交流电机变频调速设计毕业论文.doc

邵阳学院毕业设计 论文 1 交流电机变频调速设计毕业论文交流电机变频调速设计毕业论文 1绪论 1 1交流电机变频调速概述 在调速传动系统中使用交流电动机具有更大的吸引力 这是因为交流电动机与 直流电机相比具有一系列显著的优点 1 交流电机不存在换向器圆周速度的限制 也不存在电枢元件中电抗电势数 值的限制 2 其转速可以设计得比相同功率直流电机的转速更高 因而单位功率重量指 标更低 3 交流电机的电枢电压和电流的数值都不受换向器的限制 因而 其单机功 率可比直流电的单机功率更大 由于以上两点 在要求增大电机单机功率 减轻重 量并且安装位置受到严格限制的场合 4 由于交流电机的结构简单 没有换向墨那种复杂 精密 耗费制造工时的 部件又由于成单位功率重量指标较低 因而其制造成本低廉 5 直流电机在高速范围运行时 由于电抗电势数值的限制 一般不能发挥其 额定功率 即使是有补偿绕组的直流电动机 就是在最高速时的输出功率也仅能达 到额定功率的80 对于无补偿绕组的直流电机就更低 而交流电动机没有这种限 制 高速时仍可发挥较大的功率 甚至能以额定功率作恒功率运行 6 交流电机没有换向器之类需要经常保养 维护的部件 在安装场地受限制 不易接近的场合也能使用 在环境恶劣的条件下 在不允许有火花的情况下也能可 靠的工作 维修费用低廉 电动机作为把电能转换为机械能的主要设备 在实际应用中 一是要使电动机 具有较高的机电能量转换效率 二是根据生产机械的工艺要求控制和调节电动机的 旋转速度 电动机的调速性能好坏对提高产品质量 提高劳动生产率和节省电能有 着直接的决定性影响 电动机和控制装置一起合成电力传动自动控制系统 以直流 电动机作为控制对象的电力传动自动控制系统称之为直流调速系统 以交流电动机 作为控制对象的电力传动自动控制系统称之为交流调速系统 根据交流电机的类型 相应有同步电动机调速系统和异步电动机调速系统 异步电动机调速系统种类很多 常见的有 降电压调速 电磁转差离合器 调速 绕线转子异步电机转子串电阻调速 绕线转子异步电机串级调速 变 微机控制的交直交变频调速系统设计 2 极对数调速 变频调速等等 按照交流异步电动机的基本原理 从定子传入转子的电磁功率 可分为两部 m P 分 一部分 是拖动负载的有效部分 另一部分是转差功率 m PsP 1 1 m sPP 2 与转差率成正比 从能量转换的角度来看 转差功率是否增大 是消耗掉还是回收 显然是评价调速系统效率高低的一种标志 从这点出发 可以把异步电动机调速系 统分为三大类 1 转差功率消耗型调速系统 全部转差功率都转换成热能的形式消耗掉 上述的 三种调速方法都属于这一类 在三类之中 第一类调速系统的效率最 低 而且它是以增加转差率的消耗来换取转速的降低 恒转矩负载时 越向下调速 效率越低 2 转差功率回馈型调速系统 转差功率的一部分消耗掉 大部分则通过变 流装置回馈电网或者转化为机械能予以利用 转速越低时回收的功率越多 上述第 四种调速方法串级调速属于这一类 这类调速系统的效率显然比第一类高 但增设 的变流装置总要多消耗一部分功率 因此还不是很理想 3 转差功率不变型调速系统 转差功率中转子铜损部分的消耗是不可避免 的 但在这类系统中无论转速高低 转差功率的消耗基本不变 因此效率最高 上 述的第 两种调速方法属于此类 变极对数调速是有级调速 应用场合有限 只 有变频调速应用最广 可以构成高动态性能的交流调速系统 取代直流调速 最有 发展前途 1 2 1 2本课题研究背景 在工业 农业 交通运输业和国防事业的许多部门中 要求许多的电力传动系 统能够进行精确灵活而连续的速度控制 并能稳定的运行 为了满足这些要求 以 往一直主要使用直流电动机 调节直流电动机的电枢端电压或励磁电流就可方便的 获得调速特性 但是 在调速传动系统中使用交流电动机具有更大的吸引力 这是 因为交流电动机与直流电控机相比具有一系列显著的优点 虽然交流电机比直流电 机具有以上的许多优点 可是 由于交流电机的调速一直比较困难 所以 长期以 来 交流电机只能作恒速运行 而在要求精度 灵活 连续调速的传动系统中 直 流电机调速一直占主要地位 然而近年来 随着电力电子技术 微电子学 计算机技术 自动控制技术的迅 速发展 电力传动技术朝高性能 大功率 低谐波和宽调速范围等方向发展 电力传 动领域正发生着交流调速取代直流调速和计算机数字控制技术取代模拟控制技术的 邵阳学院毕业设计 论文 3 革命 交流变频调速以其优异的调速和起 制动性能 高效率 高功率因数和节电 效果 被国内公认为最有发展前途的调速方式 成为当今节电 改善工艺流程以及 提高产品质量和改善环境 推动技术进步的一种主要手段 从节能的观点要求把原 来作恒速运行的交流电机传动系统改为调速传动 因而 在电力传动领域里正在日 益重视发展交流电机的调速传动 自从能源问题引起世界各国的普遍注意以来 在 电力传动系统中如何节能也成为重要的课题 发展高效率的电动机是节能的一个方 面 对经常处于额定负载附近工作的电动机 其效果是很好的 但在很多情况下 电动机所拖动的负载是变化的 因此电动机可能有相当一部分时间处于轻负载运行 工况 此时电动机效率降低 造成能源浪费 如果运用变频调速那么负载能按输出 负载的最佳转速运行 则所提高的效率比高效率电动机的效果更大 