（电力电子与电力传动专业论文）混合式高频交流配电系统的研究.pdf

堕塞堕窒堕盔盔兰堡主兰堡堡苎 a b s t r a c t an o v e lh i g hf r e q u e n c yh y b r i da cp o w e rd i s t r i b u t i o ns y s t e m i s p r e s e n t e d t h e p r o p o s e dh y b r i ds y s t e mc o m b i n e s t h e a d v a n t a g e so fb o t ht h e s i n u s o i d a lv o l t a g ea n d c u r r e n t t y p e s o fh i g l lf r e q u e n c yd i s t r i b u t i o ns y s t e ma n di th a st h ea d v a n t a g e ss u c ha s c o n n e c t o r l e s s p o w e r t r a n s f e r , f u s e l e s s p r o t e c t i o n ，s i n u s o i d a l v o l t a g e a n dc u r r e n t d i s t r i b u t i o n i no r d e rt o p r o v i d eh i g hf r e q u e n c ys i n u s o i d a lp o w e rf o r d i s t r i b u t i o n s y s t e m ，a c o n c e p to f s e r i e sa n dp a r a l l e lr e s o n a n ti n v e r t e rt o p o l o g yi sg i v e na n ds t e a d ys t a t eb e h a v i o r a n a l y z e d t h ep e r f o n l l a n c e c h a r a c t e r i s t i c ss u c ha st h et o t a lh a r m o n i cd i s t o r t i o no ft h e o u t p u tv o l t a g e ，r m so u t p u tv o l t a g e ，a n de f f i c i e n c yo f t h ei n v e r t e ra r ep r e s e n t e d t h ed i f f e r e n t o p e r a t i n g m o d e so ft h e p r o p o s e dp o w e rd i s t r i b u t i o n s y s t e m a r e d e s c r i b e di nd e t a i la n dp e r f o r m a n c ec h a r a c t e r i s t i c sa r ep r e s e n t e d f i n a l l yt h ee x p e r i m e n t a l r e s u l t sa r e g i v e nt o v a l i d a t et h e c o n c e p td e v e l o p e d a n dt od e m o n s t r a t et h e s y s t e m p e r f o r m a n c e k e y w o r d ：p o w e rd i s t r i b u t i o n ，c o n n e e t i o r t l e s sp o w e rt r a n s f e r ，h y b r i ds y s t e m h i g h f r e q u e n c y , s e r i e s & p a r a l l e l r e s o n a n ti n v e r t e r 一壹塞堕至塾丕盔兰堡主兰垡堡苎 主要 符号 a o ：气隙处的截面积 a w ：铁芯窗口面积( c n l 2 ) a 。：铁芯截面积( c m 2 ) b 。：变压器铁芯的最大工作磁密 b s ：变压器铁芯的饱和磁密 b 、：磁芯工作磁密 c ，s ：双谐振环节串联电容 c r p ：双谐振环节并联电容 c s ：串联谐振电容 f 。：止弦交流电压的频率( 1 f z ) i 一。