一种Boost型宽电压范围输入LLC谐振变换器.pdf

第 35 卷 第 15 期 中 国 电 机 工 程 学 报 vol 35 no 15 aug 5 2015 2015 年 8 月 5 日 proceedings of the csee 2015 chin soc for elec eng 3895 doi 10 13334 j 0258 8013 pcsee 2015 15 019 文章编号 0258 8013 2015 15 3895 09 中图分类号 tm 85 一种 boost 型宽电压范围输入 llc 谐振变换器 孙孝峰 申彦峰 朱云娥 刘飞龙 吴俊娟 河北省电力电子节能与传动控制重点实验室 燕山大学 河北省 秦皇岛市 066004 a boost integrated llc resonant converter for wide input voltage range sun xiaofeng shen yanfeng zhu yune liu feilong wu junjuan key lab of power electronics for energy conservation and motor drive of hebei province yanshan university qinhuangdao 066004 hebei province china abstract the conventional full half bridge llc resonant converter is not suitable for wide input voltage range and its input current is discontinuous therefore a novel boost integrated llc resonant converter is proposed in this paper not only is the gain range extended but also the input current ripple is significantly minimized by integrating two interleaved boost inductors thus the proposed converter is a good candidate for renewable energy generation systems such as photovoltaic fuel cell and so on instead of conventional pulse frequency modulation pfm the fixed frequency pulse width modulation pwm control is adopted facilitating the optimization of magnetic components and filter circuits besides it turns out that the magnetizing inductance and the boost inductors have little impact on the gain characteristics of the proposed converter with pwm control which is favorable for the design of resonant parameters the operation principle is introduced and then the gain characteristics of the proposed converter are investigated in depth with time domain analysis afterwards the zero voltage switching zvs conditions for all power switches are analyzed in detail finally the feasibility of the proposed topology and the correctness of theoretical analysis are verified by experimental results of a prototype converter with 120 240 v input and 24 v 25 a output key words llc interleaved boost fixed frequency control pulse width modulation pwm wide input voltage range 摘要 传统的桥式 llc 谐振变换器不适合宽电压范围输入 且其输入电流断续 为此提出了一种新型的 boost 型 llc 谐振变换器 通过集成两个交错并联的 boost 电感 不仅可 基金项目 国家自然科学基金项目 51077112 河北省自然科学基 金项目 e2012203163 