单相LCL逆变器并网技术研究--优秀毕业论文.pdf

华中科技大学 硕士学位论文 单相lcl逆变器并网技术研究 姓名 刘尚伟 申请学位级别 硕士 专业 电力电子与电力传动 指导教师 阮新波 2011 01 06 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 i 摘 要 当今世界面临着资源枯竭与环境污染的严峻形势 在这种背景下 以风能 太阳 能为代表的可再生能源 因其储量丰富 环境友好等特点 得到人们日益广泛的重视 基于可再生能源的分布式并网发电是可再生能源利用的一种主要方式 并网逆变器是 分布式电源与电网的接口装置 起着将来自分布式源的直流电能转化为交流形式向电 网输送的重要作用 本文研究单相逆变器的并网与模式切换技术 论文对比了并网逆变器的单 l 滤波器与 lcl 滤波器的滤波特性 在总电感量相 同的情况下 lcl 滤波器比单 l 滤波器具有更好的高频谐波抑制能力 因而在同样的 谐波抑制情况下 采用 lcl 滤波器可降低系统的成本体积 通过定量分析逆变器桥 臂间电压的谐波分布情况 阐述了 lcl 滤波器设计方法 论文分析了 lcl 滤波器的谐振尖峰对逆变器稳定性的影响 系统对比分析 6 种 无源阻尼方法 其中滤波电容并联阻尼电阻的方法对谐振尖峰的阻尼效果最好 为了 避免阻尼电阻上的损耗 论文采用控制框图等效的方法 推导了电容电流反馈的有源 阻尼方法 论文分析了电网电压对并网电流的影响 电网电压的基波导致并网电流存在稳态 误差 而电网电压中的谐波使并网电流产生畸变 导致并网电流 thd 增大 为抑制 电网电压对并网电流的影响 论文针对 lcl 型逆变器提出了电网电压全前馈控制策 略 并结合实际电网电压谐波分布的具体情况 讨论了简化的电网电压前馈策略 并网逆变器有并网运行与独立运行两种工作模式 针对两种模式各自的特点及本 地负载对电能的要求 讨论了两种工作模式之间的相互切换方法 对于并网满载切换 到独立空载的特殊情况 为减小本地负载电压振荡 提出在规范要求时间内逐渐减小 电流基准的解决方法 基于一台单相 6kw 的原理样机 本文对以上理论分析的正确性进行了实验验证 关键词关键词 并网逆变器 lcl 滤波器 有源阻尼 电网电压前馈 无缝切换 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 ii abstract nowadays the fossil fuels such as goal and oil are going to be exhausted and meanwhile the utilization of the fossil fuels has been seriously polluting the environment renewable energy including solar and wind energy has the advantages of cleanness environment friendliness and it has been attracting more and more attentions in the distributed generation dg system based on renewable energy the grid connected inverter is the interface between dg and grid this thesis is dedicated to the control strategies for single phase grid connected inverter with lcl filter compared with the single inductor filter the lcl filter provides better harmonic attenuation provided that the sum of two inductors is equal to the one of the single inductor filter as a consequence the size and cost of the lcl filter is smaller than the single inductor filter this thesis analyzes the output voltage harmonics of the single polarity double frequency spwm controlled inverter and the design guidelines for the lcl filter are presented a 6 kw grid connected inverter with lcl filter is taken as the example to illustrate the design of the lcl filter the resonance of lcl filter may cause instability of system series or parallel connection of one resistor with the two