（通信与信息系统专业论文）高速突发通信的全数字解调器设计与实现.pdf

硕：| = 论文高速突发通信的伞数字解调器设计与实现 摘要 g m s k 是一种典型的连续相位调制方式，具有带外抑制性能好、恒定包络、抗干扰 性能好等突出特点，可有效降低邻道干扰，提高非线性功率放大器的效率，在移动通信、 卫星通信、通用雷达宽带数据传输等领域中得到了广泛应用。因此，开展基于f p g a 的 全数字g m s k 调制解调器设计与实现研究具有重要的意义。 本文首先介绍了数字调制解调技术的现状，对g m s k 调制解调技术的发展和硬件 平台进行了详细说明。然后分析了g m s k 调制系统的基本原理及系统组成，主要包括 高斯滤波器、相位成型，以及g m s k 解调的几个重要组成部分，比如数字下变频、突 发检测、载波同步和位同步等。在此基础上，利用m a t l a b 仿真了g m s k 调制解调系 统的各个模块，比较了两种突发检测算法的优缺点，分析了三类开环载波频偏估计算法 的性能，提出了一种基于数字平方滤波算法的开环位同步。利用c a d e n c e 完成了硬件平 台的设计，包括原理图、p c b 设计以及调试。最后选择了一种适合于实际应用的方案， 利用f p g a 实现了符号速率为1 0 m s p s 的突发通信调制解调系统，给出仿真结果及实现 结果，测试了该系统的功能和性能，测试结果验证了设计的正确性和可行性。 关键字：g m s k ，- n n 解调，f p g a ，突发检测，同步 硕e 论文 a b s t r a c t g m s k ，at y p i c a lc o n t i n o n o u sp h a s em o d u l a t i o n , h a st h ev i r t u eo fg o o dp e r f o r m a n c eo f o u t - o f - b a n ds u p p r e s s i o n , c o n s t a n te n v e l o p e ，e x c e l l e n ta n t i - j a m m i n g i tc a nc u td o w nt h e i n t e r f e r e n c eo fa d j a c e n tc h a n n e le f f e c t i v e l ya n de n h a n c et h ee f f i c i e n c yo fn o n l i n e a rp o w e r a m p l i f i e r i t sw i d e l yu s e di na r e a so fm o b i l ec o m m u n i c a t i o n , s a t e l l i t ec o m m u n i c a t i o na n d b r o a d b a n dd a t at r a n s m i s s i o no fv e r s a t i l er a d a r t h e r e f o r e ，d e v e l o p i n gt h er e s e a r c ho f a l l - d i g i t a lg m s k m o d u l a t i o na n dd e m o d u l a t i o nb a s e do nf p g ai so fi m p o r t a n ts i g n i f i c a n c e f i r s t l y , t h i s d i s s e r t a t i o ni n t r o d u c e st h ep r e s e n ts i t u a t i o no fd i g i t a lm o d u l m i o na n d d e m o d u l a t i o nt e c h n o l o g y ，m a l u l yad e t a i l e dd e s c r i p t i o no ft h ed e v e l o p m e n ta n dh a r d w a r e p l a t f o r mo fg m s k t h e n ，t h ea r t i c l ea n a l y z e st h eb a s i cp r i n c i p l ea n dc o m p o s i t i o no fg m s k s y s t e m ，m a i n l yg a u s s i a nf i l t e r , p h a s es h a p ea n ds o m ei m p o r t a n tp a r t so fd e m o d u l a t i o n i n c l u d e d ，s u c ha sd i g i t a l d o w nc o n v e r t , b u r s td e t e c t , c a r r i e rs y n