project supported by national natural science foundation of china 51077112 project supported by the natural science foundation of hebei province e2012203163 以拓宽 llc 变换器的增益范围 而且可以显著减小输入电 流的纹波 因此该变换器适合用在光伏 燃料电池等可再生 能源发电系统中 与传统的脉冲频率调制控制相比 该变换 器采用定频脉冲宽度调制控制 励磁电感和 boost 电感对变 换器的增益特性影响很小 可以简化谐振参数的设计 同时 定频控制也有利于磁性元器件和滤波电路的设计 首先介绍 了该变换器的工作原理 然后通过时域分析 对该变换器的 增益特性进行了深入研究 之后对变换器的 zvs 软开关条 件进行了详细的分析 最后建立了一台 120 240 v 输入 24 v 25 a 输出的实验样机 实验结果验证了变换器的实用 性及理论分析的正确性 关键词 llc 交错并联 boost 定频控制 脉冲宽度调制 宽输入电压范围 0 引言 近年来 随着能源危机 环境污染等问题日益 严重 越来越多的学者开始关注光伏和燃料电池等 新能源技术 1 2 但新能源发电的输出电压变化范围 较宽 因此需要一种在宽输入电压范围下仍能高效 工作的 dc dc 变换器 llc 谐振变换器结构简单 在全负载变化范围 内 原边主开关管能实现零电压 zero voltage switching zvs 开通 副边整流二极管能实现零电 流 zero current switching zcs 关断 3 开关损耗小 因此能在保持高效率的基础上提高工作频率 减小 体积 增大功率密度 4 6 受到了广泛关注 对于传 统的变频控制 llc 谐振变换器 为了得到超过 2 倍 的增益范围 特征阻抗 zr或者电感比 m 必须特别 小 或者频率调节范围必须很宽 这些都将会导致 一些不利的影响 例如过宽的频率范围 变压器体 积增加 导通损耗增大等 7 因此 传统的 llc 变 换器不适合超过 2 倍输入电压范围的应用场合 8 9 3896 中 国 电 机 工 程 学 报 第 35 卷 为了适应宽电压范围输入的应用 国内外学者 提出了一系列 llc 谐振变换器的新型拓扑结构和 控制方法 7 10 15 文献 10 提出了一种混合桥式双模 式 llc 谐振变换器 通过控制开关管的开通与关 断 变换器可以实现半桥 llc 与全桥 llc 之间的 切换 扩大了变换器的增益 文献 11 提出了一种 串联双变压器的 llc 变换器 当输入电压变化时 通过切换辅助开关管 改变励磁电感值 在保持高 增益范围的同时减小了励磁电流 文献 12 提出了 一种适合宽输入电压范围的三电平半桥结构 llc 谐振变换器 但是这些变换器均采用变频控制 且 频率变化范围普遍较宽 不利于磁性元器件及滤波 器设计与优化 文献 13 提出了一种复合式全桥三 电平 llc 谐振变换器 文献 14 15 提出了辅助绕组 可控型 llc 谐振变换器 虽然都采用定频控制 但 是这些方案所用的开关管较多 成本较高 控制复 杂 此外 文献 14 15 中增加的辅助开关的频率等 于主开关频率 工作在硬开关状态 开关损耗大 文献 10 15 所采用的拓扑结构均是电压型输 入 输入电流的纹波较大 为了适应燃料电池的宽 电压输出范围 同时减小输入电流纹波 文献 7 采用了一种两级结构的 llc 变换器 输入电压经前 级 boost 变换器升压后 作为 llc 谐振变换器的输 入 通过调节前级 boost 电路占空比使得母线电压 保持不变 后级 llc 工作在定频 单位增益的状态 但前级 boost 开关管工作在硬开关的状态 开关损 耗较大 本文提出了一种新型集成交错并联 boost 的宽 输入范围全桥 llc 谐振变换器 在普通全桥 llc 变换器的基础上 通过在两个桥臂中点连接两个 boost 输入电感 显著拓宽了变换器的增益范围 两个 boost 电感交错并联工作 显著减小了输入电 流的纹波及滤波电容 16 采用定频控制 开关频率 等于谐振频率 不仅有利于磁性元件的设计 而且 励磁电感和 boost 电感对增益特性的影响很小 可 以在保证实现软开关的基础上尽可能的增大励磁 电感与 boost 电感 减小环流 降低导通损耗 17 在全输入电压和全负载变化范围内 原边功率 mosfet 都能实现 zvs 开通 副边整流管都能实 现 zcs 关断 减小了开关损耗 因此开关频率可以 进一步提高 减小变换器体积 增大功率密度 该 变换器适合接入光伏 燃料电池等要求宽输入电压 范围变化 小电流纹波 高效率的可再生能源能源 发电系统 18 19 1 工作原理 图 1 a 为本文提出的集成交错并联 boost 电感 的全桥 llc 谐振变换器电路图 图 1 b 为其原边电 路的等效电路图 开关管 s1 s2构成变换器的前桥 臂 开关管 s3 s4构成变换器的后桥臂 前桥臂和 电感 lb1组成前 boost 电路 后桥臂和电感 lb2组成 后 boost 电路 两个 boost 电路交错并联运行 相 位差 180 与此同时 前后两个桥臂构成一个全桥 与谐振电感 