filter inductors and filter capacitor respectively could damp the resonant peak this thesis compares the characteristics of the six passive damp methods and it is pointed out that the parallel connection of one resistor with the filter capacitor can not only effectively damp the resonance peak but also has no effect on the low frequency and high frequency harmonics attenuation and the other five methods affect harmonics attenuation at low frequency or high frequency however the paralleled resistor with the filter capacitor results in relatively large loss the block diagram of the lcl grid connected inverter with the resistor being paralleled with the filter capacitor is derived and it is equivalently transformed to another block diagram in which the feedback of the filter capacitor current to the input of the spwm modulator it is revealed that the well known active damping method with feedback of the filter capacitor current is equivalent to the passive damping method with one resistor in parallel with the filter capacitor furthermore this active damping method has no loss for grid connected inverter the grid voltage has great effect on the current injected 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 iii into grid including the steady state error and current harmonics a full feed forward of grid voltage is proposed for the grid connected inverter with lcl filter to fully eliminate the effect of the grid voltage this control strategy is simplified according to the grid voltage harmonics grid connected inverter is capable of working in both grid connected mode and stand alone mode this thesis proposed the method for seamless switching between the two modes and the current and voltage overshoot is avoided during the switching process a 6 kw prototype of the grid connected inverter with lcl filter has been built and tested in the lab the experimental results are presented to verify the effectiveness of proposed feed forward control strategy seamless switching method and the design of the lcl filters keywords grid connected inverter lcl filter active damping feed forward seamless switching 独 创 性 声 明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师的指导下进行的研究工 作及取得的研究成果 尽我所知 除文中已标明引用的内容外 本论文不 包含任何其他人或集体已经发表或撰写过的研究成果 对本文的研究做出 贡献的个人和集体 