c h r o n i z a t i o n ，s y m b o l s y n c h r o n i z a t i o na n ds oo n b a s e do nt h i s ，s i m u l a t i o n sa r et a k e nt ov e r i f yt h ep e r f o r m a n c eo f e v e r ym o d u l eb ym a t l a b a d v a n t a g e sa n dd i s a d v a n t a g e so ft w ob u r s t d e t e c ta l g o r i t h m sa r e c o m p a r e d p e r f o r m a n c eo ft h r e ek i n d so fa l g o r i t h m so fo p e n - l o o pc a r r i e rf r e q u e n c yo f f s e t e s t i m a t i o na r ea n a l y z e d a nf e e d - f o r w a r ds y m b o ls y c h r o n i z a t i o nb a s e do nd i g i t a la n ds q u a r e f i l t e ra l g o r i t h mi sp r o p o s e d n e x t , i ta c c o m p l i s h e st h ed e s i g no ft h eh a r d w a r ep l a t f o r mb y c a d e n c e ，i n c l u d i n gb o t hs c h e m a t i c ，p c bd e s i g na n d b o a r dt e s t f i n a l l y , as c h e m ew h i c hi sf i t f o rp r a c t i c a la p p l i c a t i o ni s p r o p o s e d am o d u l a t i o na n dd e m o d u l a t i o ns y s t e mf o rb u r s t c o m m u n i c a t i o nw i t h10 m b p ss y m b o lr a t ei sr e a l i z e db yf p g a t h ep e r f o r m a n c eo ft h e d e s i g n e ds y s t e mi st e s t e da n dt h es i m u l a t i o na n dr e a l i z a t i o n r e s u l t sa r eb o t hg i v e d i ti s p r o v e dt h a tt h es y s t e md e s i g n e di sc o r r e c t e da n dc o u l dp u t t op r a t i c a ll l s e k e yw o r d ：g m s k ，m o d u l a t i o na n dd e m o d u l a t i o n ，f p g a ，b u r s td e t e c t , s y c h r o n i z a t i o n 硕士论文高速突发通信的伞数宁解调器设计与实现 1 绪论 1 1 研究背景 近年来，软件无线电作为解决通信体制兼容性问题的重要方法受到越来越多的关 注，应用也越来越广泛。它的中心思想是利用开放的、标准化的通用硬件平台构造系统， 通过软件实现尽可能多的无线电功能，比如通信的数据格式、接口协议、调制解调方式 等【l 】。以此为基础，通过更新软件的方式升级和扩展系统功能，体现了无线通信体系的 高灵活性和开放性等。高效高性能的调制解调技术作为通信体系中的关键技术，其软件 化的程度是软件无线电的重要环节i 引。 目前，很多通信系统的工作状态都是连续的。只要收发系统一建立，信号就连续不 断地发生。这类系统对于接收端信号的捕获时间和响应时间没有非常严格的要求。但是， 在各类多址接入系统中，发射信号却是间断发生，甚至是突然发生的。突发模式的接入 方式越来越广泛地被采用。比如，地面蜂窝移动通信要求在信道允许的条件下完成突发 包的传送，其突发包是由用户的短消息、语音编码包以及其它非实时数据构成且长度不 等。微蜂窝个人移动掌上电脑，要求能够在移动的环境中实时地传送长度为几十到2 5 6 字节的短突发i p 包。在t d m a 卫星通信系统中，突发包长一般在几百到几千字节之间， 并且要求接收机在数百个传输符号内能够完成同步1 4 j 。美国o b r a c o m 公司的基于小卫星 星座技术的小卫星系统，其实现地面用户与星座之间的扩频c d m a 突发模式传输是该 系统的关键技术之一【5 j 。