lr 谐振电容 cr 励磁电感 lm以及副 边的整流电路组成一个全桥 llc 变换器 输入电压 经交错并联的双boost电路升压后变为全桥llc变 换器的母线电压 ubus 两个交错并联的 boost 电路 与全桥 llc 电路共用功率开关管 s1 s4 a 变换器电路图 n1 t s2 cbus ubus lr cr lm do1 do2 co ro uin ilr io utank uo cin iin lb1 lb2 ilb1 ilb2 s1 s4 s3 n2 n3 b 变换器原边电路等效原理图 s2 cbus ubus uin utank cin iin lb1 lb2 ilb1 ilb2 s1 s4 s3 n1 s2 lr cr lm ilr utank s1 s4 s3 t 图 1 本文提出的 llc 谐振变换器主电路及等效电路图 fig 1 main circuit and equivalent circuit of the proposed llc resonant converter 变换器采用定频pwm控制 工作频率 fs等于 谐振频率 fr 调制策略如图2所示 s1与s3占空比 均为 d 其相位差180 s2与s4占空比均为1 d 相位也差180 当 d 0 5时 谐振槽电压 utank的 占空比为 d 当 d 0 5时 utank占空比为1 d 谐振槽电压 utank的幅值始终为母线电压 ubus 所以 输入电压 uin在比较宽的范围内变化时 通过调节 s1 s3的占空比 d 可以有效地对谐振槽电压 utank 的占空比和幅值进行控制 进而控制 utank的基波幅 值 实现对变换器整体增益的控制 以满足宽范围 增益要求 当占空比 d 0 5时 变换器的驱动信号及主要 工作波形如图2所示 变换器在一个开关周期内有 第 15 期 孙孝峰等 一种 boost 型宽电压范围输入 llc 谐振变换器 3897 1 d ts dts tdead s1 s2 s4 s3 utank ilb ilb1 ilb2 ilr ilm ido ido1 ido2 t0 t1t2t3t4t5 t 图 2 d 0 5 时变换器主要工作波形 fig 2 key operation waveforms of the proposed converter when d ilm 谐振电 感电流ilr与boost电感电流ilb1共同作用 给s1 的输出电容coss1充电 给s2的输出电容coss2放电 充放电完成后 coss2的电压降为0 s2的体二极管 导通 为s2的zvs开通提供条件 3 模式3 t2 t3 对应于图3 c t2时刻开始 s2 zvs开通 此阶段ilr ilm 副边整流二极管do1 继续导通 lm两端电压继续被钳位在nuo 其仍不 3898 中 国 电 机 工 程 学 报 第 35 卷 参与谐振 ilm继续线性上升 但是由于谐振槽电压 utank 0 输入电压源不提供能量 原边向副边传输 的能量完全由lr cr谐振网络提供 所以ilr迅速 下降 由于开关管s2 s4导通 电感lb1 lb2均充 电 电流ilb1 ilb2线性上升 该阶段谐振槽的进一 步等效电路如图4 b 所示 ilr ucr和ilm的表达式为 lrlr2r2 ocr2 r2 r o2 lmlr2 m croocr2 r2lr2rr2 cos sin cos sin itittt nuut tt z nutt itit l utnunuut ttitztt 2 4 模式4 t3 t4 对应于图3 d 在t3时刻 ilr下降到与ilm相等 输出整流二极管do1实现zcs 关断 此阶段内 lm不再被钳位 其与lr cr一起 参与谐振 谐振角频率 mr 1m 其中m lm lr 电感lb1 lb2均充电 电流ilb1 ilb2线性上 升 副边整流二极管do1和do2均反向截止 流过 二极管do1的电流是自然过零的 因此是零电流关 断 原边不再向副边输出能量 由输出电容co向 负载供电 此时 谐振槽进一步等效电路如图4 c 所示 这段过程中 ilr ucr和ilm的表达式为 lrlr3m3 cr3 m3 r lmlr crcr3m3 lr3rm3 cos sin 1 cos 1sin itittt ut tt zm itit ututtt it zmtt 3 5 模式5 t4 t5 对应于图3 e 在t4时刻 s4关断 s3未导通 这一时段内 ilr ilm ilr与ilb2 一同作用给s4输出电容coss4充电 给s3输出电容 coss3放电 充放电完成后 coss3的电压降为0 s3 的体二极管导通 为s3的zvs开通提供条件 在t5时刻 s3 zvs开通 变换器进入下半个周 期 其工作原理与上半个周期相同 同时 d 0 5 时的工作情况与d 0 5时相似 所以在此均不再 赘述 2 增益特性分析 如图1 b 所示 该变换器可以等效成一个交错 并联的双boost变换器级联一个全桥llc谐振变换 器 定义llc部分的直流增益为mllc nuo ubus 所以整体变换器的增益可以表示为 ollc llcboost in num gmm ud 4 式中mboost为boost部分的直流增益 mboost ubus