均已在文中以明确方式标明 本人完全意识到本声明 的法律结果由本人承担 学位论文作者签名 年 月 日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留 使用学位论文的规定 即 学校有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版 允许 论文被查阅和借阅 本人授权华中科技大学可以将本学位论文的全部或部 分内容编入有关数据库进行检索 可以采用影印 缩印或扫描等复制手段 保存和汇编本学位论文 保 密 在 年解密后适用本授权书 本论文属于 不保密 请在以上方框内打 学位论文作者签名 指导教师签名 日期 年 月 日 日期 年 月 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 1 1 绪 论 1 1 基于可再生能源的分布式并网发电 能源是人类赖以生存的基本条件 是国民经济重要的物质基础 人类对能源利用 方式的每一次突破都伴随着科技的进步 并促进生产力的极大发展 18世纪随着蒸汽 机的发明 蒸汽代替人力畜力 煤炭取代木材 成为主要的一次能源 19世纪70年代 电力开始逐渐取代蒸汽 这些进步极大地促进了资本主义工业化进程 20世纪50年代 石油 天然气开始在世界能源消费结构中占据主导地位 世界经济由此进入 黄金时 代 历经两百多年的发展 以煤炭 石油为代表的化石能源已趋于枯竭 按2000年底 的统计 世界煤炭资源预计还可开采约230年 石油资源可开采约80年 而中国的煤 炭与石油资源预计可开采分别约81年和15年 1 另外 化石能源的利用产生了大量的 废水 废气等废弃物 严重污染了生存环境 为了实现人类的可持续发展 迫切需要 污染小且可大规模利用的新型能源 以太阳能 风能为代表的可再生能源在自然界中分布广泛 其开发利用对环境产 生的污染小 因而得到普遍重视 目前可再生能源的主要利用方式是分布式发电 基 于可再生能源的分布式发电系统靠近用户现场 具有与环境兼容 高效 可靠性高等 优点 可以满足某些终端用户的特定要求 同时支持配电网的经济运行 2 4 分布式发电系统可分为直流母线方式和交流母线方式 如图1 1所示 在基于直流 母线方式的分布式发电系统中 各个分布式源通过电力电子变换装置连接到直流母线 上 然后通过一个逆变器集中并网 因为只需控制直流母线电压 所以控制相对简单 系统易于扩展 但并网逆变器的容量较大 在基于交流母线方式的分布式发电系统中 多个分布式源通过各自的并网逆变器直接连接到低压交流母线上 这种方式降低了对 并网逆变器的容量要求 提高了可靠性 但它需要协调各个分布式源的输出电压的幅 值与相位 控制相对复杂 5 6 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 2 ac dc 负载 10kv母线 g dc dc ac dcm 风力 发电单元 太阳能 发电单元 飞轮 储能单元 直流母线直流母线 dc ac电网 dc dc 蓄电池 储能单元 并网单元 超级电容 储能单元 dc dc a 直流母线 ac dc ac 负载 10kv母线 g dc ac ac dc acm 风力 发电单元 太阳能 发电单元 飞轮 储能单元 交流母线交流母线 电网 dc ac 蓄电池 储能单元 超级电容 储能单元 dc ac b 交流母线 图1 1 两种基本的分布式发电系统网络拓扑 在以上两种网络拓扑中 并网逆变器作为分布式源与电网的接口装置 起着将直 流形式的电能转变为交流形式向电网输送的重要作用 因而并网逆变器的安全 稳定 经济运行对整个分布式并网发电系统具有重要的意义 1 2 并网逆变器关键技术 并网逆变器是分布式电源与电网的接口装置 通过合理地控制并网电流的相位和 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 3 幅值 可实现单位功率因数并网或向电网同时提供有功功率和无功功率 7 8 并网逆 变器的关键技术主要包括并网电流谐波抑制 电流控制以及模式切换等方面 1 2 1 输出滤波器 并网电流总谐波畸变率 total harmonic distortion thd 是衡量并网逆变器性能的 重要指标之一 并网电流谐波过大 会影响电网中其它负载的稳定运行甚至引起系统 谐振 为此国际标准如ieee std 929 2000 9 对并网电流的thd及各次谐波系数作了明 确的规定 a 逆变器输出额定功率时 并网电流thd小于5 b 各奇次谐波系数 的要求如表1 1所示 偶次谐波系数为同范围内奇次谐波的25 表 1 1 ieee std 929 2000 奇次谐波 谐波系数 3 9 次 4 11 15 次 2 17 21 次 1 5 23 33 次 0 6 33 次以上 0 3 图1 2给出了分别采用单l滤波器和lcl滤波器的单相并网逆变器 10 11 主电路拓 扑 它们一般采用pwm调制方式 其桥臂间电压vab的谐波主要集中在开关频率及以 上 12 13 当两种滤波器的总电感量相同 即lf lf1 lf2时 两种滤波器滤波特性如图1 3 所示 从图中可以看出 在整个频率范围内 单l滤波器以 20db 十倍频程衰减 相 角为 90 对于lcl滤波器 在工频附近 其特性类似于单l滤波器 呈 20db 十倍频 程衰减 