此外，由于未来的后3 g 以及4 g 蜂窝移动通信系统必须支持基 于i p v 6 核心网的互联互通，以及极大可能的采用时分双工t d d 模式，所以其物理层必 然需要支持突发模式传输1 6 j 。 美国自上世纪5 0 年代起就开始研究战术数据链。其l i n k 1 6 数据链路系统流量 1 0 m b p s ，调制方式采用最小频移键控，在航空母舰、核动力潜艇、爱国者战区高空防 御系统中都装备了此链路。7 0 年代诞生的通用宽带数据链c d l 前向链路数据传输速率 为2 0 0 k b p s ，反向链路数据传输速率为1 0 7 m b p s 、1 3 7 m b p s 、2 7 4 m b p s l 5 训。所谓的雷达 通用数据链就是以雷达系统作为平台实现高速数据传输的链路。2 0 0 5 年，美国以战术数 据链作为基础，针对机载有源相控阵雷达提出了这一新的概念，目前前期演示工作已经 在f 2 2 战机上取得成功。2 0 0 7 年6 月份诺斯罗普格鲁曼公司在巴尔的摩电子系统部的 一次实验结果证明，合成孔径雷达图像和视频数据流通过诺斯罗普格鲁曼公司的试验飞 机b a c l 1 1 的a e s a 雷达能够以高达2 7 4 m b p s 的数据率传送到l 一3 通信公司的地面站， 实现远距离、大容量、高速度的双向数据通信，而且不影响雷达的正常工作【5 5 。 宽带数据接收机作为通用雷达系统的重要组成部分，受到了越来越多的关注，产品 也越来越多。美国d r t 公司的w p m 2 数字接收机，在码片速率为4 3 7 5 m b p s 时可以配 1 l 绪论 硕一l ：论文 置成两个独立的宽带数字通道【5 3 1 。美国空军实验室采用i c 技术实现了采样速率为 2 5 g s p s ，带宽为1 g h z 的电子战数字接收机，能够同时接收两路间隔大于1 0 m h z 的信 号嗣。澳大利亚的r a d i x o n 集团公司于2 0 1 0 年推出高性能的w r g 3 一d d c 系列宽带 软件接收机，包括频率范围在5 0 m h z 以下的短波系列接收机和最高到3 5 g h z 的宽频段 接收机【5 7 1 。高速突发通信的全数字解调器有着广阔的应用前景。 1 2 数字调制解调技术的发展现状 近十年来，数字通信技术凭借其自身的内在优势，得到了迅速而且有力的发展。数 字化已成为信息社会发展的主要趋势。纵观数字通信技术的发展过程，现代调制解调技 术主要有两种发展趋势：( 1 ) 调制解调器的全数字实现。调制解调器的全数字化具有良好 的经济效益，提高了发射机和接收机的兼容性、稳定性和可重复性。( 2 ) 采用有效的调制 技术，用尽可能小的传输功率和传输带宽获得一个预定的差错概率和传输速率。全数字 调制解调技术的侧重点在于中频之后的信号处理，它面对的通常是一路独立的已调信 号，主要目的是恢复出最终的调制信息。 传统的数字接收机具有两大问题：一是高效传输方式下锁相环设计困难；一是需将 信号反馈到模拟部分进行控制。2 0 世纪8 0 年代中后期，全数字接收机的概念被提出。 所谓全数字接收机即指载波同步中不含有向模拟前端进行反馈的控制信号。与传统的数 字接收机不同，全数字接收机解调用的本地参考载波和采样时钟只受本地晶振的影响， 克服了上述两大问题【_ 7 1 。接收机中的其它关键技术，比如载波相位误差和位时钟误差的 消除，符号的判决，最佳采样点值的估计等，都由a d 采样后的d s p 器件完成，有利 于提高接收机的数字化和集成化程度。 收集的资料显示，德国学者h m y e r 等人提出和设计了第一个全数字接收机系统， 并将其实现【1 7 】。他们利用了极大似然准则，将接收信号的载波频率和相位偏差、位时钟 的相位偏移误差和数据符号序列等参数联合估计和检测。现在看来，m y e r 等人提出的 全数字接收机结构过于庞大和复杂，没有太大的实用价值，而且主要强调的是直接估计 的思想，并没有深入的分析异步采样给接收机带来的重要影响。不过它在理论和实践上 迈出了探索全数字接收机领域的第一步【8 】。随后，全数字接收机领域的探索研究逐渐开 展起来，并迅速得到各国学者的广泛关注。1 9 9 3 年前后f m g a r d n e r 【删和j a r m s t r o n g 。7 0 】 等学者详细阐述了异步采样对全数字接收机的影响，指出在异步采样条件下，本地采样 时钟与发送端的符号发送时钟是相互独立、不相关的，通过内插的方法，利用采样得到 的信号样值内插出最佳采样估值，才能够使得接收码流与传输码流一致。也就是说，通 过内插实现位同步时钟的调整，以及最佳采样点的估值。此时，全数字接收机的体系结 构与传统接收机的体系结构具有明显的差异。利用内插滤波器估计信号的最佳采样点可 以降低信号的采样速率，提高可实现性，插值滤波器的设计和控制成为实现全数字接收 2 硕一l ：论文高速突发通信的伞数解调器设计与实现 机的一个关键问题。此后，许多学者对该问题进行了广泛的研究，特别是基于块处理和 内插重采样的定时同步技术引起广泛关注，取得了许多重要的成果。 硬件方面来看，高度数字化和集成化是调制解调在硬件实现上的一种发展趋势。