uin 1 d 空载时 谐振槽电压utank 励磁电感电压ulm 的波形如图5 a 所示 应用基波近似法 可得空载 时llc部分的直流增益 lm fund o llcac bustank fund u nu mm uu 5 式中mac为谐振网络的交流增益 由于变换器工作 频率等于谐振频率 所以llc部分的直流增益谐振 mllc mac 1 20 此时 变换器整体的直流增益为 llcboost 1 gmm d 6 utank fund utank ulm fund ulm a 空载 ubus ubus nuo nuo b 负载加重 ubus ubus nuo nuo utank fund utank ulm fund ulm 图5 不同负载时谐振槽电压utank和励磁电感电压ulm波形 fig 5 voltage waveforms of resonant tank and magnetizing inductor at different load 式 6 是变换器工作在空载状态时的增益解析 表达式 通过式 6 可以方便地对变换器的参数进行 设计 当变换器负载加重时 ulm与utank波形如图5 b 所示 与空载相比 ulm波形发生了较大的变化 其不再关于中轴对称 且与utank有一定的相移 因 此很难得到其准确的基波幅值表达式 基波近似法 不再适用 必须借助于时域分析 谐振电容电压ucr 谐振电感电流ilr和励磁电 感电流ilm波形均是半波对称的 且在t3时刻励磁 电感电流等于谐振电感电流 所以有 第 15 期 孙孝峰等 一种 boost 型宽电压范围输入 llc 谐振变换器 3899 lr0lr5 lr3lm3 cr0cr5 itit itit utut 7 同时 整流输出电流的平均值等于输出电流 5 0 o reclrlm 50o d t t un iititt ttr 8 式中ro为输出负载 定义品质因数为 r 2 o z q n r 9 忽略死区时间 取m 5 对于不同的品质因数 q 对式 1 3 4 7 8 组成的方程组进行 数值求解 可以得到不同品质因数q下 变换器增 益g关于占空比d的特性曲线 如图6 a 所示 同 理 固定变换器的品质因数q 0 01和q 0 3 改 变电感比m 可以得到不同电感比m下 变换器的 增益g关于占空比d的特性曲线 如图6 b 所示 为了验证数值计算的准确性 相同m和q下的仿 真结果也绘入图6 a 中 可以看出数值计算与仿真 结果误差很小 在品质因数q 0 001时 变换器接 近空载 此时利用基波近似的方法得到的增益特性 a 电感比 m 5 不同品质因数 q 数值计算增益和仿真增益特性比较 占空比 d 增益 g 0 5 0 2 2 0 5 0 3 5 0 4 0 80 6 基波近似法 q 0 001 数值计算 q 0 001 仿真 q 0 2 数值计算 q 0 2 仿真 q 0 5 数值计算 q 0 5 仿真 b 品质因数 q 0 01 和 0 3 不同电感比 m 数值计算增益特性比较 占空比 d 增益 g 0 5 0 2 2 0 5 0 3 5 0 4 0 80 6 q 0 01 m 3 q 0 01 m 5 q 0 01 m 7 q 0 3 m 3 q 0 3 m 5 q 0 3 m 7 图 6 本文所提 boost 型全桥 llc 谐振变换器 增益特性曲线 fig 6 gain curves for the proposed boost integrated full bridge llc resonant converter 式 6 与仿真和数值计算的结果误差很小 所以可 以用式 6 表示空载时的增益特性 根据基波近似法可以得到传统变频控制全桥 llc谐振变换器的增益表达式 con 2 n2 22 nn 1 11 1 1 8 g fq ff m 10 式中fn为归一化开关频率 fn fs fr 根据式 10 可以绘出传统变频控制全桥llc谐 振变换器的增益特性曲线 如图7所示 可以看到 变换器的峰值增益点受品质因数q和电感比m的 影响较大 在实际谐振参数设计中 为了在全负载 范围内得到宽的直流增益 变换器满载所对应的品 质因数q必须特别小 然而q值小意味着zr值小 在保持谐振频率fr不变的情况下 谐振电感lr会特 别小 此时可得出如下结论 1 如果为了减小变 换器的导通损耗 应增大励磁电感 这样电感比m 会变得非常大 从图7 b 可以看出 随着电感比m 增大 变换器的峰值增益会相应减小 甚至达不到 系统要求的输入电压范围要求 而且变换器的频率 调节范围会变宽 显然这对减小变换器的体积及磁 归一化开关频率 fn 增益 gcon 0 0 0 2 0 5 2 5 1 5 0 6 a 电感比 m 5 不同品质因数 q 下增益特性 1 21 0 q 0 001 q 0 3 q 0 5 q 0 1 0 40 8 1 0 2 0 q 1 归一化开关频率 fn 增益 gcon 0 0 0 2 0 5 2 5 1 5 0 6 b 品质因数 q 0 3 不同电感比 m 下增益特性 1 21 0 m 5 m 3 0 40 8 1 0 2 0 m 7 图 7 传统变频控制全桥 llc 变换器的增益特性曲线 fig 7 gain curves