i ：原副边朱耦合时变压器原边的电流 i ：变压器原边电流 i ，：变压器副边电流 i ：直流负载电流 i s n ：空载时的串联支路的电流 k ：电流密度 k ，：波形系数 k o ：窗口利用系数 l s ：磁耦合环节串联谐振电感 l s s ：外加的串联电感 l 。：漏感 l r s ：双谐振环节串联电感 l 口：双谐振环节并联电感 l i ：气隙的长度 n ，：变压器原边匝数 n ：变压器副边匝数 n 。：已插上负载板的支路数 n c l ：总的负载板的支路数 气：整流变压器原边汲取的功率 p t ：变压器原副边视在功率之和 q l ：串联谐振回路的负载品质因素 r 。：等效交流电阻 r l ：实际的直流负载阻抗( q ) r 。：气隙部分的阻磁 v ：。：整流变压器原边的电乐 v s ：高频交流电压的有效值( v ) v d ：功率整流二极管上的压降 v 。：串联稳压环仃上的压降 v m ：戴维南等效电压源 v “：磁耦合变压器原边电压 v 。：磁耦合变压器副边电压 中。：变压器铁芯的最大工作磁通 x l ：副边不连接时变压器的电抗 z m ：戴维南等效输入阻抗 z s ：串联谐振支路阻抗 z 。：并联谐振支路阻抗 6 ：移相控制输出电压的脉冲宽度 0 ) 。：逆变器输出的基波角频率 v 南京航空航大人学硕士学位论文 第一章绪论 1 1 分布式配电方式概述 随着电力电子技术的不断发展和用电设备的增加，促使电源由集中式供电方式 向分布式供电方式转变。 集中供电方式的特点是将各种电源设备都放置在电力室内，统一为用电设备供 电。集中供电方式的优点是：电源设备集中，便于维护人员集中维护。早期的电源设 备般通过按键或开关进行操作便可以完成日常维护，因而对维护人员技术要求不 高。集中供电方式的缺点是：( 1 ) 供电系统可靠性差。一个大容量的电源为多个负载 供电，一旦这个电源发生故障，将会影响一大片负载的正常工作，使系统的可靠性降 低。若采用冗余模块来提高可靠性，又将会大幅度增加成本：( 2 ) 损耗大。电源设备 集中，使电源与负载之间的距离拉大，在传递较大的功率时，线路损耗很明显。 分布式供电是将功率较大的电源分成若干个功率较小的电源，并将这些小功率 电源安置在用电设备附近。由于线路短，传输的功率小，损耗相应降低。各个小电源 之间并联，互为冗余，电源系统的可靠性明显提高，而且成本降低。分布式电源常由 多级多个变换器构成，同时工作并分担负载功率，负载所需的电压一般经过两级变换 器得到。典型的分布式电源为直流分布电源系统，其结构如图1 1 _ 1 瓣卜 倒 i前端变 l中间母线 i换罂 l电压 n 个 - j 前端变l l换器i 城1 载2 载m 图1 1 典型的分布式电源系统的结构 输入电压先经前端变换器( 又称电源子系统) 变换至某一中间母线电压，再出 负载变换器( 又称负载子系统) 将它变换为各个负载所需的电压。 以通信电源为例，结构如图1 - 2 图1 - 2 通信用直流传输型的分布式电源系统 混合式高频交流配电系统的研究 以交流电源为主电源的飞机，其直流二次电源系统如图l 一3 图1 - 3e 机直流二次电源系统 通信电源通常采用开关型整流器( s m r ，又称高频开关电源) 作为一次电源， 它的作用是将单相或三相的交流电变换为标称值为4 8 v 的直流电；而把d c d c 变换 器( 又称直流模块) 作为二次电源，它的作用是将4 8 v 直流电变换成各种负载所需 的电压，如1 8 v ，2 5 v 、3 3 v 、3 6 v 、5 0 v ，8 v 、9 v 和1 2 v 等等，单级效率可高达 9 0 以上。相比较而言，如果各等级的电压均由交流电网直接通过s m r 得到，则不 仅规格繁多，维修不便，而且损耗很大；采用分布式电源结构以后，可构成标准的模 块化电源，除可靠性高之外，安装，维护也很灵活方便。 但是该供电系统也存在一些缺点： ( 1 ) 负载短路保护困难。由于常见的都是电压源型配电系统，为能实现短路 保护，就要采用相应的方法检测串联回路的电流，与设定值比较， 1。 发生异常再封锁给定脉冲。某一模块的短路会引起整个系统供电的异常， 电路的可靠性很大程度上取决于故障发生后的检测灵敏度和响应时阳j ， 另外也增加了电路的复杂性和成本。 ( 2 ) 通常采用的a c d c ，d c d c 方式用到两级变换，中间有储能环节，子系 统之间存在相互影响。即使单个变换器工作正常，当两级变换器组合以 后，仍有可能出现系统特性变差，甚至不稳定的现象。虽然可以通过仔 细设计来消除这种现象，但这增加了系统的复杂性和不可靠性。 ( 3 ) 电源变换器和负载变换器均采用d c d c 高频开关电源，电磁兼容性差。 ( 4 ) 每一变换器模块均是从控制到保护的完整单元，从整个系统来看，多重 控制各自独立，电路结构反反复复，增加了体积，复杂性与成本。 本课题的任务就是优化设计新的分布式电源，设法明显改进上述缺点。 