近 2 0 年来，随着超大规模集成电路技术和制作工艺的不断进步，数字集成电路的复杂度和 功能得到了迅速发展。以专用集成电路( a s i c ) 、现场可编程门阵y i j ( f e g a ) 和数字信号 处理器( d s p ) 为核心的集成电路己经在很多行业中得到大规模的应用。随着技术和工艺 的进步，实现复杂的调制解调算法变得越来越具有可行性。 数字调制方式主要有无记忆的a s k ，p s k ，f s k 以及有记忆性的c p m ，如m s k 、 g m s k 等。而g m s k 凭借自身的优点，已被广泛应用于军用电台、g p r s 系统、g s m 系统以及卫星通信等领域。最具代表性的就是美军在联合战术信息分发系统( j t i d s ) 上使用的战术数据链l i n k l 6 ，其主要工作方式就是“扩频+ g m s k 调制+ t d m a ”，其凭借 优良的性能而成为一种标准模式被广泛采纳【9 j 。此战术数据链是美国国防部及海、陆、 空三军指挥作战、控制以及情报搜集的主要手段【1 。国内对于g m s k 调制方式的应用 也很多，比如超短波跳频电台、数据链系统等。 数字解调方式分为相干解调和非相干解调。高斯信道中，对g m s k 的相干解调加 维特比检测( v d ) 的方法是最优的【6 2 1 ，但在衰落信道中，相干解调的性能严重下降。 g m s k 信号的非相干解调有限幅鉴频检测和差分相位检测。基于非相干解调的v d 算法 要比带反馈的非相干检测性能好，尤其是在高斯滤波器带宽较窄时1 6 1 j 。文献【6 3 】提出了 一种带反馈的差分解调方法，有效的改善了误码平层，减少了码间干扰。文献【6 4 推导 了g m s k 信号在高斯信道和莱斯信道中差分解调的性能，包括带反馈的和不带反馈的 形式。 同步是数字通信中最关键的环节之一，同步系统性能的好坏很大程度上决定了通信 系统能否正常工作。同步主要包括载波同步和符号定时同步。数据辅助的同步系统以牺 牲信号带宽为代价，反馈结构的同步系统捕获时间长，而且存在“h a n gu p ”现象l l3 。因此 在短突发的通信系统中，非数据辅助的前向结构同步系统得到广泛的应用。对于非数据 辅助的前向结构载波频率估计方法，r i f e 最早提出了基于周期图最大化的频率估计算法 【5 引，该算法估计精度高、抗噪声能力强，但计算量大；f i t z 等人提出了基于自相关函数 的估计算法【2 4 1 ，由于需要计算接收信号的自相关函数，计算量依然较大，而且捕获范围 小，频偏较大时存在相位折叠问题；j i a n g 提出一种差分前向频偏估计算法【59 。，该算法 实现复杂度低、计算量小，但也存在相位模糊问题。针对此问题，k a y 算法【2 6 j 作了相位 展开，扩大了频偏的捕获范围，但估计精度降低，易受噪声影响；文献 6 0 】提出了基于 循环平稳的定时和频偏联合估计算法，该算法对单载波的频偏估计具有较好的性能。从 众多学者的研究中不难发现，估计精度和估计范围是一对矛盾体，估计精度的提高意味 着估计范围的减小。这对矛盾也激励着载波频偏估计的研究。 l 绪论 硕i ：论文 经典的非数据辅助的前向结构定时误差估计算法是最大似然前向估计算法，比如 a v n 算法【删、o & m 算法【17 1 、p l n 算澍6 6 1 和a l o n g 算法【6 7 1 ，此类方法所需数据量较 大。l e e 算、法【6 8 】每个符号只需两个采样点，但是l e e 算法是有偏估计。针对以上问题， w a n g 提出了改进算法【6 9 】。z h e n g 提出了一种基于平均功率的定时估计算法【6 5 1 ，算法简 单，易于实现，但每个符号需多个采样点。寻找适合于低信噪比和短突发信号情况的定 时误差估计成为当前研究的主要方向之一。 1 3 本文主要工作及内容安排 本文针对高速突发通信的全数字调制解调器设计与实现，开展了g m s k 调制解调 原理的研究，完成了调制解调器的m a t l a b 仿真、硬件平台设计以及f p g a 实现。主 要工作包括： 1 、完成了硬件平台的原理图设计，p c b 布局布线以及电路板的调试。根据系统的 指标要求，设计了硬件系统的解决方案，选择合适的元器件，设计硬件原理图，最后按 照p c b 设计的原则完成布局布线工作。 2 、完成了高速突发通信的全数字调制器的m a t l a b 仿真，对g m s k 调制器进行 设计并予以实现。调制器主要包括组帧、加扰、高斯滤波、相位成型及中频调制等模块。 3 、研究了两类不同的突发检测算法，即能量检测法和伪码相关检测法，比较分析 了二者的检测性能，并针对所研究的应用背景选择合适的方法予以实现。 4 、研究了三类不同的载波频率同步算法：基于自相关函数的方法、基于f f t 的方 法以及延时相乘法。结合g m s k 差分非相干解调的特点，选择合适的载波频率估计算 法予以实现。 5 、研究了平方滤波定时估计算法，并结合一阶卡尔曼滤波器的原理，设计了开环 结构的位同步算法，分析了该算法的性能，给出仿真结果，并予以实现。 