for conventional variable frequency controlled full bridge llc converter 3900 中 国 电 机 工 程 学 报 第 35 卷 性元器件的设计与优化是很不利的 2 如果为了 在窄的调频范围内得到较宽的直流增益范围 则电 感比m必须减小 由于谐振电感lr很小 所以励 磁电感lm也很小 这会显著增加变换器的无功环 流和导通损耗 从而恶化变换器的效率性能 对于本文提出的boost型全桥llc谐振变换 器 通过图6可以看出 其增益范围较宽 增益特 性虽然也受品质因数q影响 但其与电感比m及 boost电感无关 因此 其励磁电感lm及boost电 感的取值应在保证功率开关管zvs软开关的基础 上尽可能地大 以减小无功环流及导通损耗 所以 该变换器可以在定频 低损耗的条件下实现宽电压 范围输入 此外 对于传统的变频控制全桥llc谐振变换 器 其最优的工作点为 fn gcon 1 1 即对应输入 电压范围的最大值 而对于本文提出的定频pwm 控制的boost型llc变换器 当占空比d 0 5时 变换器的增益g与q无关 变换器负载调节动态 特性好 而且此时可以实现输入电流无纹波 所以 输入电压在中间值附近时 变换器的工作特性最 优 一般地 对于光伏或燃料电池等可再生能源 其最大功率点位于整体电压范围的中间附近 所以 相对于传统变频控制的llc谐振变换器 本文提出 的boost型llc谐振变换器更适合接入要求宽输入 电压范围 低纹波 高效率的可再生能源系统 3 zvs 软开关分析 不考虑死区时间 占空比分别为d 0 5时的谐振槽输入电压utank 励磁电感电流ilm 谐振电感电流ilr和boost电感电流ilb1 ilb2的波形 如图8所示 其中ts表示开关周期 d 0 5时的 zvs软开关条件可包含在d 0 5两种情 况中 在一个周期内 变换器有4个开关换流时刻 ts12 ts21 ts34和ts43 分别表示s1关断s2开通的换 流时刻 s2关断s1开通的换流时刻 s3关断s4开 通的换流时刻 以及s4关断s3开通的换流时刻 a 占空比 d 0 5 ts21ts34ts43ts12 ts 2 ts 2 1 d ts utank i ilb2ilb1 ilb1 ts21 ilr ts21 ilm ilr ilb1 ts12 ilr ts12 图 8 4 个开关时刻各电流值比较 fig 8 current comparison at four switching instants 在这4个开关换流时刻 理论上要实现zvs开通 电流需满足 zvss21lrs21lb1s21 0ititit 12 zvss34lrs34lb2s34 0ititit 14 由于谐振电流是奇对称的 满足ilr t ilr t ts 2 同时2个boost电感交错并联 电流ilb1 和ilb2满足ilb1 t ilb2 t ts 2 所以式 11 14 的zvs软开关条件可简化为式 11 12 式 11 12 中只包含两个开关换流时刻 即ts12和ts21 其 为前桥臂的两个开关管s1和s2的两次换流时刻 这两个时刻的电流在图8中用黑点表示 可见 ilr ts21 恒小于0 ilb1 ts21 恒大于0 则ts21时刻的 zvs电流izvs ts21 0恒成立 所以最终的理论zvs 软开关条件为式 12 实际上 为了实现zvs软开关 在死区时间内 必须对功率mosfet的输出电容coss进行充或放 足够的电荷量 以实现开关管漏源电压uds从0到 ubus或从ubus到0的翻转 从而为zvs开通创造条 件 由于zvs换流时间较短 且参与zvs换流谐 振的电感较大 所以可近似认为换流时输出电容恒 流充放电 为了在死区时间tdead内完成zvs换流 所需最小的zvs电流为 ossbus zvs min dead 2c u i t 15 减小boost电感值和励磁电感值 增大电流纹 波 有助于增大开关换流时刻的zvs电流 但同时 也会增大变换器的导通损耗 设计时需折中考虑 根据图6所示的增益特性曲线及所要求的增益 范围 可以确定谐振参数 lr和cr 如表1所示 谐振参数确定后 数值计算不同输入电压和不同负 载下izvs ts12 的大小 发现当变换器工作在最大电 第 15 期 孙孝峰等 一种 boost 型宽电压范围输入 llc 谐振变换器 3901 表 1 变换器参数 tab 1 parameters of the converter 实验参数 数值 实验参数 数值 输入电压uin v 120 240 谐振电感lr h 50 7 输出电压uo v 24 谐振电容cr nf 50 额定功率po w 600 母线电容cbus f 47 boost 电感lb1 h 300 变压器变比n1 n2 n3 27 2 2 boost 电感lb2 h 300 开关频率fs khz 100 励磁电感lm h 370 压输入 最大功率输出时 izvs ts12 最小 即此时 的zvs软开关条件最差 所以应按照此工作点进行 励磁电感和boost电感设计 以保证原边所有功率 开关管都能在全输入电压范围 全负载范围内实现 zvs软开关 4 实验验证 搭建了一台600 w的变换器实验样机 