改变结构进行修改。一但结构确定，设计者必须选择直流电流，并且开始设置管子尺寸，设计补偿电路。多数完成设计的工作都与这第二个步骤有关。为满足运算放大器的直流和交流要求，所有的管子都应有合适的尺寸。在手工设计的基础上，计算机电路模拟被大量运用以辅助设计者完成此阶段的工作16。2.5本章小结本章主要介绍了几种基本的运算放大器结构和运算放大器的基本设计方法，在下一章中运用小信号等效电路，再结合几种基本结构，根据所需的性能要求就可以设计所需要的运算放大器了。 第3章 低功耗运算放大器设计3.1NMC运算放大器设计 图3-1NMC放大器的结构 两级放大器的增益可以通过级联额外的增益级来提高。NMC结构就是基于 Miller放大器扩展而成。理论上，NMC 结构可以推广到很多个增益级级联的情形。但随着级数的增加，放大器的 GBW迅速降低，功耗也急剧增大，而且实际应用中很少需要如此高的增益。因此，NMC 结构或其它多级放大器一般只讨论三级结构。其传递函数为: (3-1)其中。整个补偿电容的密勒效应决定了主极点的位置。补偿电容和输入跨导共同决定了GBW1718。可得，,。通常假定增加输出级的跨导。对于一个三阶的巴特沃斯响应，两个非主极点和分别是GBW的2倍和4倍。其实现电路如图3-2.NMC电路图图3-2显示了简化的示意图，该放大器包括三个增益级。第一级（由M9晶体管和M1-M4组成），第二级（由M1-M4和M10组成）是标准的差动放大电路，第三级（由M11-M12组成）是class-A输出结构。第一级差分级直接被第二增益级夹断形成一个复合增益级。这确保了在该门上的直流工作点晶体管M5和M6是大约在同一水平。因此，节点电压V+和V-的第一阶段将被迫彼此跟随由第二差分增益级。因此该复合增益级提供了内在的跟踪机制，以减少系统性偏差，从而提高稳定性。在工艺环境温度和电源变化的背景下。为了提高设备的匹配以减少随机偏移，布局技术增加随机性关键设备匹配采用并讨论了这确保了几何不匹配不会显著贡献低偏移，特别是低温度范围失调漂移。3.1.1低失调设计由于不完美的制造与非理想设计参数，电路偏移是不可避免的19。因此输入失调电压制约放大器的第一级，可以得到： (3-2)其中Vt1是晶体管M1的阈值电压 ,VovP表示为p沟道差分对栅极驱动偏置， 和VovN表示用于n型沟道的有源负载栅极过驱动偏置。偏移量可以通过以下方式最小化：匹配晶体管对（M1-M2选择大尺寸 ），小栅极过驱动偏置电压的差分输入对（M1-M2）和大栅过驱动偏置电压的有源负载（M3-M4）。第二增益级同理。3.1.2 共模抑制比CMRR是评估放大器设计的匹配程度有多好关键手段。它可以被归类为系统共模抑制比和随机CMRR。系统共模抑制比: (3-3) 该电路设计具有有限的跨导或不足够大的输出电阻，为减小失配系数的影响在设计放大器时将控制整体的CMRR。3.1.3噪声优化在CMOS运算放大器的噪声源主要由闪烁噪声和热噪声起源组成。闪烁噪声分量通常是比热噪声成分在低于1kHz频率在典型的偏置条件下。噪声贡献通常由第一增益级为主。第一PMOS差动级的噪声分析为： （3-4）下标n表示n沟道器件，下标p表示p沟道器件。下标dp代表差分对和下标mir表示镜像电流。可以被观察到较大的Lmir和Wdp的值，较小的1/ f噪声。通过对Ldp微分设置导数为零,相对于最低输入参考电压： （3-5）因此，通过选择最佳值的差分输入对沟道长度和选择较大的为Lmir和Wdp之值，输入参考的1 / f噪声被最小化。3.1.4NMC运算放大器的仿真及分析表3-1 NMC运算放大器的参数选择gm1=14gm2=14gm3=14.83gm4=14.83gm5=13.43gm6=23.7gm7=23.7gm8=23.25gm9=23.16gm10=30.15gm11=387.6gm12=908.4C0=1.2pFC1=2pFR0=100利用candence仿真软件对NMC运算放大器进行仿真分析得到其幅频特性和相频特性如图（3-3）所示，有交流仿真图像可知其增益带宽积为1.948MHZ其相位裕度为，这与预计设定的2MHZ的增益带宽积有一些误差，可能是因为在计算时忽略了寄生电容的影响，在实际情况下寄生电容的影响是不可避免的。之所以选择2MHZ的增益带宽积，是因为有谐波失真和转换速率的限制。使其增益带宽积不可能设置得过小，为的是增加输入线性范围和增加转换速率。图3-3NMC放大器交流仿真由交流仿真测得NMC运算放大器的直流增益如图所示为140.7dB,其功耗为460.6W。由此可见在满足功耗需求的情况下三级放大器仍能取得极高的直流增益，这在两级或单级放大器中是难以实现的，但这是以牺牲增益带宽积和放大器系统的稳定性为条件的。图3-4NMC放大器直流增益仿真对失调电压的测量曲线如图所示，在输入为2.5V的时候输出仍为2.5V，这虽然是在仿真条件下所取得的数据，仍体现了该结构放大器完美的低失调设计，这与运放使用的全差分结构是分不开的。图3-5NMC放大器失调电压测量NMC运算放大器的直流温度扫描如图（3-6）所示，可以看出在温度由-40。C85。C变化时，其输出电压变化很小。故可认为在该温度范围内NMC运算放大器可以正常工作。图3-6NMC运算放大器直流温度扫描对NMC运算放大器的噪声特性分析如图(3-7)所示，由噪声特性仿真波形图可以看出其10HZ的噪声密度为0.612V/HZ1/2满足小于1V/HZ1/2的要求。图3-7噪声特性仿真波形上升速率和下降速率的仿真波形图如图（3-8）和（3-9）所示，可以看出SRup=7.23V/s,SRdown=3.27V/s。可以有图像看出NMC运算放大器的转换速率还是很好的，输出方波图较后面介绍的TCFC放大器要好很多，这也是因为该放大器采用的是全差分结构有关，而且该放大器的功耗确实较高，增强了带负载能力。图3-8上升速率测量图3-9下降速率测量谐波失真的测量如图3-10是，在反相放大十倍。负载电容10pF负载电阻为100K时谐波失真为-89.5dB，对于这项指标。除了放大器结构的因素外，为了降低放大器的功耗使得该放大器的带负载能力不是很高，这也是谐波失真较高的主要原因。图3-10谐波失真测量曲线基波和谐波分别为：A1k=6.018dB,A2k=-118dB,A3k=-83.46dB,A4k=-114dB,A5k=-100dB失真约为：-89.478dB输出范围测量如图（3-11）所示,可见NMC运算放大器的输出范围为4.026mV5V。可见NMC运算放大器的输出很接近理想的地和