相角为 90 随着频率升高 其幅频曲线出现一个谐振尖峰 对应频率处相 角出现 180 跳变 当频率继续升高 其幅频曲线以 60db 十倍频程衰减 相比于单l 滤波器 lcl滤波器对高频谐波有很强的抑制能力 换言之 在相同的高频谐波抑制 效果时 lcl滤波器的体积和重量将小于单l滤波器 若视电网为理想正弦电压 则在谐波通路中 电网电压呈短路 网侧滤波电感lf2 并联在滤波电容cf两端 在参数设计时 应使在主要谐波频率处满足zcf zcf zlf2 这样桥臂间电压vab中的高频谐波首先被呈高阻抗的lf1衰减 在cf与lf2的并 联支路中 绝大部分高频谐波电流将从呈低阻抗的cf流过 而只有很小一部分高频谐 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 4 波流入电网 14 15 前面已提到 lcl滤波器在谐振频率处存在一个 180 的相角跳变 这很容易导致 系统不稳定 为保证系统的稳定性 应将lcl滤波器幅频曲线的谐振尖峰衰减到0db 以下 16 18 a 单l滤波器 b lcl滤波器 图1 2 单相并网逆变器主电路拓扑 150 100 50 0 50 110100103104105 200 100 0 100 f hz 单l滤波器 lcl滤波器 单l滤波器 lcl滤波器 幅度 db 相角 图1 3 单l滤波器和lcl滤波器滤波特性曲线 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 5 1 2 2 并网电流控制技术 一般将电网看作一个理想电压源 那么逆变器向电网输送的功率由并网电流决 定 并网电流的控制可分为直接控制和间接控制 22 24 两种方式 并网电流直接控制方法是根据实际并网电流与电流基准之间的误差改变逆变器 开关管的开关状态 使并网电流快速跟踪基准 该方法的动态性能较好 同时对外界 扰动的抑制能力较强 19 21 并网电流间接控制方法的控制量为滤波电容电压 图1 4 为lcl型并网逆变器输出端的相量图 其中滤波电容电压vcf的幅值和相位与并网电流 ilf2存在一定的关系 根据电网电压实时调节滤波电容电压的幅值与相位 也可以控制 并网电流 不过 该方法计算量大 并且并网电流与网侧滤波电感等参数密切相关 因而参数适应性差 抗扰动能力差 vcf vgilf2 vlf2 图1 4 lcl型并网逆变器输出端相量图 1 2 3 电网电压对并网电流的影响 图1 5给出了lcl型并网逆变器的闭环控制系统图 其中虚框内的部分为lcl滤波 器的框图 在图中 zlf1 s zlf2 s zcf s 分别为滤波电感lf1 lf2 滤波电容cf的阻抗 gi s 为并网电流调节器的传递函数 gpwm s 为逆变器桥臂间电压对控制输入信号的传 递函数 该控制系统是一个双输入单输出的系统 两输入量分别为并网电流基准iref 与电网电压vg 输出量为并网电流ilf2 依据叠加原理可知 并网电流ilf2不仅取决于电 流基准 而且还受电网电压的影响 假设电网电压为理想正弦波 电网电压会导致并网电流存在稳态误差 包括幅值 和相位的误差 在实际电网中 电网电压除工频基波分量外 还含有大量低次谐波 主 要是3次 5次至49次 电网电压谐波也会导致并网电流产生谐波 使并网电流的thd 增大 为使并网电流满足谐波标准 必须采用一定的措施 抑制电网电压对并网电流 的影响 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 6 图1 5 并网逆变器闭环控制框图 1 2 4 并网逆变器的并网 独立工作模式无缝切换 并网逆变器通常需要运行于并网与独立两种工作模式 图1 6为并网 独立两模式 工作的单相逆变器主电路拓扑 其中本地负载zld并联在滤波电容cf两端 静态转换开 关 static transfer switch sts 连接电网和并网逆变器 它一般采用双向晶闸管 当sts 断开 逆变器工作在独立模式 此时需控制滤波电容cf两端电压 为本地负载供电 当sts闭合 逆变器工作在并网模式 此时控制并网电流ilf2 向电网注入功率 在模式切换过程中 为了确保并网逆变器对电网和负载产生的冲击小 通常希望 切换时间尽量短 同时切换过程是平滑过渡的 即实现 无缝切换 25 26 图1 6 并网 独立两模式运行逆变器 现有的无缝切换策略研究集中于逆变器由并网工作模式向独立工作模式的切换 过程 按照切换时的控制对象划分 它们可分为基于电压控制的切换策略与基于电流 控制的切换策略两大类 基于电压控制的切换策略是指逆变器在脱网过程中采用电压 型控制 即通过控制滤波电容电压的幅值 相位而使网侧滤波电感承受反压 并网电 流因此迅速到零 这种方法有利于实现工作模式的快速切换 但其具体效果依赖实际 电网电压条件 同时逆变器在切换过程中需要由电流控制方式改变为电压控制方式 因而显得复杂 基于电流控制的切换策略是指逆变器在脱网过程中采用电流型控制 即通过将并 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 7 网电流基准置零而使并网电流快速到零 经过一定时间确认并网电流到零后 逆变器 再转为电压控制模式 这种切换方法不依赖电网电压 并且在切换过程中不存在控制 方式的改变 但由于电压控制的滞后 滤波电容电压会在切换过程中短暂失控 