1 2 本课】曩研究的方案及需要完成的工作 本课题的方案是将高频正弦交流电作为母线电压，采用磁耦合来实现非电接触有 限功率传输，达到负载端无需短路保护，消除系统内部的相互影响，提高电源的兼容 性和可靠性。 南京航空肮大大学硕士学位论文 斐一竺h 竺h 菱蕉h 竺i 3 0 v电l 1 2 0 k h z 接l $ l 传 输岖丑吨囝1 蔓悃 图1 - 4 高频正弦交流分布式配电系统框图 因为是利用磁耦合来实现非电接触功率传输，母线电压宜采用高频正弦交流电， 主要是考虑到： ( 1 ) 磁性元件( 变压器与电感) 和电容的体积，重量能够大幅度降低。 ( 2 ) 基频远高于音频，可以构成静音系统。 ( 3 ) 每周期传递的能量反比于工作频率，一旦发生电气故障时，可以减小切 断过程中的危害。 ( 4 ) 变压器因其传输的是f 弦交流电，比脉冲变压器更容易实现无波形失真 的功率传递。 ( 5 ) 整流环节中，电压正反向变化时为缓慢过零，不存在矩形波整流形成的 尖峰冲击。 图卜5 ( a ) 高频电压源型配电结构图卜5 ( b ) 高频电流源型配电结构 高频配电系统的概念最早是由n a s a 提出的，用于飞行器场合，频率为2 0 k h z ， 它具有效率高，热源分布等优点。高频交流配电系统主要有两种形式1 ) 高频正弦交 流电压源型配电结构( 如图卜5 ( a ) 所示) ：优点是电磁干扰小，而且当负载变化时， 整个系统仍能保持较高的效率。缺点是不具备非电接触传输功率的能力。2 ) 高频f 弦交流电流源型配电结构( 如图1 - 5 ( b ) 所示) ：该系统具备非电接触传输功率的能 力，但存在高频电磁干扰和轻载情况下效率低等问题。 研制混合式配电系统( 兼有电压源型和电流源型配电结构的优点) ，并能够实现 有限功率传递和固有短路保护功能的磁耦合环节是本课题的重点；高频恒频恒压正弦 交流电源的设计和制作是完成此项任务的前提；为了配合恒定直流电压输出，还要完 1 混合式高频交流配电系统的研究 成低压差线性稳压环节的研制。 1 3 本课题研究的意义 本课题的研究旨在探讨一种新型的分布式配电方案，具有一定的理论意义和工 程应用价值。按本方案进行的设计与现行的直流传输型分布式配电系统相比较，具有 以下优点： ( 1 ) 利用变压器的磁饱和特性，无需另加其它的控制电路，就能实现短路保 护和过流保护，负载端不需采用保险丝； ( 2 ) 工作频率单一，不存在高次谐波，因而电磁兼容设计比较简单； ( 3 ) 混合式交流配电，整个系统效率高： ( 4 ) 以线性稳压环节替代d c d c 斩波稳压，负载变换器中不存在开关电源的 概念，因而电磁干扰小： ( 5 ) 以分离的变压器的原副边磁耦合来实现功率传输，随着气隙的变化，传 递的功率相应改变。可以简便地热插拔，通断瞬间不存在拉弧现象，作 为电源负载联接的方法，可用在潮湿、易燃易爆或水下等特殊环境； ( 6 ) 可利用其非电连接能量传递的特性，在旋转或其它相对运动场合，以磁 耦合来实现非接触传递检测能量和其它控制信息。 南京航空航大人学硕士学位论文 第二章混合式高频交流配电系统 的工作原理及仿真分析 2 1 混合式高频交流配电系统的工作原理 2 1 1 电路结构 非接触式的混合式高频正弦交流配电系统的主电路如图2 - l 所示，其主要组 成部分分为： d c a c 逆变器 括频磁耦合环节 a c d c 变换器 幽2 - l 混合式高频正弦交流配电系统的主电路 a ) 高频逆变器 高频逆变器将直流电变换为谐波含量小的单相高频正弦交流电输出，当 输入电压或者负载发生变化时，逆变器的输出电压能保持恒定。许多电路拓 扑都能实现d c a c 逆变，图2 - i 中所示为串并联谐振的全桥变换器，该电路 若采用移相控制方案，可以从轻载到满载都能保持较高的效率，并且输出电 压不随负载变化。 b ) a c d c 变换器 a c d c 变换器由磁耦合变压器t 2 ，串联谐振环节，二极管整流单元，串 联稳压环节及输出滤波器组成。串联谐振环节的电感l s 和电容c s 分别放置 在变压器的原边和副边，变压器的原副边设计成可以分离。 c ) 配电单元 本文所研究的混合式配电系统是高频正弦电压和电流配电方案的结合 体。负载变换器( a c d c ) 是相互并联的，然后作为一个整体成为源变换器 ( d c a c ) 的负载。前者与图i - 5 ( a ) 类似，后者与图卜5 ( b ) 类似。 2 1 2 工作原理 混合式配电系统的工作可以分为：( 1 ) 功率传输：( 2 ) 无载和( 3 ) 短路三种工 7 皑合式高频交流配电系统的研究 作模式。 ( 1 ) 功率传输模式 当把变压器t 2 的原边和副边联在一起，系统就工作在功率传输模式。