3 6 本文正是在变频调速蓬勃发展的时期 进行的变频调速的研究 1 3变频调速技术发展方向 交流变频调速技术是强弱电混合 机电一体的综合性技术 既要处理巨大电能 的转换 整流 逆变 又要处理信息的收集 变换和传输 因此它的共性技术必定 分成功率和控制两大部分 前者要解决与高压大电流有关的技术问题和新型电力电 子器件的应用技术问题 后者要解决 基于现代控制理论的控制策略和智能控制策略 的 硬 软件开发问题 在目前状况下主要全数字控制技术 其发展的趋势大致为 1 主控一体化 将功率芯片和控制电路集成在一块芯片上使逆变功率器件和 控制电路达到一体化 智能化和高性能化的HVIC 高耐压IC SOC System on Chip 的概念已被用户接受 随着功率做大 此产品在市场上极具竟争力 2 小型化 紧凑型变流器要求功率和控制元件具有高的集成度 功率器件发 热的改善和冷却技术的发展已成为重要原因 ABB公司将小型变频器定型为 Comp A CTM 他向全球发布的全新概念是 小功率变频器应当象接触器 软起动器等电器 元件一样使用简单 安装方便 安全可靠 3 低电磁噪音设计 变频器要求在抗干扰和抑制高次谐波方面符合EMC国际标 准 主要做法是在变频器输入侧加交流电抗器或有源功率因数校正电路 改善输入 电流波形降低电网谐波以及逆变桥采取电流过零的开关技术 而控制电源用的开关 电源将推崇半谐振方式 这种开关控制方式在30 50MHz时的噪声可降低 15 20dB 4 基于电动机和机械模型的控制策略 有矢量控制 磁场控制 直接传矩控 微机控制的交直交变频调速系统设计 4 制和机械扭振补偿等 基于现代理论的控制策略 有滑模变结构技术 模型参考自 适应技术 采用微分几何理论的非线性解耦 鲁棒观察器 在某种指标意义下的最 优控制技术和逆奈奎斯特阵列设计方法等 基于智能控制思想的控制策略 有模糊 控制 神经元网络 专家系统和各种各样的自优化 自诊断技术等 5 数字控制 以高速微处理器为基础的数字控制模板有足够的能力实现各控 制算法 1 4课题研究的目的和意义 交流调速在国民生产中占有举足轻重的地位 甚至于直接影响我国的经济发展 变频技术作为高新技术 基础技术和节能技术 已经渗透到经济领域的大多数技术 部门中 我国现在正大力发展和推广变频调速技术 努力缩小和世界先进水平的差 距 使之向规模化 自主化 标准化发展 变频调速已具备相应的理论与实际基础 因此研究本课题可以对交流变频调速有一个更全面深刻的理解 通过本课题的研究 可以更好的掌握变频调速技术 变频调速正在逐步地成为电气传动的中枢 它取代 着变极调速 滑差调速 整流子电机调速 液力耦合器调速 串级调速及直流调速 交流变频调速的优异特性 调速时平滑性好 效率高 低速时 特性静关率较高 相对稳定性好 调速范围较大 精度高 起动电流低 对系统及电网无冲击 节电效果明显 变频器体积小 便于安装 调试 维修简便 易于实现过程自 动化 正是因为交流变频调速有着如此突出的优异性 使得变频调速在当今有着强 劲的发展势头 因此本课题的研究也有重要的实际意义和社会意义 1 5课题研究的内容 PWM控制技术是利用半导体开关器件的导通和截止 把直流电压变成电压脉 冲系列 控制电压脉冲的宽度和周期以达到变压目的 或者控制电压脉冲的宽度和 脉冲列的周期数以达到变压变频目的的一种控制技术 本论文研究利用PWM控制技术 通过控制电压脉冲的宽度和脉冲列的周期数 而变压变频 采用Intel公司的一款专门为变频调速设计的16位的单片微机 87C196MC对三相交流异步电动机进行调速 本设计主要研究的内容是 完成系 统的整体设计 完成主电路的设计并进行元器件的选择 完成控制电路设计即 87C196MC单片机及其外围控制设备 软件设计 系统的仿真调速并对结果进行 分析 邵阳学院毕业设计 论文 5 2 异步电动机的变频控制策略选择 2 1 交流调速的基本方法 交流调速的基本方法有很多种 但它们都是来源于交流电机的转速公式 异步电机的转速公式为 2 1 Psfsnn 1 60 1 11 式中 同步转速 1 nPfn 11 60 电机的极对数 P 转差率 s 定子供电频率 1 f 因此 异步电机的调速方法可分为变极对数调速 变转差率调速和变频调速三 种 其中变转差率的方法又可以通过调节定子电压 转子电阻 转差电压等方法实 现 7 2 1 1 变极对数调速 变极对数调速的原理是 当定子频率一定时 改变定子的极对数即可改变同步 转速 从而达到调速的目的 这种方法需要在电动机运行时 改变定子的接线方 1 n 式 也可在定子上绕上独立的两套或二套不同极对数的绕组 形成双速或二速电机 这样会使电机的成本 体积和重量增加较多 极对数必须是整数 因此 变极调速 只能是有级调速 变极调速方式只能用于鼠笼式异步电机 这是因为绕线式转子的 变极对数非常麻烦 而鼠笼转子能自动跟踪定子绕组变极 它的优点是 设备简单 操作方便 机械特性较硬 效率高 既适用于恒转矩调速 又适用于恒功率调速 2 1 2 变转差率调速 变转差率调速可分为转子串电阻调速 定子调压调速 电磁转差离合器调速 串级调速等方式 其实质是将输入功率的一部分转化为转差功率以削弱输出功率的 大小 迫使电动机的运行速度下降 这类调速方式的主要缺点是 采用这种方式时 必有一部分输入功率转化为转差功率进入转子电路 