15 1 3 本文的主要研究内容和意义 1 3 1 本文的主要研究内容 基于可再生能源的分布式并网发电是解决能源危机与环境污染的重要途径 并网 逆变器是分布式发电系统的关键环节之一 起着将来自分布式源的能量向电网输送的 重要作用 本文研究单相并网逆变器的控制方法 主要包含以下内容 第二章根据双边傅里叶分析法 分析基于spwm调制策略的单相全桥逆变器桥臂 间电压的谐波分布 以此作为并网逆变器输出滤波器设计的依据 根据并网模式下并 网电流thd要求和独立模式下输出电压thd和逆变器侧电流纹波要求 讨论输出滤波 电感和滤波电容的参数设计 lcl滤波器的谐振尖峰容易导致并网逆变器工作不稳定 第三章系统分析在滤波 电感 滤波电容两端串联或并联阻尼电阻的无源阻尼方法的基本特性 综合比较各种 无源阻尼方法的优缺点 分析表明 各种方法都可以有效阻尼lcl谐振尖峰 其中电 容并联电阻的无源阻尼方法效果最好 其对滤波器的高频和低频的衰减效果影响较 小 但阻尼电阻会产生损耗 采用控制框图等效方法 推导了基于电容并联电阻无源 阻尼方法的反馈电容电流的有源阻尼方法 该方法既可以获得良好的阻尼效果 又不 存在损耗 第四章分析电网电压对并网电流的影响 指出电网电压的基波分量会影响并网电 流的稳态误差 电网电压的谐波分量会导致并网电流谐波增大 为抑制电网电压对并 网电流的影响 提出电网电压全前馈控制策略 针对电网电压主要次谐波分布的具体 情况 提出了简化的电网电压前馈策略 第五章分析逆变器并网 独立工作模式的特点 归纳了两种工作模式下逆变器的统 一模型 依据所建立的统一模型 阐述了逆变器在两种工作模式间的切换时序 对于 本地负载为空载的特殊情况 提出减小逆变器由并网工作模式向独立工作模式切换过 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 8 程中本地负载电压振荡的切换方法 第六章对本文工作进行总结 并提出需进一步研究的内容 1 3 2 本文的研究意义 本文研究了单相 lcl 型并网逆变器的几项关键技术 包括 lcl 滤波器的设计 基于电容电流反馈的有源阻尼方法 抑制电网电压对并网电流影响的电网电压全前馈 控制策略和并网 独立运行工作模式的无缝切换技术 本研究为 lcl 型并网逆变器的 应用打下了良好的基础 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 9 2 lcl 型并网逆变器的输出滤波器设计 lcl 型并网逆变器需要工作于并网 独立两种模式 独立运行时 其输出电压需 要满足 ieee std 446 1995 等国际标准 27 并网运行时 其输出电流需要满足诸如 ieee std 929 2000 等国际标准 基于 spwm 调制的逆变器 其桥臂间电压中的低次谐波含 量较少 但高频谐波含量丰富 为了抑制这些高频谐波 需要设计合适的滤波器 本章精确分析了采用单极倍频 spwm 调制的逆变器桥臂间电压谐波分布 以此 为基础 先依据独立运行时输出电压的谐波标准和逆变器侧电感电流纹波选取逆变器 侧电感与滤波电容 后根据并网运行时并网电流的谐波标准选取网侧滤波电感 最后 设计了一台 6kw 的单相并网逆变器的 lcl 滤波器 以验证设计方法的有效性 2 1 单极倍频 spwm 调制原理 图 2 1 为单相全桥逆变器主电路图 开关管 q1 q4及其反并二极管 d1 d4构成逆 变桥 滤波电感 lf1 lf2和滤波电容 cf构成 lcl 滤波器 图 2 2 为单相全桥逆变器的 单极倍频 spwm 调制方法原理图 其中 vr和 vc分别为正弦调制波信号和三角载波信 号 vr与 vc交截得到开关管 q1和 q2的驱动信号 vr与 vc交截得到开关管 q3和 q4 的驱动信号 具体而言 当 vr vc时 q1导通 q2截止 反之 当 vr vc时 q4导通 q3截止 反之 当 vr100 因此以下关系式成立 22nnn 2 8 在独立运行时 一般使lf1和cf的谐振频率 r1为等效开关频率的1 10至1 5 即 n 0 5 r1 2n 0 5 考虑到n 100 所以有式 2 9 和式 2 10 成立 2 0 1 0 r 2 9 2 0 1 2 1 r n 2 10 在并网运行时 一般使lcl的谐振频率为等效开关频率的1 10至1 5 即 n 0 5 r 2n 0 5 同时有n 100 所以有式 2 11 和式 2 12 成立 2 0 2 1 r n 2 11 2 0 0 r 2 12 2 2 1 独立运行时输出电压thdv 在逆变器独立运行时 应使zlf1 0 zld zcf 0 和zld zld zcf 2 s zcf 2 s zld 即等效开关频率处的谐波电压主要加在呈高阻抗的滤波电感lf1上 以 有效抑制负载电压上的高频谐波电压 因为zcf 2 s vc时 q1 管导通 导通时间ton为 sin 22 ssrr on tritri ttvvt t vv 2 20 其中ts为三角载波周期 其值为ts 2 s 忽略pwm调制器的延时时间 则逆变器桥臂间电压vab对调制信号的传递函数 可近似为一个比例环节gpwm s 其表达式为 dc pwm tri v gs v 2 21 忽略滤波器造成的工频 0处的相角滞后 可近似认为滤波电容电压vcf与调制信 号同相位 即 0 sin dc cfr tri