样机参 数如表1所示 原边开关管s1 s4采用功率 mosfet 型号为spw24n60c3 由于输出电流比 较大 所以输出采用同步整流管ipb04cn10n 图9 a c 分别为uin 120 170和240 v时 变换器满载的谐振槽输入电压utank 谐振电流ilr boost电感电流ilb1 ilb2 boost电感电流之和ilb1 ilb2的稳态实验波形 与上文分析一致 当d 0 5 时 谐振槽输入电压utank的占空比等于d 当d 0 5 时 谐振槽输入电压utank的占空比等于1 d 输入 电压uin在120 240 v范围内变化 满载时占空比 d的调节范围为0 34 0 68 占空比范围较小 变换 t 2 s 格 a uin 120 v ilb1 ilb2 ilb 2 a 格 ilr 5 a 格 utank 500 v 格 ilb1 ilb2 utank ilr t 2 s 格 b uin 170 v ilb1 ilb2 ilb 2 a 格 ilr 5 a 格 utank 500 v 格 ilb1 ilb2 utank ilr t 2 s 格 c uin 240 v ilb1 ilb2 ilb 2 a 格 ilr 5 a 格 utank 500 v 格 ilb1ilb2 utank ilr 图 9 不同输入电压下 变换器满载时的稳态电压电流波形 fig 9 measured steady state voltage and current waveforms at full load with different input voltage 器的无功环流也较小 所以在小的占空比范围内满 足了2倍的增益范围 变换器的增益特性很好 同时 还可以看到 虽然单个boost电感的电 流纹波较大 但是经过交错并联后 两个电流之和 ilb1 ilb2的纹波显著减小 特别是当占空比为0 5 时 经过交错并联后ilb1 ilb2的纹波为0 小的电 流纹波使得该变换器非常适合接入光伏或燃料电 池等新能源发电系统中 由于电路和控制的对称性 前后两个桥臂的工 作状况完全相同 只是相位差180 所以只需验证 前桥臂开关管的zvs实现 图10 a 为120 v输入 600 w满载输出时 前桥臂功率开关管s1 s2的驱 动电压波形和漏源电压波形 可以看到在驱动信号 ugs1 ugs2到来之前 其各自对应的开关管漏源电压 t 2 s 格 a uin 120 v uds1 ugs1 ugs 10 v 格 uds 200 v 格 uds2 ugs2 zvs zvs t 500 ns 格 t 2 s 格 b uin 240 v uds1 ugs1 ugs 10 v 格 uds 200 v 格 uds2 ugs2 zvs zvs t 500 ns 格 图 10 zvs 开通波形 fig 10 zvs on waveforms 3902 中 国 电 机 工 程 学 报 第 35 卷 uds1 uds2已经下降到0 说明开关管s1和s2都实现 了zvs开通 图10 b 为240 v输入 600 w满载输出时 前 桥臂功率开关管s1 s2的驱动电压波形和漏源电压 波形 在开关管s1的驱动信号ugs1到来之前 其漏 源电压uds1已下降到0 说明其实现了zvs开通 而对于开关管s2而言 在其驱动信号ugs2到来时 其漏源电压uds2恰好下降到0 即在此工作点s2临 界zvs开通 与上文分析的结论一致 图11为实验样机测试的效率曲线 可以看到 输入电压从120 240 v变化 输出从轻载到满载 变换器都有比较高的效率 最高效率为96 2 输出功率 po w 效率 90 0 92 94 98 96 200 600 400 uin 120 v uin 165 v uin 240 v 图 11 测试的效率曲线 fig 11 measured efficiency curves 5 结论 针对宽输入电压范围的应用场合 提出了一种 boost集成型llc谐振变换器 克服了传统llc 变换器增益范围窄的缺点 此外 提出的变换器还 具有以下优点 1 采用定频pwm控制 励磁电感 和boost电感对增益特性的影响很小 简化了谐振 参数的设计 同时有利于磁性元件的优化 2 集 成的两个boost单元交错并联运行 显著减小了输 入电流的纹波 3 原边功率开关管可实现zvs开 通 副边整流管可实现zcs关断 开关损耗小 在 2倍的输入电压范围和宽负载范围下 测试的实验 样机效率均比较高 本文提出的boost型llc谐振 变换器适合用于对输入电压范围 电流纹波和功率 变换效率要求较高的光伏 燃料电池等可再生能源 发电系统 参考文献 1 丁明 王伟胜 王秀丽 等 大规模光伏发电对电力系 统影响综述 j 中国电机工程学报 2014 34 1 1 13 ding ming wang weisheng wang xiuli et al a review on the effect of large scale pv generation on power systems j proceedings of the csee 2014 34 1 1 13 in chinese 2 朱国荣 王浩然 肖程元 等 抑制燃料电池单相逆变 