这部分功率只能以铜耗的的形 式消耗在转子电阻中 由于转差功率与转差率成正比 转速越低 损耗越大 因此 微机控制的交直交变频调速系统设计 6 电动机的运行效率下降 发热也十分严重 串极调速方式虽然将转差功率加以回收 利用 使系统的实际损耗减小 避免了这个缺点 但是必须增加一定的功率转换设 备 所以 改变转差率的调速方式是一种耗能的方法 功率因数低 从节能的角度 看 这种调速方式是不经济的 这类调速方式的优点是控制方法简单 设备价格比 较便宜 可以应用于一些调速范围不大 低速运行时间长 电机容量较小的场合 8 2 1 3 变频调速 变频调速是一种典型的交流电动机调速方法 它既适用于异步电动机 也适用 于同步电动机 交流电动机采用变频调速技术不仅能够实现无级调速 而且可以根 据负载的不同 通过适当调节电压和频率的关系 使电机始终在高效率区运行 并 且保证良好的动态性能 在异步电动机的调速系统中 变压变频调速系统是控制性 能最好 效率最高的系统 在变压变频调速系统中 当改变电动机的转速时 必须 同时调节定子电源的电压和频率 在这种情况下 机械特性基本上是平行移动的 而转差功率不变 它是当前交流调速的主要发展方向 最早的变压变频技术采用旋 转变流机组作为电源 现在随着电力电子开关器件的迅速发展 各种静止式的变压 变频装置的应用占据了绝对主导地位 变频调速的原理框图如图 2 1 所示 控制器逆变器 电压 电流 检测 转速 位置 检测 M 给定信号 直 流 电 源 图2 1 变频调速的原理框图 控制器根据转速的给定值和反馈量 开环控制和无速度传感器控制时可无转速传 感器 运用相应的控制算法控制逆变器中功率器件的关断时序 恒压恒频的二相交流 电通过逆变器产生电压和频率均可变的三相交流电 供给交流电机的定子 以实现 平滑的交流电机调速 多数情况下把控制器与逆变器合二为一称为变频器 9 10 邵阳学院毕业设计 论文 7 2 2 异步电机变频调速的各种控制方式分析 2 2 1 异步电机变频调速原理 在电动机调速时 一个重要的因素是希望保持每极磁通量为额定值不变 磁 1 通太弱没有充分利用电机的铁心 是一种浪费 若要增大磁通 又会使铁心饱和 从而导致过大的励磁电流 严重时因绕阻过热而损坏电机 对于直流电机 励磁系 统是独立的 只要对电枢反应的补偿合适 保持中 不变是很容易做到的 在交流 异步电机中 磁通是定子和转子磁势合成产生的 怎样才能保持磁通恒定是需要认 真研究的 三相异步电机定子每相电动势的有效值是 2 2 111111 44 4 N KNfEU 式中 气隙磁通在定子每相中感应电动势的有效值 单位为V 1 E 定子频率 单位为Hz 1 f 定子每相绕组串联匝数 1 N 基波绕组系数 1N K 每极气隙磁通量 单位为 Wb 1 由上述公式可知 只要控制好和 便可达到控制的目的 对此 需要 1 E 1 f 1 考虑基频 额定频率 以上和以下两种情况 11 1 从基频向下变频调速 保持常数 11 fE 降低频率调速 保持 则 常数 是恒磁通控制方式 1 f常数 11 fE 1 在这种变频调速过程中 电动机的电磁转矩为 2 3 2 2 22 2 1 111 1 2 R Xs s Rf Epfm T 式中式保持气隙每极磁通为常数变频调速时的机械特性方程 根据该方程可以分析 其最大转矩及相应的转差率 m T m s 最大转矩处 对应的转差率为 即0 sT dd m s 2 4 0 2 2 2 2 22 2 2 2 2 2 2 1 111 R Xs s R R X s R f Epfm d d s T 微机控制的交直交变频调速系统设计 8 2 5 2 2 2 2 2 R X s R 可推算出 2 6 2 2 X R sm 把式 2 6 带入式 2 3 得 2 7 2 2 1 11 2 1 22 1 Lf Epm Tm 其值为常数 式中为转子静止时转子一相绕组漏电感系数折合值 2 L 212 2LfX 最大转矩处的转速降落为 2 8 pL R p f X R nsn mm 60 2 60 2 21 2 2 1 其值为常数从中可以看出 当改变频率时 若 最大转矩 常数 1 f常数 11 fE m T 与频率无关 并且最大转矩对应的转速降落相等 也就是不同的频率的各条机械特 性是平行的 硬度相同 根据式 2 3 画出保持恒磁通变频调速的机械特性 这种调速方法与他励直流电 动机降低电源电压调速相似 机械特性较硬 恒磁通调速属于恒转矩调速 在一定 的静差率要求下 调速范围宽 而且稳定性好 由于频率可以连续调节 因此变频 调速也为无级调速 平滑性好 另外 电动机在正常负载运行时 转差率较小 因 此转差功率较小 效率较高 1211 ffff 1 f 1 f 2 f 1 f 1 n 1 n 1 n 1 n n N T m TT 0 图2 2 保持常数时 变频调速的机械特性 11 fE 保持常数 11 fU 邵阳学院毕业设计 论文 9 当降低电源频率时 保持 则气隙每极磁通 这时电 1 f常数 11 fU常数 1 动机的最大电磁转矩为 2 9 2 21 2 11 12 1 11 22 1 XXRR f f Upm Tm 由上式可看出 保持 当减少时 最大转矩不等于常数 已知常数 11 fU 1 f m T 与成正比 与无关 因此 在接近额定频率时 21 XX 1 