v vvt v 2 22 由此可求得q1管导通期间 滤波电感lf1电流脉动量为 00 1 111 sinsin 1 28 dccfon dcsrrdcs lf fftritrif vvt v tvt vtv t i llvvl 2 23 一般取电感电流脉动量 为电感电流额定值的20 30 根据式 2 23 即可求得 电感lf1的下限值为 1 1 8 dcs f lf n v t l i 2 24 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 15 其中ilf1n为满载时流过滤波电感lf1的电流有效值 2 2 3 并网运行时并网电流thdi 在逆变器并网运行时 假设电网电压为理想正弦波 则lcl滤波器的基波等效 电路和谐波等效电路如图2 5所示 a 基波通路 b 谐波通路 图2 5 lcl滤波器正弦稳态等效电路 根据图2 5 a 和图2 5 b 可分别求得并网电流基波和谐波的表达式为 2 0 1 1 2 1 2 2 012 0 1 1 abg r lf fff r vv i jl l c j ii i 2 25 2 2 2 12 1 ab k lfk kfff kr v i jl l c j i i 2 26 将式 2 15 代入式 2 25 式 2 16 代入式 2 26 可求得并网电流thdi 2 32 21 2 1 3 00 2 21 1 2 2 1 0 1 1 3 2 00 2 2 2 1 dc n mn r lfk k i lf abg r r v jmm m jmnnjmnn i thd i vv jj ii 2 27 同样只考虑vab中2倍开关频率附近的谐波 那么m取1 则式 2 27 可简化为 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 16 2 32 1 3 00 2 0 1 1 3 2 00 2 2 2 1 dc n n r i abg r r v jm jnnjnn thd vv jj ii 2 28 将式 2 8 和式 2 9 代入式 2 28 中并化简 可得式 2 29 2 9 2 0 9 7 0 2 01 12 1 1 2 2 2 1 n n r dc i s lflf r jm v thd n vv ii 2 29 其中vlf1 1 和vlf2 1 分别为电感lf1和lf2的基波压降 两电感压降之和vl为 1 1 2 11 12 1 0102 lflflflf lff vvvlili iiii 2 30 因为滤波电容在工频 0处表现为高阻抗 所以其电流icf远小于并网电流ilf2 即 ilf2 ilf2 那么式 2 30 可近似为 0122 1lfflf vlli 2 31 将式 2 11 式 2 12 和式 2 31 代入式 2 29 中并化简 可得 9 2 3 9 7 2 1 21 2 8 dc in n slffr v thdjm il 2 32 从式 2 32 可以看出 当逆变器独立运行时的滤波器谐振频率 r1确定了以后 thdi只和滤波器参数中的滤波电感lf2的值有关 且lf2的值越大 thdi越小 2 2 4 设计lcl滤波器时的三个限制因素 从以上的分析可以看出 通过确定独立运行时滤波电容电压thd和滤波电感lf1 的电流纹波可确定滤波电感lf1和滤波电容cf的值 根据逆变器独立运行时设计的滤 波器参数 可通过并网电流thdi确定滤波电感lf2的值 在确定thdv和thdi的具 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 17 体数值时需要同时考虑以下因素 1 非线性负载 死区时间和开关管压降会使滤波电容电压中低频谐波增加 为 确保滤波电容电压波形质量并留有一定的裕量 将滤波电容电压thdv限定为1 2 从式 2 1 可以看出 在调制比m和直流输入电压vdc一定的情况下 vab中的 谐波是不变的 在实际系统中 分布式源的输出功率受气候等自然条件影响波动较大 因此逆变器输出功率越小 并网电流thd越大 电网电压谐波 死区时间和开关管 管压降会造成并网电流低频谐波增加 13 实际电网电压幅值允许有额定值的 88 110 的波动 9 逆变器并网运行时 因为滤波电感上压降很小 逆变器桥臂间 电压近似等于电网电压 因此电网电压幅值波动会使调制比m发生相应改变 并且m 越小 vab中2倍开关频率附近谐波越大 13 综合以上的分析 为使并网电流在半载至满载之间都能满足谐波标准并留有一定 的裕量 可设定最恶劣情况 即电网电压为额定值的88 且逆变器半载运行时 并网 电流thdi为1 确定滤波电感lf1的电流纹波为满载电流有效值的30 则上述三个考察指标可 表示为 11 1 30 1 i lflf n v thd ii thd 半载 2 33 2 3 lcl 滤波器的设计实例 为验证以上理论分析的正确性 在实验室设计了一台原理样机 样机额定功率为 6kw 开关频率10khz 采用单极倍频spwm调制 直流母线电压360v 电网频率 50hz 电网电压额定值220v 根据以上参数可求得 载波比n 10khz 50hz 200 忽略电容电流 独立满载时 流过滤波电感lf1的电流有效值 ilf1n 6kw 220v 27 273a 独立运行时调制比 m1 220 1 414 