本文的主要内容包括： 第1 章介绍了本课题的研究背景，以及全数字调制解调器的发展现状。 第2 章主要介绍了m s k 及g m s k 调制解调的基本原理及系统组成。 第3 章主要介绍了高速突发通信中全数字g m s k 调制解调器的设计以及整个系统 的m a t l a b 仿真。 第4 章详细介绍了高速数字调制解调器硬件平台的方案设计，包括器件介绍和选择、 原理图设计及p c b 布局布线。 第5 章详细介绍了高速突发通信中全数字g m s k 调制解调器的f p g a 实现，并给 出系统测试结果。 第6 章总结本文所做的工作，并指出工作中的不足。 4 硕上论文高速突发通信的伞数字解调器设计与实现 2g m s k 调制解调原理 与模拟调制解调技术相比，数字调制解调技术可靠性更高，抗干扰性能更好。数字 调制解调技术的发展也使得在限定的带宽中传输宽带数据成为了可能。本章主要介绍 m s k 和g m s k 的基本原理，提供数字调制解调系统设计和实现的理论与算法基础。 2 1m s k 调制原理 最小频移键控( m i n i m u mf r e q u e n c ys h i f tk e y i n g ，m s k ) 是包络恒定的连续相位调 制。其表达式如下【3 】 y m s k ( t ) = c o s ( o 。t + 钆f + 巾女】，后死f ( k + 1 ) t b ，k = o ，1 ，2 ( 2 1 1 ) z 6 其中，b 。为原始输入数据，取值为l ；。为载波角频率；瓦为码元宽度；巾。是为保证 在，= 后瓦的位置相位连续而加入的相位常数。 由式( 2 1 1 ) ，当b k = + l 时，信号的频率为 以= 去曲。+ 务 ( 2 1 2 ) 当b 。= 一1 时，信号频率为 z = 去( 旷务 ( 2 1 3 ) 由此可得到频率间隔 埘= l 。一 。= 寺 h = 匀瓦= 0 5 相位常数巾。的选择应保证已调信号相位在码元转换时刻是连续的。 可推导得到以下的相位递归条件，也称为相位约束条件，即 小忆l + ( 札。也) 了k t r = k 巍乏巍 ( 2 1 4 ) 根据这一要求， 式( 2 1 5 ) 表明，m s k 信号在第k 个码元的相位常数不仅与当前的输入6 。有关， 而且与前一个输k b 。一及前一个相位常数巾有关。换言之，前后码元之间存在着相关 性。 由以上讨论可知，m s k 信号具有如下特点【4 9 】： ( 1 ) 已调信号的振幅是恒定的，即恒包络； ( 2 ) 信号的频率偏移严格地等于瓦4 ，相应的调制指数h = 0 5 ； ( 3 ) 以载波相位为基准的信号相位在一个码元周期内准确地线性变化兀2 ； ( 4 ) 在一个码元期间内，信号应包括四分之一载波周期的整数倍； 2g m s k 调制解调原理 硕士论文 ( 5 ) 在码元转换时刻信号的相位是连续的。 按照式( 2 1 1 ) 定义的m s k 信号，其功率谱密度为 s ) = 3 2 r r2 瓦( c o s z ( r e2 4 2 2 ) ) 2 ( 2 1 6 ) 式中，z 爿一。i 瓦。与2 p s k 信号的功率谱密度相比，m s k 信号的功率谱更加紧凑， 并且它的第一个零点是在0 7 5 t b 处，而2 p s k 的第一个零点出现在1 瓦处。这表明m s k 信号功率谱的主瓣所占的频带宽度比2 p s k 信号窄；在主瓣带宽之外，功率谱旁瓣的下 降也更为迅速。这说明m s k 信号的功率主要包含在主瓣之内。因此，m s k 信号比较适 合在窄带信道中传输，对邻道的干扰也较小。另外，由于占用的带宽窄，故使m s k 的 抗干扰性能要优于2 p s k ，这就是目前广泛采用m s k 调制的原因【l l 】。 m s k 调制信号的产生可采用正交法，其原理框图如图2 1 1 所示。原始序列通过差 分编码，再经过串并转换产生正交和同相支路。正交支路延时一个码元周期与c o s 兰f 2 2 j 相乘，同向之路与s i n 熹f ，最后经过中频调制即可得到m s k 调制信号。 2 2g m s k 调制原理 图2 1 1m s k 调制信号的产生 号 根据以上讨论，m s k 调制方式有两个突出优点：一是信号具有恒定的振幅；二是 信号的功率谱在主瓣以外衰减很快。然而，在一些通信场合，比如移动通信系统中，对 信号带外辐射功率的限制是十分严格的，比如必须衰减7 0 8 0 d b 以上。m s k 信号仍不 能满足如此苛刻的要求。高斯最小移频键控( g a u s s i a nm i n i m u mf r e q u e n c ys h i f tk e y i n g ， g m s k ) 方式就是针对上述要求提出来的。g m s k 又由于其包络恒定，在具有限幅特性 的c 类放大器构成的非线性信道中体现出比b p s k 和q p s k 相位调制更好的性能，因而 在无线通信领域得到了广泛应用，如g s m 系统、g p r s 系统、无线局域网、航空数据 链、卫星通信等。目前，g m s k 信号已经成为地面蜂窝移动通信系统的一种标准。 