f 1 R 1 f 1 f 随着的减小 减少得不多 但是 当较低时 较小 211 XXR 1 f m T 1 f 21 XX 相对变大了 随着的降低 减少了 1 R 1 f m T 画出保持 降低频率调速时的机械特性 如图2 3所示 常数 11 fU 1 f 2 f 1 f 1 f1211 ffff n 1 n 1 n 1 n 1 n m TT 0 图2 3 保持常数时 变频调速的机械特性 11 fU 2 从基频向上变频调速 升高电源电压是不允许的 因此升高频率向上调速时 只能保持电压为不变 N U 频率越高 磁通越低 是一种降低磁通升速的方法 1 保持不变升高频率时 电动机电磁转矩为 N U 2 10 2 2 21 22 11 22 11 XX s R Rf s R pUm T 由于较高 比 及都很小 所以最大转矩及分别为 1 f 1 R 1 X 2 X sR2 m T m s 2 11 2 1211 2 11 1 22 1 fXXf pUm Tm 2 12 1211 2 1 2fLLf R sm 微机控制的交直交变频调速系统设计 10 因此 频率升高时 减小 也减小 最大转矩对应的转速降落为 m T m s 2 13 常数 p f LLf R nsn m 1 211 2 1 60 2 根据电磁转矩方程式画出升高电源频率的机械特性 其运行段近乎平行 如图2 4 所示 当频率提高时 转速也随之提高 最大转矩减小 机械特性上移而形状基本 不变 这种调试方式近似为恒功率调速方式 1 n 1 n 1 n 1 n 1 f 1 f 2 f 1 f 1211 ffff m T T n 0 图2 4 保持不变升频调速的机械特性 N U 根据以上三种控制策略 本人在进行系统设计时发现 这种方式比较容 11 fU 易实现 电压和频率是异步电动机调速系统的两个独立的控制变量 在变频控 1 U 1 f 制时须同时对这两个变量进行协调控制 在设计中 在5 15Hz间进行低频补偿 实验结果表明 开环系统中恒压频比且在低频进行适当补偿就能达到比较好的控制 效果 因此本系统采用恒压频比控制策略 12 13 2 3 正弦波脉宽调制 SPWM 变频技术 为了减少谐波影响 提高电机的运行性能 要求采用对称的三相正弦波电源为 三相交流电动机供电 因此PWM变频器采用正弦波作为参考信号 这种正弦波脉 宽调制型变频器称为SPWM变频器 SPWM变频器是一种交 直 交变压变频装 置 采用不可控的整流器 其输出经过电容滤波后形成幅值恒定的直流电压 作为 逆变器的输入 逆变器的功率开关采用全控式器件 按照一定的规律控制其导通或 关断 使输出端获得一系列宽度不等的矩形脉冲电压波形 SPWM的脉冲波分解 按照傅立叶级数展开时 主要包括基波和高次谐波 明显的降低了低次谐波分量 同时通过成比例地改变脉冲波的宽度就可以控制逆变器输出交流基波电压的幅值 邵阳学院毕业设计 论文 11 通过改变脉冲宽度变化规律的周期 可以控制其输出频率 从而在同一逆变器中实 现输出电压大小及频率的控制 14 2 3 1 SPWM控制的基本原理 调制信号为正弦波的脉宽调制叫做正弦波脉宽调制 SPWM 产生的脉宽调制 波是等幅而不等宽的脉冲列 脉宽调制的方法很多 从脉宽调制的极性上看 有单 极性和双极性之分 从载波和调制波的频率之间的关系来看 又有同步调制 异步 调制和分段同步调制 图2 5所示为双极性脉宽调制波形 图中三角波为载波 正弦波为调制波 c u m u 当载波与调制波曲线相交时 在交点的时刻产生控制信号 用来控制功率开关器件 的通断 就可以得到一组等幅而脉冲宽度正比于对应区间正弦波曲线函数值的矩形 脉冲 SPWM逆变器输出基波电压的大小和频率均由调制电压来控制 当改变调 d u 制电压的幅值时 脉宽随之改变 即可改变输出电压的大小 当改变调制电压的频 率时 输出电压频率随之改变 但正弦调制波最大幅值必须小于三角波的幅值 否 则输出电压的大小和频率就将失去所要求的配合关系 d u u t C u M u 图2 5双极性脉宽调制波形 在实行SPWM脉宽调制时 同步调制 异步调制和分段同步调制优缺点如下 1 同步调制 在同步调制方式中 载波比N等于常数 变频时三角载波的频率与正弦调制波 的频率同步改变 因而逆变器输出电压半波内的矩形脉冲数是固定不变的 如果取 N为3的倍数 则同步调制能保证输出波形的正 负半波始终保持对称 并能严格 保证三相输出波形间具有互差120 的对称关系 当输出频率很低时 由于相邻两 微机控制的交直交变频调速系统设计 12 脉冲间的间距增大 谐波会显著增加 使电机产生较大的脉动转矩和较强的噪声 2 异步调制 异步调制是逆变器的整个变频范围内 载波比N不等于常数 一般在改变调制 信号频率时保持三角载波频率不变 因而提高了低频时的载波比 这样输出电压半 波内的矩形脉冲可随输出频率的降低而增加 相应的可减少电机的转矩脉动与噪声 改善了系统的低频工作性能 异步调制方式的缺点是当载波比N随着输出频率的降 低而连续变化时 它不可能总是3的倍数 势必使输出电压波形及其相位都发生变 化 难以保持三相输出的对称性 因而引起电机工作不平稳 3 分段同步调制 分段同步调制综合了上面两种方法的优点 把整个变频范围划分为若干频段 在每个频段内都维持载波比N恒定 而对不同的频段取不同的N值 频率低时 