360 0 864 半载时的并网电流有效值ilf2 3kw 220v 13 636a 并网 运行时最小调制比m2 220 0 88 1 414 360 0 761 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 18 将以上参数代入式 2 19 式 2 24 和式 2 32 中 可求解得以下滤波器参数 lf1 550 h lf2 142 h cf 3 9 f 实际取滤波器参数为 lf1 600 h lf2 150 h cf 10 f 将以上的滤波器参数代入式 2 19 式 2 24 和式 2 32 中 可求解得 逆变器独立 运行时输出电压thdv在空载时为0 57 并网运行时并网电流thdi在半载与满载时 分别为0 55 与0 28 图2 6和图2 7分别给出了逆变器并网运行和独立运行时的仿真波形 从图中可 以看出 并网电流波形正弦度很好 其thd在半载与满载时分别为0 56 和0 28 独立运行时的输出电压波形均十分正弦 其thd在半载与满载分别为0 57 和0 59 ilf2 20a div vg 100v div vab 100v div time 5 ms div a 半载 b 满载 图 2 6 逆变器并网运行仿真波形 vcf 100v div vab 100v div time 5 ms div vcf 100v div vab 100v div time 5 ms div a 半载 b 满载 图 2 7 逆变器独立运行仿真波形 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 19 2 4 本章小结 本章介绍了单极倍频spwm调制的基本原理 分析了逆变器桥臂间电压的谐波 分布 根据lcl型并网逆变器有独立和并网两种工作模式的特点 在设计滤波器时 先依据独立运行时滤波电容电压thdv和逆变器侧电感的电流纹波选取逆变器侧滤波 电感和滤波电容 后按照并网运行时并网电流thdi选取网侧滤波电感 最后以一个 单相6kw的并网逆变器为例 给出了设计结果 并进行了仿真验证 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 20 3 lcl 滤波器谐振峰的阻尼方法 并网电流的thd是并网逆变器关注的重要指标之一 第一章已指出 lcl滤波 器比单l滤波器具有更高的衰减高频谐波的能力 但它在谐振频率处存在 180 相角 跳变 容易造成系统振荡甚至不稳定 因此必须采取一定的方法阻尼lcl滤波器的 谐振尖峰 3 1 lcl 滤波器的无源阻尼方法 为阻尼lcl滤波器的谐振尖峰 有文献提出在lcl滤波器的两个滤波电感 滤 波电容中串联或并联电阻的无源阻尼方法 18 28 29 如图3 1所示 图 3 1 基本的无源阻尼方法 图3 1中 通常将电网电压视为理想正弦波 因此在分析并网电流谐波时 可将 电网电压短路 为比较以上各种无源阻尼方法对系统性能的影响 忽略滤波电感 滤 波电容的寄生电阻 可分别求解出对应的并网电流ilf2对逆变器桥臂间电压vab的传递 函数 1 滤波电感lf1串联电阻rlf1 1 2 2 32 1221 1121 1 1 lf ilfvab abffffflffflf is gs vss l l cs l c rs llr 3 1 2 滤波电感lf1并联电阻rlf1 2 211 2 2 32 121 2121 212 lfflf ilfvab abffflffflfff isslr gs vss l l c rs l lsrll 3 2 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 21 3 滤波电感lf2串联电阻rlf2 1 2 2 32 1212 1122 1 1 lf ilfvab abffffflffflf is gs vss l l cs l c rs llr 3 3 4 滤波电感lf2并联电阻rlf2 2 222 2 2 32 122 2122 212 lfflf ilfvab abffflffflfff isslr gs vss l l c rs l lsrll 3 4 5 滤波电容cf串联电阻rcf 1 2 1 2 32 12 11212 1 lfcff ilfvab abfffcffffff issrc gs vss l l cs rclls ll 3 5 6 滤波电容cf并联电阻rcf 2 2 2 2 32 12 212 212 lfcf ilfvab abfffcfffcfff isr gs vss l l c rs l lsrll 3 6 根据式 3 1 式 3 6 采用第2章设计的滤波器参数 可以得到采用上述6种无 源阻尼方法的ilf2对vab的传递函数的bode图 如图3 2至3 4所示 150 100 50 0 50 110100103104105 200 100 0 100 200 f hz rlf1 1 0 rlf1 1 0 5 rlf1 1 5 rlf1 1 0 rlf1 1 0 5 rlf1 1 5 110100103104105 f hz 150 100 50 0 50 200 100 0 100 200 rlf1 2 1000 rlf1 2 10 rlf1 2 1 rlf1 2 1000 rlf1 