g m s k 是在m s k 调制器之前加入预调制高斯低通滤波器，如图2 2 1 所示。 6 硕士论文高速突发通信的全数解调器设计与实现 图2 2 1g m s k 调制原理框图 图2 2 1 中的预调制滤波器必须能满足下列要求【3 】： ( 1 ) 带宽窄，且是锐截止的，以抑制高频成分； ( 2 ) 具有较低的过冲脉冲响应，防止过量的瞬时频率偏移； ( 3 )能保持输出脉冲的面积不变，以便于相干检测。 m s k 信号的相位虽然连续但不平滑，因而带外辐射较高。为了有效抑制带外辐射， 预调制滤波器应该尽可能平滑已调信号的相位路径。高斯低通滤波器具有这样的功能， 其冲激响应为 吃( f ) = 尢仅e x p ( - r r 0 【t ) ( 2 2 1 ) 厂广 其中，仅2 、击玩，玩为高斯滤波器的3 d b 带宽。 设输入数据为不归零的矩形脉冲，宽度为瓦。可以证明，高斯预调制滤波器的矩形 脉冲响应为 酏，= 悼箍”争q c 箍”纠 泡2 式中，q ( t ) = 厂了 一丁巩。这里称色毛为归一化3 d b 带宽，是高斯滤波器的一个 重要参数。 设输入数据为6 。，则g m s k 信号的表达式为 s ( f ) = c 。s 。f + 鲁j ：! 。 6 。g ( r 一甩瓦一等) 】巩) ( 2 2 3 ) 式中，为载波角频率。 图2 2 2 示出了g m s k 信号的功率谱密度。由图可见，g m s k 信号的频谱随着毋瓦 值的减小变得紧凑。当玩瓦= 佃时，g m s k 信号成为m s k 信号。 3 毯 翻 蜜 骚 归一化频率 图2 2 2g m s k 信号功率谱密度 7 2g m s k 调制解调原理 硕+ 论文 需要指出的是，g m s k 信号频谱特性的改善是通过降低误比特性能换来的。高斯低 通滤波器的带宽越窄，输出功率谱就越紧凑，误比特率性能就越差。不过，当b b 瓦= 0 2 5 时，误比特率性能下降并不严重。 g m s k 调制的实现可以分为正交法和直接法。正交法的实现与m s k 类似，此类方 法实现相对复杂。直接法是用经过高斯滤波器的基带信号直接调控n c o 的输出频率， 使得输出信号的相位信息与高斯脉冲响应相关。这种实现方法简单，而且随着高速信号 处理器的发展，n c o 的输出频率稳定性越来越好，可以保证g m s k 信号的性能。因此， 本文采用直接法产生g m s k 调制信号，详细的介绍将在3 1 节给出。 2 3g m s k 中频全数字解调原理 g m s k 全数字解调器结构如图2 3 1 所示。射频前端处理后的g m s k 中频信号送入 a d 芯片采样，采样后的数据送入突发检测模块，检测到信号后产生信号起始脉冲，再 将有效数据输出给数字下变频，载波同步，位同步等模块，抽样判决，最后经差分解码、 解扰得到原始发送的基带码元序列。 图2 3 1g m s k 全数字解调器结构图 2 3 1 数字下变频 在通信系统中，为了易于信号发射以及实现信道复用，传输的信号频率很高，因而 信号的频率变换是通信系统研究的重要内容。根据频率变换前后的情况可以分为下变频 和上变频。在接收机中进行的是下变频。 d d c ，、 。入八 。 滤波抽取 i 7 k 7 、 - 频信号 c 。s ( 咄+ 屯( | i ) ) 基带 信号 处理 。人入o 7 k y 滤波抽取 s i n ( 。尼+ 屯( j i ) 芽 n c o 图2 3 2 数字下变频框图 数字下变频( d d c ) 的方法是将接收信号与本地振荡器产生的本振信号相乘，然后 通过低通滤波器获得变频后的基带信号。数字下变频的结构框图如图2 3 2 所示。d d c 8 硕士论文 高速突发通信的伞数字解调器设计与实现 包括数字混频器、数控振荡器( n c o ) 和低通滤波器模块。d d c 克服了模拟下变频中存在 的诸如i q 不平衡、混频器非线性和模拟振荡器频率稳定度、相位噪声等问题。 2 3 2 相干解调与非相干解调 g m s k 信号的解调可以分为相干解调和非相干解调。二者的差别在于是否需要恢复 载波相位，需要恢复载波相位的解调方式属于相干解调，反之，为非相干解调。相干解 调与维特比联合判决属于最佳判决。然而，在移动或是室内的无线通信中，由多径引起 的衰落将使相干解调的性能严重下降，误码率随之上升。此时，非相干解调更为合适。 一方面，非相干解调结构简单，易于实现；另一方面，非相干解调具有更低的误码门限， 而且不需要载波相位恢复。因此，本文重点研究非相干差分解调。 g m s k 信号的相干解调结构如图2 3 3 所示。a d 采样后的g m s k 中频信号同时与 两路正交的相干载波相乘，经过低通滤波器或匹配滤波器后，进行积分判决。实现相干 解调最关键的是载波恢复。 逻 辑 电 路 图2 3 3g m s k 相干解调结构 非相干解调的方法有很多，比如差分解调，鉴相法等。本文着重分析非相干差分解 调。差分解调的结构如图2 3 4 所示。将接收到的中频信号延时，并结合原信号进行解 调。差分解调又分为1 比特，2 比特，多比特差分解调。g m s k 常用1 比特，2 比特解 调。 