N取大些 一般大致按等比级数安排 15 16 2 3 2 SPWM信号的产生 产生SPWM调制信号主要有三种方法 1 采用分立元件的模拟电路法 缺点是精度低 稳定性差 实现过程复杂以 及调节不方便等 该方法目前基本不用 2 采用专用集成电路芯片产生SPWM信号 如常用的HE4752芯片等这些 芯片的应用使变流器的控制系统得以简化 但由于这些芯片本身的功能存在不足之 处 致使它们的应用受到限制 3 单片机数字编程法 其中高档单片机将SPWM信号发生器集成在单片机 内 使单片机和SPWM信号发生器容为一体 从而较好地解决了波形精度低 稳 定性差 电路复杂 不易控制等问题 并且可以产生多种SPWM波形 实现各种 控制算法和波形优化 Intel公司推出的16位单片机87C196MC就是这样一种具 有高性能的特别适用于PWM控制技术的单片机 17 2 3 3 SPWM的数字控制 数字控制是SPWM目前常用的方法 可以采用微机存储预先计算好的 SPWM数据表格 控制时根据指令查表得到数据进行运算 或者通过软件实时生 成SPWM波形 也可以采用大规模集成电路专用芯片产生SPWM信号 下面介 绍几种常用SPWM波形的软件生成方法 1 自然采样法 邵阳学院毕业设计 论文 13 按照正弦调制波与三角载波的交点进行脉冲宽度与间歇时间的采样 从而生成 SPWM波形 叫做自然采样法 如图2 6所示 图中截取了任意一段正弦调制波 与三角载波一个周期的相交情况 交点A是发生脉冲的时刻 B点是结束脉冲的时 刻 为三角载波的周期 和是间歇时间 为AB之间的脉宽时间 c T 1 t 3 t 2 t 321 tttTc A B A t c T 1 t 2 t 2 t 3 t B t 2 t tM 1 sin t t 图2 6生成SPWM波形的自然采样法 若以单位量1表示三角载波的幅值 则正弦调制波的幅值就是调制度m tm U 正弦调制波可写作 式中是调制波频率 即逆变器输出频率 tMuM 1 sin 1 由于A B两点对三角载波的中心线的不对称性 须把脉宽时间分成两部份 2 t 与 按相似直角三角形的几何关系 可知 2 t 2 t 2 14 2 1 sin1 2 2 t tM T A c 2 15 2 1 sin1 2 2 t tM T B c 整理得 2 16 sin sin 2 1 2 11222BA c tt MT ttt 这是一个超越方程 实时计算很困难 因此 自然采样法虽能确切反映正弦脉 宽 却不适于微机实时控制 2 规则采样法 自然采样法的主要问题是SPWM波形每一个脉冲的起始和终了时刻对三角波 的中心线不对称 因而求解困难 工程上实用的方法要求算法简单 只要误差不太 大 允许作出一些近似处理 这样就提出了各种规则采样法 微机控制的交直交变频调速系统设计 14 图2 7所示为规则采样I法 它是在三角波每一周期的正峰值时找到正弦调制 波上的对应点 即图中D点 求得电压值 用此电压值对三角波进行采样 得 cd u A B两点 就认为他们是SPWM波形中脉冲的生成时刻 A B之间就是脉宽时 间 规则采样I法的计算显然比自然采样法简单 但从图中可以看出 所得的脉 2 t 冲宽度将明显的偏小 从而造成较大的控制误差 这是由于采样电压水平线与三角 载波的交点都处于正弦调制波的同一侧造成的 d t 1 t 3 t 2 t c T cd u t t D AB t t c T 2 t 1 t 3 t cd u A B e t E 图2 7 规则采样I法和规则采样II法 为了减小误差 可对采样时刻作另外的选择 这就是图2 7右边所示的规则采 样II法 图中仍在三角载波的固定时刻找到正弦调制波上的采样电压值 但所取的 不是三角载波的正峰值 而是其负峰值 得图中E点 采样电压为 在三角载波 ce u 上由水平线截得A B两点 从而确定了脉宽时间 由于A B两点坐落在正 ce u 弦调制波的两侧 因此 减少了脉宽生成误差 所得的SPWM波形也就更准确了 18 由图可以看出 规则采样法的实质是用阶梯波代替正弦波 从而简化了算法 只要载波比足够大 不同的阶梯波都很逼近正弦波 所造成的误差就可以忽略不计 了 在规则采样法中 三角载波每个周期的采样时刻都是确定的 都在正峰值或负 峰值处 不必作图就可计算出相应时刻的正弦波值 因而脉宽时间和间歇时间可以 很容易计算出来 由图可推得规则采样法II的计算公式 脉宽时间 sin1 2 12c c tM T t 邵阳学院毕业设计 论文 15 2 17 间隙时间 2 18 2 1 231 tTtt c 若变频调速系统用于三相异步电动机调速还应形成三相的SPWM波形 即使 三相正弦调制波在时间上互差 而三角载波是共用的 这样就可在同一个三角 32 载波周期内获得图2 8中所示的三相SPWM脉冲波形 1a t 2a t 3a t 1b t 3b t 2b t 1c t 2c t 3c t c T A B C A B C t t t 图2 8 三相SPWM波形 在上图中 每相的脉宽时间 和都可用公式 2 17 计算 即 2a t 2b t 2c t 2 19 sin1 2 12e c a tM T t 2 20 120sin1 2 12 e c b tM T t 2 21 240sin1 2 12 e c c tM T t 三相脉宽时间的总和为 ccba