系统低频纹波的波形控制方法 j 中国电机工程学报 2014 34 18 2936 2943 zhu guorong wang haoran xiao chengyuan et al waveform control method for mitigation the low frequency current ripple in the fuel cell single phase inverter system j proceedings of the csee 2014 34 18 2936 2943 in chinese 3 顾亦磊 杭丽君 吕征宇 等 非对称结构多路输出 llc 谐振变换器 j 中国电机工程学报 2006 26 5 82 87 gu yilei hang lijun l zhengyu multi output llc resonant converters with asymmetrical structures j proceedings of the csee 2006 26 5 82 87 in chinese 4 steigerwald r l a comparison of half bridge resonant converter topologies j ieee trans on power electronics 1988 3 2 174 182 5 severns r topologies for three element resonant converters j ieee trans on power electronics 1992 7 1 89 98 6 canales f tin h l aggeler d novel modulation method of a three level isolated full bridge llc resonant dc dc converter for wide output voltage application c ieee power electronics and motion control conference novi sad ieee 2012 1 7 7 lee j y jeong y s han b m an isolated dc dc converter using high frequency unregulated llc resonant converter for fuel cell applications j ieee trans on industrial electronics 2011 58 7 2926 2934 8 bhat a k analysis and design of lcl type series resonant converter j ieee trans on industrial electronics 1994 41 1 118 124 9 yi k h moon g w novel two phase interleaved llc series resonant converter using a phase of the resonant capacitor j ieee trans on industrial electronics 2009 56 5 1815 1819 10 liang z g guo r wang g y et al a new wide input range high efficiency photovoltaic inverter c ieee energy conversion congress and exposition atlanta ieee 2010 2937 2943 11 hu h b fang x chen f et al a modified high efficiency llc converter with two transformers for wide input voltage range applications j ieee trans on power electronics 2013 28 4 1946 1960 12 顾亦磊 吕征宇 钱照明 一种新型的三电平软开关谐 振型dc dc变换器 j 中国电机工程学报 2004 24 8 24 28 第 15 期 孙孝峰等 一种 boost 型宽电压范围输入 llc 谐振变换器 3903 gu yilei l zhengyu qian zhaoming a novel three level soft switching resonant dc dc converter j proceedings of the csee 2004 24 8 24 28 in chinese 13 金科 阮新波 复合式全桥三电平 llc 谐振变换器 j 中国电机工程学报 2006 26 3 53 58 jin ke ruan xinbo hybrid full bridge three level llc resonant converter j proceedings of the csee 2006 26 3 53