g 图2 3 4 差分解调结构 g m s k 信号的l b i t 差分解调是在1 个信息码元内，根据相位的变化来判定发送的数 据，具有原理简单、实现简捷方便的特点。下面对l b i t 差分解调进行简要的推导。 g m s k 信号的信道噪声取高斯白噪声，噪声的等效低通形式为 n ( t ) = 刀c ( t ) e o s 2 r g e t + 巾0 ) 卜玎一( t ) s i n 2 n f i t + 巾o ) 】 ( 2 3 1 ) 考虑信号的能量e 和噪声n ( t ) ，g m s k 信号又可以表示为 厣i s ( t ) = 1 亏 c o s 2 r ( 。f + 巾( f ) 】+ 胛p ) = r ( t ) c o s 2 r c f 。，+ 巾p ) + t 1o ) ( 2 3 2 ) y 占 o 2g m s k 调制解调原理 硕 ：论文 式中，g ( t ) 为信号振幅大小，恒为正；1 1 ) 为噪声对信号相位的影响。接收信号经过一 个码元周期的延时和9 0 0 相移后与原信号相乘，经低通滤波器后得到 1 y o ) = 专r ( t ) r ( t t b ) s i n 2 7 c f j b + 巾( 瓦) 】 ( 2 3 3 ) 么 式中，h e ( t , ) - - 巾( t ) 一巾o 一瓦) + t l ( t ) 一n ( t 一瓦) 表示相位路径在1 个码元内的变化。 一般情况下，调制信号满足关系式疋= 七瓦，即载波频率为信息码元速率的整数倍。 忽略噪声产生的影响，上式变成 1 y ( f ) = r ( f ) 尺o t b ) s i n a 巾( t b ) 】 ( 2 3 4 ) z 上式中，r ( t ) r ( t 一瓦) 为正，所以y ( f ) 的正负完全由s i n a 巾( t b ) 】确定，因此可以考 虑利用y ( f ) 的正负表示解调所得的信息。s i n a q b ( k ) 】 二 一、厂一寸。一q 一。、广 o0 10 20 30 40 5o 6o 7o 80 91 n o r m a l i z e df r e q u e n c y ( 7 ct a d s a m p l e ) 图3 2 2 低通滤波器的频响特性 3 2 2 突发检测算法 2 3 5 小节介绍了突发检测的原理，这里仿真分析两种突发检测算法的性能，以确定 适合f p g a 实现的突发检测算法。 3 2 2 1 双滑动窗口能量检测法 根据双滑动窗口能量检测原理，给出其实现框图如图3 2 3 所示。 图3 2 3 双滑动窗口法实现框图 当肌。达到峰值点时，么。的值为信号能量s 与噪声能量之和，而此时e 的值只有 噪声能量，因而i n 。在峰值点的值为 胁 ：a p e a k ：s + n ：一s + 1 ( 3 2 1 ) 胁p e a k2 石5 百2 _ n 1_ j ， 由此可知，双滑动窗口法的判决变量聊。只跟信噪比有关系，而与信道增益无关， 从而很好地解决了门限设置的问题。 3g m s k 全数字调制解调器的设计与仿真 硕 ：论文 图3 2 4 是根据以上实现框图得到的仿真结果，其中参数设置为：窗口长度l = 3 2 ， 基带码元符号个数2 5 6 ，内插倍数为8 ，无效数据长度为1 8 7 9 2 个样点，即突发信号的 长度占整个数据发送周期的1 1 0 ，有效突发数据的起始在第1 8 7 9 3 个样点。 x1 0 4 2 圣 。o ，? 。：f 一 7 ；吩，i 。一j4 兰吖l 蠢，- 。：l _ 一。6 7 ；曾l ，- _ r。 一2 012 3 4 567 样，l 埘 1 0 4 赴2 嗍f ( a ) s n r = 0 d b 时的检测结果仿真图 uzj4 bb 】o 1 0 c o ) s n r = 3 d b 时的检测结果仿真图 图3 2 4 双滑动窗口能量检测法仿真结果 从图3 2 4 ( a ) 可以看出，当s n i p 0 d b 时，检测到的第一个峰值位置为1 8 7 6 1 ，将 检测到的峰值点延时l 点即为突发信号的起始。双滑动窗口能量检测法计算简单，实现 方便，而且直接从发送数据中提取突发信号，不需要像本地码相关法一样，在数据头插 硕士论文高速突发通信的全数字解调器设计与实现 入本地码，提高了信号的传输效率。但另一方面，由图3 2 4 ( b ) 看出，当信噪比为3 d b 时，检测到第一个超过固定门限的样点在1 5 1 9 0 位置，检测错误。从而可以推导得出， 给定固定的判决门限，当信噪比较低时，漏检概率加大；反之，当降低判决门限时，虚 警概率增大。图3 2 5 为突发检测虚警概率随滑动窗1 ：3 长度变化曲线，其中固定检测门 限设为6 ，接收信号信噪比s n r 为0 d b 。从图中可以看出：窗口长度l 不同，检测性能 也不同；l 越大，检测性能越好，但计算复杂度也随之增加；当窗口长度l 大于3 0 时， 检测虚警概率达到1 0 量级以上。 图3 2 5 不同滑动窗口长度的虚警概率曲线图 3 2 2 2 本地码相关检测法 本地码相关法的实现框图如图3 2 6 所示。