2 10 rlf1 2 1 a 串联电阻 b 并联电阻 图 3 2 基于滤波电感 lf1的无源阻尼方法 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 22 150 100 50 0 50 200 100 0 100 200 110100103104105 f hz rlf2 1 0 rlf2 1 0 5 rlf2 1 2 rlf2 1 0 rlf2 1 0 5 rlf2 1 2 幅度 db 相角 a 串联电阻 b 并联电阻 图 3 3 基于滤波电感 lf2的无源阻尼方法 150 100 50 0 50 200 100 0 100 200 110100103104105 f hz rcf 1 0 rcf 1 0 5 rcf 1 5 rcf 1 0 rcf 1 0 5 rcf 1 5 150 100 50 0 50 200 100 0 100 200 110100103104105 f hz rcf 2 1000 rcf 2 10 rcf 2 1 rcf 2 1000 rcf 2 10 rcf 2 1 a 串联电阻 b 并联电阻 图 3 4 基于滤波电容 cf的无源阻尼方法 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 23 从这些图中可以看出 6种无源阻尼方法均可有效阻尼lcl谐振尖峰 但它们各 有特点 1 滤波电感lf1或lf2串联阻尼电阻 阻值越大 阻尼效果越好 但滤波器在低 频段的增益显著降低 低频谐波抑制能力变弱 同时串联的阻尼电阻会产生较大损耗 2 滤波电感lf1或lf2并联阻尼电阻 阻值越小 阻尼效果越好 但滤波器在高 频段增益升高 削弱了高频谐波的衰减能力 同样阻尼电阻也会产生较大的损耗 3 在滤波电容支路串联阻尼电阻 阻值越大 阻尼效果越好 但滤波器高频段 增益升高 削弱了高频谐波的衰减能力 因为滤波电容支路电流很小 阻尼电阻产生 的损耗相对较小 4 在滤波电容两端并电阻 阻值越小 阻尼效果越好 可以看出 阻尼电阻对 滤波器低频段与高频段特性影响很小 即对高频谐波的抑制能力影响很小 由于阻尼 电阻并联在滤波电容两端 损耗很大 上述的分析表明 在上述的6种无源阻尼方法中 滤波电容两端并联阻尼电阻效 果最好 但阻尼电阻存在较大的损耗 3 2 电容电流反馈的有源阻尼方法 如3 1节所述 在滤波电容两端并联电阻阻尼效果最好 但阻尼电阻会产生很大 的损耗 为了既得到好的阻尼效果 又不产生损耗 可以考虑有源阻尼的方法 图3 5 给出了在滤波电容两端并联阻尼电阻后的逆变器输出端的控制框图 其中vc s 为调制 波信号 rcf为阻尼电阻 gpwm s 为调制波信号到桥臂间输出电压增益 忽略死区 pwm 延时等因素 其表达式可简化为 dc pwm tri v gs v 3 7 其中 vdc为输入直流电压 vtri为三角载波幅值 zlf1 s zlf2 s zcf s 分别为lf1 lf2 cf的复阻抗 其表达式分别为 111lfflf zsslr 3 8 222lfflf zsslr 3 9 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 24 1 cfcf f zsr sc 3 10 vc s gpwm s vg s 1 rcf 1 zlf1 s 1 zlf2 s ilf2 s zcf s 图 3 5 滤波电容两端并联电阻后的滤波器控制框图 根据控制框图的等效变换 可以将图3 5中rcf支路的反馈点前移到gpwm s 的输 入端 同时调整反馈系数 如图3 6 a 所示 再将反馈量由zcf s 支路的输出端改为其 输入端 可得图3 6 b 从图3 6 b 可以看出 此时的反馈量为电容电流 反馈系数为 1 1 cflf i cfpwm zs zs h r gs 3 11 将式 3 8 式 3 10 代入上式 并忽略电感和电容的寄生电阻 则上式可简化为 1 1 lf i fcfpwm l h c r gs 3 12 也就是说 将电容电流反馈到pwm调制器的输入端 且反馈系数为hi1 即可 达到和图3 5相同的阻尼效果 也就是达到在滤波电容cf两端并联电阻的作用 这就 是电容电流反馈的有源阻尼方法 30 35 该有源阻尼方法通过控制的手段可以有效阻尼 lcl的谐振尖峰 且不存在损耗 即实现了一个 虚拟并联电阻 的功能 从式 3 12 可以看出 电容电流反馈系数hi1与滤波电容两端等效并联的电阻rcf 成反比 因此根据图3 4 b 所示的滤波电容两端并联电阻的阻尼特性可知 hi1越大 其对lcl滤波器的谐振峰的阻尼效果将越好 但lcl滤波器的滤波特性曲线在谐振 频率之前的相角减小 将电容电流反馈有源阻尼方法应用于闭环系统 则可得到如图3 7所示的并网逆 变器双闭环控制框图 在该双闭环系统中 内环为电容电流 hi1为电容电流反馈系 数 外环为并网电流 hi2为并网电流反馈系数 gi s 为并网电流调节器 它一般使 用pi调节器 因为电容电流反馈有效阻尼了lcl滤波器的谐振尖峰 所以并网逆变 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 25 器稳定性得到提高 同时外环调节器的设计也变得容易 a 等效变换 1 b 等效变换 2 图 3 6 电容并电阻无源