Tttt 2 3 222 三相间歇时间总和为 ccbaccbacba TtttTtttttt 2 3 3 222333121 微机控制的交直交变频调速系统设计 16 在数字控制中用计算机实时产生SPWM波形就是基于上述的采样原理和计算 公式 一般可以离线先在通用计算机上算出相应的脉宽后写入EPROM 然后由 2 t 调速系统的微机通过查表和加减运算求出各相脉宽时间和间歇时间 称为查表法 也可以在内存中存储正弦函数和值 控制时先取出正弦值与调速系统所需的调2 c T 制度m做乘法运算 再根据给定的载波频率取出对应的值 与 做2 c T e tM 1 sin 乘法运算 然后运用加 减 移位既可算出脉宽时间和间歇时间和 即实时 2 t 1 t 3 t 计算法 按查表法或实时计算法所得的脉冲数据都送入定时器 利用定时中断向接口电 路送出相应的高 低电平 以实时产生SPWM波形的一系列脉冲 对于开环控制 系统 在某一给定转速下某调制度m与频率都有确定值 所以宜采用查表法 1 对于闭环控制的调速系统 在系统运行中调制度m值须随时被调节 所以用实时计 算法更为适宜 本系统为开环控制系统因此采用查表法 19 22 2 3 4 SPWM的基波电压分析 在异步电动机的变频调速系统中 电机接受逆变器的输出电压运行 对于电机 而言 有用的是基波电压 因此希望SPWM波形中基波的含量越大越好 将 SPWM的脉冲序列按傅立叶级数展开 由于各相电压的正 负半波及其左右对称 所以它是一个奇次正弦波的周期函数 各脉冲序列的幅值为 宽度不同 但中2 d U 心距相同 都等于 其中n为正弦波半个周期内的脉冲数 如图2 9所示 n 1 2 i 1 2 i t 1 2 d U n tUm 1 sin U 图2 9 SPWM电压输出波形 电压u t 的级数展开式为 1 3 5 2 22 tkUtu km1 sin k 邵阳学院毕业设计 论文 17 其中 要把n个矩形脉冲所代表的u t 代入上式 必须 sin 2 1 0 1 ttdktuUkm 先求得每个脉冲的起始与终止相位角 对于图2 9的SPWM电压来说 第i个脉冲中心点的相位为 2 23 n i n i n i 2 12 2 1 第i个脉冲的初始相位为 2 24 iii n i 2 1 2 12 2 1 其终止角为 2 25 iii n i 2 1 2 12 2 1 SPWM波形等效的正弦波为 根据面积相效的原则 有tUtu m1 sin 2 26 1 sin 2 sin2 2 n U U m d i 当n值较大时 得 nn2 2 sin 2 27 1 sin 2 d m i U U 将式 2 22 代入式 2 27 中 得 2 28 sin 2 2 11 1 2 1 2 1 1 1 tdk U U n i d km i i 2 1 cos 2 1 cos 2 2 11 1 ii n i d kk k U 2 sin sin 2 1 1 n i id k k k U 2 sin 2 12 sin 2 1 n i id k n ki k U 所以 2 29 tk k n ki k U tu k n i d 1 11 1 sin 2 sin 2 12 sin 2 当半个周期内的脉冲数n不太少 各脉冲的宽度 都不太大时 可以近似的 i 认为 由此可见 基波电压幅值与各项脉宽 有直接关系 调22sin ii m U1 i 微机控制的交直交变频调速系统设计 18 节参考信号的幅值就可以改变各个脉冲的宽度 从而实现对逆变器输出电压基波幅 值的平滑调节 当k 1时 由式 2 28 得 2 30 2 2 12 sin 2 1 1 i n i d m n iU U 将式 2 27 代入上式中 得 2 31 2 12 sin 2 12 sin 2 1 1 n i U U n iU U d m n i d m 2 12 sin 2 1 2 n i n U n i m 12 cos1 2 12 1 n i n U n i m 12 cos 1 1 1 n i n U n i m 除n 1以外 有限项三角级数 而n 1是没有意义的 因此由上式得 这证明SPWM逆变器输出脉冲序列的基波电压正是调制时所要求的等 mm UU 1 效正弦波 根据脉宽调制的特点 逆变器主电路的功率开关器件在其输出电压半周 内要开关n次 把期望的正弦波分段越多 则n越大 脉冲序列的脉宽越小 i SPWM的基波更接近期望的正弦波 但是 由于功率开关器件的开关能力有限 应有N 2n 为了使逆变器的输出波形尽量接近正弦波 减小谐波幅值 应尽量增 大载波比 但是 提高载波的频率要受逆变开关管的最高开关频率限制 载波比N 的限制条件是要小于或等于和关频率功率开关器件的允许开 率之比 最高的正弦调制信号频 2 3 5 SPWM谐波分析 SPWM逆变器虽然以输出波形接近正弦波为目的 但其输出电压中仍然存在着 谐波分量 2 d U tud 2 1 2 12 m m2 t 2 d U 0 图2 10 双极式SPWM逆变器输出电压波形 以双极式SPWM逆变器为例分析谐波情况 采用对称规则采样II法 图2 10 为其一个周期内输出电压波形 这是一组正负相间的等幅不等宽的脉冲波 它不仅 邵阳学院毕业设计 论文 19 半个周期对称 而且1 4周期对纵轴也是对称 设在半个周期中有m个脉冲波 