本地码序列是由“0 ”和“1 ”组成，不便与采 样抽取后的数据直接匹配相关，在相乘之前需将本地码映射并经g m s k 调制。图中， d i ，d l 1 ，d l 表示经g m s k 调制后的本地码，r k 表示接收中频信号。 图3 2 6 本地码相关法实现框图 仿真结果如图3 2 7 。其中本地码选择3 1 位的m 序列。由图3 2 7 ( a ) 得到，第一 个峰值点为1 8 8 4 5 ，与突发的起始位置相比，之所以延迟了5 2 个样点，是因为调制端的 高斯滤波器引入了前面一段过渡数据。从图3 2 7 ( b ) 可以看出，与能量检测法相比较， 在低信噪比下，相关检测法检测性能没有明显的减弱。但同时，插入的本地码占用了信 2 3 3g m s k 全数字调制解调器的设计与仿真硕? ：论文 号的带宽，降低了传输效率。而且检测的性能受到m 序列自相关及互相关特性的影响。 一般而言，m 序列越长，自相关性越好，而占用的带宽也就越大。针对信噪比相对较高 的情况，当突发帧较短时，本地码的引入将大大降低信号传输效率，所以综合考虑，选 择双滑动窗口法实现能量检测。 x1 0 4 4 2 酬 粤0 i ” 扑亡 。2 o 0 匝* 螺 g 辎 筠 斗k 翼 皿 5 o 样点数 _ 一 鹾龇k 0 34567 样点数 x1 0 4 ( a ) s n r = 0 d b 时的检测结果仿真图 x1 0 4 - l l 一1 0123456 7 样点数 x1 0 4 薹z 塔 豢， 罢 t 。“i _ k “- o “滥。曲鼬。山越。盥。必。池。溢 麟黼 删慨啡 l蘩，批瓣 挑戳嬲耱牲曩秘诺拜-_址戳帮撞瑗越霉， =；薹黼辫僻 辅粒雌罄髓群删 一m燃凇曝 l，m“em“ “黝黧一 l 一黼 一jm*tiwm*l一出躺继髋甏一it_titt。， 一崖趱翻 一燃辩瓤揪珊圳 【a艘雠雌强确鞯 一躺辫 一壤黼勰mm搿瞅 一攫糙辨 4 2 o 2 魁孥妒挛 硕：i ：论文高速突发通信的全数7 解调器设计与实现 相干解调方式，其实现框图如图3 2 8 所示。这里将数字下变频后的基带数据与延时一 个符号后的数据共轭相乘再取虚部完成1 比特差分解调。解调后时域波形图如图3 2 9 所示，其中仿真信噪比e b n 0 = 1 5 d b 。由图可见解调后的数据包含有发送端基带序列， 因此只要选定合适的判决门限，即可正确判决出原始基带数据。 趟 粤 咖 妲 瑙 罂 皿r 姬 图3 2 8i b i t 差分解调框图 发送端基带序列( 经映射) 样点数 差分解调后的基带数据 出 图3 2 9 差分解调后部分时域波形图 3 2 4 载波同步 本文介绍三类不同的频率估计方法，即基于f f t 的频率估计、基于自相关函数的频 率估计和延时相乘法。 3 2 4 1 基于f f t 的频偏估计 基于f f t 的频偏估计的基本思想是：将接收信号经过一定的变换，比如m 次方、 取绝对值等非线性变换，消除调制的影响，转换成与载波频差相关的单频信号，再通过 f f t 变换提取此单频信号，最终得出载波频差。下面给出g m s k 的基于f f t 的频率估 计推导过程。 g m s k 信号的复信号表示形式可写为 j ( f ) = e x p j ( t ，6 ) 】船瓦f ( 刀+ 1 ) 死 ( 3 2 2 ) 3g m s k 全数字调制解调器的设计与仿真 硕j ：论文 其中，( f ，6 ) = 砌6 j g o f 丁) ，表示信号的相位信息，b = 玩) 是二进制的信息序列，瓦 表示符号周期。 表示调制指数，对g m s k 信号而言，其值为o 5 。 g m s k 信号又可以近似表示为1 6 1 j ( f ) h o ( t - n t b ) ( 3 2 3 ) 这里 b o 。= e x p ( j - 罟2 b ，) ( 3 2 4 ) - i = 1 l - i ( f ) = 丌p ( t + l t b ) ( 3 2 5 ) 1 - - 0 f s i n q ( t ) n 2 ，o _ t _ l t b p ( t ) = p ( 2 l t b f ) ，三瓦t 2 l t 6 ( 3 2 6 ) 【0 ，e s e 其中，三表示高斯滤波器部分响应的长度。 假设s ( ，) 经过高斯信道传输，那么g m s k 接收信号经数字下变频后的复信号数字域 模型为 r ( k l ) = e x p j ( 2 r r a f l c t , + e ) 6 0 ，。h o ( k t , 一n t b ) + n ( k t , ) ( 3 2 7 ) 其中，a f 和0 分别表示载波频率偏移和相位。采样率l i 是符号速率1 t b 的p 倍，行( 圮) 是高斯白噪声。 定义接收信号的非线性变换 z ( 尼) ：( 一1 ) ，2 ( k e t , + 掣p l ) ( 3 2 8 ) 参考文献 1 6 】中指出，z ( k ) 删- - 个频率和采样率分别为以和1 瓦的单频正弦信号， 因此z ( k ) 可以表示为 z ( 七) a e x p j 2 n 兀七瓦+ 2 0 + w ( 七) ( 3 2 9 ) 其中兀= 2 矽，a = m a x h