可 写出其输出电压的傅氏表达式 2 32 tkUtu k km 1 1 sin 式中 2 33 sin 2 11 0 ttdktuU dkm 对图中的可看作是一个幅值为的矩形波加上一个幅值为的负脉冲列 tud2 d U d U 半周内该脉冲列的起点和终点分别是 考虑到逆变器 1 2 3 12 m m2 输出波形在1 4周期处有纵轴对称性 推导可得 2 34 cos 1 21 2 1 i i m i d km k k U U 在给定的条件下可以利用上式进行输出波形的谐波分析 表示脉冲的起始与终 i i 止时刻 从脉冲的形成原理可知与载波比N及调制深度m等有密切关系 i 产生谐波的主要原因是 1 对SPWM波形的生成当采用规则采样法或专用集成电路器件 并不能保 证脉宽调制序列波的波形面积与各段正弦波面积完全相等 2 在实现控制时 为了防止逆变器同一桥臂上 下两器件的同时导通而导致 直流侧短路 当同一桥臂内上 下两器件作互补工作时 要设置一个导通时滞环节 时滞的出现不可避免的造成逆变器输出的SPWM波形有所失真 从理论上说 SPWM变压变频器与常规交 直 交变压变频器在谐波分析上有 其相似之处 他们都不存在偶次谐波与3的倍数次谐波 SPWM变压变频器在其 载波频率及其倍数的频带附近 即在开关频率倍数附近的谐波较多 而载波比数值 以下次数的谐波则基本上可以得到充分的抑制 SPWM变压变频器输出中所具有 的谐波次数k可以表示为 2 35 mPNk 式中 N为载波比 P m都为正整数 由于逆变器输出中不存在偶数次谐波 所以P与m不能同时为偶数 又因为 3的倍数次电流不能流入三相电机 而N往往是3的倍数 所以m也不能取为 3 故P与m的选取应使k不为偶数也不为3的倍数 同时他们也只能是较小的整 数 因为过高次数的谐波对电机的影响是很小的 按此在图2 11中给出了与载波比N 2N 3N频段有关的谐波大小 0 4 1 0 0 2 0 6 0 8 0 60 20 40 81 0 0 1 k 22 Nk 2 Nk 23 Nk mkm UU 1 M 微机控制的交直交变频调速系统设计 20 图2 11 SPWM变压变频器谐波分量与调制度m的关系 图中纵坐标表示了谐波电压幅值与基波电压幅值的比值 横坐标是调制深度 m 图中给出了与上述频段有关系的各次谐波大小与m的关系曲线 曲线表明 几 乎在m从0 0 9的范围内2N 2次谐波始终是主要的谐波 而N 2次谐波很小 例如 当N 9时 主谐波为17次与19次 而7次与11次谐波的影响很小 从 图中还可以看到 当m 0 9时 N 2次谐波却成为主要的了 时滞也称死区 死区形成的偏差电压使SPWM变压变频器实际输出的基波电 压在相位和大小上与理想输出的基波有所不同 死区越大 对变压变频器基波输出 的影响越大 随着变压变频器输出频率的降低 死区的影响越来越大 对理想的 SPWM变压变频器 其输出电压几乎不存在低次谐波 只存在与载波比有关的谐 波 但由死区形成的偏差电压带来一系列的谐波电压分量 引起输出电压波形的畸 变 并导致电机电磁转矩脉动量的增加 23 24 2 4本章小结 本章介绍了交流调速的三种基本方法即变极对数调速 变转差率调速和变频调 速 并分析了各自的特点可以看到变频调速有着突出的优点 这也是本文的主题 在第二节中 深入详细的探讨了异步电机变频调速的各种控制方式 一般考虑基频 以下和基频以上两种情况 在基频以下分两种控制方式中 常数这种方式比较 11 fU 容易实现 电压和频率是异步电动机调速系统的两个独立的控制变量 在变频 1 U 1 f 控制时须同时对这两个变量进行协调控制 因此本文采用此法 本文的逆变部分是 用SPWM控制功率器件的 在本章第三节详细介绍了SPWM波的产生 控制及 对基波电压和谐波电压进行了分析 本章的主要目的是为后面的系统设计做一个理 论基础 接下来第三章将介绍系统的电路 邵阳学院毕业设计 论文 21 3 系统硬件设计 3 1 系统构成 给定 频率 显示驱动 光耦 电流检测 保护电路 电压检测 键盘 给定启动 时间 数码 管 光耦 IPM 74LS373 2864A 87C196MC M 3 3 图3 1 系统硬件框图 变频调速系统主要由以下几个环节构成 1 主电路 本设计的SPWM变频调速系统是一种交 直 交结构 主电路由不可控三相桥 式整流器 智能功率模块IPM和中间直流环节等三部分组成 其中三相桥式不可 控整流电路完成从交流到直流的整流 IPM则是完成从直流到交流的逆变 对于电 压源型变频器而言 其中间直流环节采用大电容C进行滤波和中间储能 由IPM 送出的可变频率的交流电供给电动机以达到调速的目的 2 控制电路 控制电路主要由87C196MC及其一些外围设备如 显示 键盘等构成 它主 要用来接受外来信号 发出控制命令和正弦波形 3 IGBT智能功率模块 IPM 它是把驱动电路 保护电路 功率开关电路集成于一体的大规模集成模块 4 保护电路 本系统采用比较完备的检测 保护措施 为了保护动作的快速性和实时监测性 微机控制的交直交变频调速系统设计 22 采用了硬件电路加软件子程序的监控方式 故障发生时硬件电路将立即产生信号关 闭波形发生器并在中断子程序中进行保护设置 并使程序回到初始状态 3 2 主电路的选定 3 2 1 采用IGBT单管 主电路由AC DC整流电路和IGBT逆变电路构成 它是本系统的功率驱动单 整流环节 中间滤波环节和逆变环节构成 D1D3D5 D4D6D2 C1 C2 VT1 VD1 VT4 VD4 VT3 VD3 VT6 VT5 VT2 VD5 VD2VD6 U V W N M 3 3 图3 2 主电路图 由图我们可以看出这种电路采用的是IGBT单管 开环时还需使用驱动器驱动 IGBT单管 在实验过程中 由于这种驱动电路如果某个元件性能不稳定 极可能 直接影响驱动效果 而且IGBT本身没有保护功能 因此我们还必须根据系统可能 出现的各种故障 如 过流 短路 欠压 过热等设置相应的保护措施 因此系统 设计起来比较复杂而且不稳定 因此本设计不采用 25 27 3 2 2 采用IPM模块 系统的主电路由不可控三相桥式整流器 智能功率模块IPM和中间直流环节 等三部分组成 系统采用交 直 交结构 即三相电源经不可控整流桥整流成直流电 再经IPM逆变模块进行逆变成三相交流电供电动机使用 对于电压源型变频器而 言 其中间直流环节采用大电容C进行滤波和中间储能 二极管整流虽然是全波整流电路 但由于整流桥输出端接滤波电容 只有当交 流电压超过电容电压时 整流电路才进行充电 往往在交流电压的峰值处才进行充 电 交流电压小于电容电压时 电流为零 这将导致在电网产生谐波 为了抑制谐 波 通常在电网和变频器之间加一个进线电抗器 m L 由于电容量很大 合闸突加电压时 电容器相当于短路 将产生很大的充电电 邵阳学院毕业设计 论文 23 流 损坏整流二极管 为了限制充电电流 采用电感和延时二极管组成的预充电电 路对电容C进行充电 由于二极管整流的电压源型SPWM变频调速系统不能再生制动 对于小容量 的通用变频器一般都用电阻吸收制动能量 制动时 变频器整流桥处于整流状态 逆变器也处于整流状态 此时异步电动机进入发电状态 整流桥和逆变器都向电容 充电 当中间直流电压 泵升电压 升高到一定值时 通过开关器件接通 0 C b VT 2 R 将电动机的动能消耗于电阻上 存储系统设定控制参数 故障信息等 选用I2C 2 R 串行总线2864A的E2PROM R2 RP 20 C0 C2 IPM M 3 U V W D0 L1L2 R1 1M CD7 VD1VD3VD5 VD4VD6VD2 图3 3 系统主电路 可以看出采用IPM模块后 电路设计变的简单 因为IPM结构紧凑 集驱动 器 保护电路主电路于一体封装在一个小模块内 安装十分方便 而且有多种保护 功能 如过流保护 短路保护 过热保护 控制电压欠压保护 使模块可靠性大大 提高 因此本设计采用IPM模块来完成逆变 3 3 元器件的选择 本设计规定的电动机参数 Y 接kWPN45 VUN380 AIN86 90 0 85 0 cos 5 2 m 法 变频范围 0 50 控制精度 S 0 01 因此在此基础上选 2 4 2mkg 惯量Hz 定元器件 3 3 1 三相整流桥 整流桥输入侧相电压为 直流侧电压值可估算如下 电动VUU d 19234 2 2 机效率为 则电动机的输入功率 取逆变器效率90 0 kWP5090 0 1045 3 1 微机控制的交直交变频调速系统设计 24 为0 95 那么直流侧的功率为 那么可以推算出直流侧电流kWPPd6 5295 0 1 取3倍裕量 则整流器输出电流应达到350 87A A 117450 6 52 dd UPI 整流二极管最高反压为 取2倍裕量 则二极管耐压值应达VUURM4706 2 到940V 基于上述数据 选用整流模块ZP400作为整流器 其最大输出电流为400A 反向重复峰值电压为100 2000V 3 3 2 LC滤波 取 其耐压应大于470V 选择两只2200 耐压在500V以FC 4400 0 F 上的电容器并联使用 滤波电感在这里主要用来限制电流脉动 PWM变频调速系 统不存在电流不连续问题 和短路电流上升率 按照晶闸管三相桥式整流电路限制 电流脉动的电感量算式 3 1 did dm m IS U f UU L 2 3 2 2 10 3 0 8 10 2 3 14 300 192 10 116 96 7mHmH 取Si 10 基于上述数据 选择一台电感量为7mH的电抗器 3 3 3 直流侧阻容吸收电路 按照晶闸管三相桥式整流电路直流侧阻容吸收电路参数算式进行估算 3 2 l cd fU I I KC 2 2 02 2 100 2 02 2 2 100 i I U KR l Rd 三相桥式整流 370000 cd K31 0 Rd K5 6 02 I d II816 0 2 所以 3 3 FFC 234 45 192350 96 116816 0 100 5 6 370000 2 3 4 3 9 96 116816 0 100 5 6 1923 31 0 2 R 的额定功率取为2W 选择200 210CZJ系列纸介电容 选择RJ系 2 R 2 CF 2 R 列金属模电阻 选用2CP1G 2 VD 邵阳学院毕业设计 论文 25 3 3 4 IPM智能功率模块 智能功率模块IPM Intelligent Power Modules 已经被广泛应用在变频器 数控机库 工业机器人等电能转换设备中 带有IGBT驱动电路和自诊断 保护功 能完善的IPM的使用 使得电能转换设备体积更小 更可靠 更具智能化 本