因为原副 边是磁耦合的，原边的串联电感l s ( 其中包括变压器的漏感) 和折算到原边的电容c s 与负载电阻构成串联关系。为了能在负载上获得最大的传输功率，在设计时将串联部 分总的电感和电容按它们阻抗相等来取值，这样就可以消除电感和电容上的压降。图 2 2 ( a ) 给出了该工作模式下的等值电路图。 n ln 2n 1n 2n 1n 2 蚓2 - 2 ( a ) 功率传输模式等效结构图 因为交流母线v 。是正弦波，按照功率平衡原则，直流负载电阻r 可以用一个等效 交流电阻艮来表示。应用传统的交流电路分析方法，变压器的原边电压有效值可以 表示为： vnr i = 吣半 q 。：串联谐振回路的负载品质因素 v ；：高频交流电压的有效值( v ) 等效交流负载阻抗： 。8 。r l k a c 2 丁 实际的直流负载阻抗( q ) f ，：正弦交流电压的频率( h z ) i q l ：变压器原边匝数 n 2 ：变压器副边匝数 当取q 。 3 ，这时原边电压可以近似表示为： v 。“ql v s 相对应的副边电压可以表示为 v s e c = 吼氓( 嗣 ( 2 一1 ) ( 2 2 ) ( 2 - 3 ) ( 2 4 ) ( 2 5 ) 蛋 南 南京航空航大人学硕士学位论文 变压器的最大磁通可以表示为 中：型! ：生+ f 旦 + l 1 n l ln l r 。 ( 2 - 6 ) 在上式中，v s 、n 1 ，n 2 和串联阻抗l 。一旦确定以后，最大磁通就与输出的负载 阻抗成反比。可以设计成在额定负载下，使变压器铁芯工作在饱和磁密艮点附近， 以确保有最大功率从电源传输到负载。 ( 2 ) 无载模式 l sc s 擎 r 飞 kl i v s e c ；一! - h l kl i l s 幽2 - 2 ( b )无载模式等效结构图 当变压器t 2 的原副边相分离时就是无载模式，如图2 - 2 ( b ) 所示。这时高频电 压加在串联电感和变压器的原边，原边线圈的磁通不匝链副边线圈。所没计的变压器 铁芯原边有缺口，漏抗比较大，因此总的串联阻抗也很大。变压器从原边汲取的电流 为 ，v 。 h n i 。赢 2 ) x 。+ x 、 (7 ) i 。：原副边未耦合时，变压器原边的电流 x 。= 2 n + f 。ls串联电感的阻抗 x = 2 + n + f 。l 。副边不连接时变压器的电抗 由于x 。与x 。的和较大，i 。将远小于额定负载时的电流值。 ( 3 ) 短路模式 当原副边耦合时，只要短路发生在串联谐振电容之后，无论是在整流元件的输 入侧还是输出侧，变压器t 2 原边的电流都是很低的。这主要是受到串联电感和变压 器磁饱和的限制，因为副边短路会导致品质因素显著增加，v 。上升，进而造成深度 磁饱和。 胁 l l j ； f 。、j jl 一l 1 n l n 2 l sc s 图2 - 2 ( c )短路模式等效结构图 混合式高频交流配电系统的研究 i p r 。：副边短路时的原边电流 i 口r 一 图2 - 2 ( c ) 是短路模式时的等效电路，电路结构近似于无载情形下的图2 - 2 ( b ) 。 2 2 单路输出功率3 佣时磁耦合模型的仿真 为了迸一步验证分析系统的工作原理，本节中基于图2 - 3 ，推导出单路磁耦合 变压器的模型，并进行了仿真分析。 2 2 1 仿真模型的建立 ( 1 ) 耦合变压器的模型 r 。 酯 一p _ 乡 v p n i ：n 2 7 s e c； l厂一 i m 地蟮豹 。， 式中l ml m l ：。和l ：是原边电流i 。和副边电流i 。的非线性函数，根据 图2 4 的变压器等效磁路，可以采用等效磁路法来分析得到这些参数。 审1 f 2 士2 由高斯定律可知 图2 - 4 高频变压器的等效磁路图 一0 1 + m 2 + 中3 = 0( 2 一l o ) 南京航空航犬大学硕士学位论文 另外，一般可用分段直线，双曲函数，反正切函数，指数函数，对数函数，多 项式等多种方式来对磁化曲线进行拟合，本文中经比较后决定采用反正切函数。 b = x a r c t g ( yh ) + z h( 2 - 1 1 ) 在磁化曲线中选取三个点，通过解非线性方程组，就可以确定一组x 、y 、z 的 值。 巾1 = fi ( fl f2 )( 2 1 2 ) 中2 = f2 ( f2 一f 3 ) ( 2 - 1 3 ) 中3 - f 3 ( f2 一中3 r “ ( 2 一1 4 ) 这里f t ( ) 、( ) 、f a ( ) 可用反正切函数来实现。式中f 。、f ! 、f ；是磁势 p 12n i 1 ( 2 - 1 5 ) f 3 = r 1 2 is e c ( 2 1 6 ) f ：是变压器中央部分的磁压降。r 。代表气隙部分的阻磁 。 l g k 8 2 五 ( 2 17 )lz0a0 士 a 0 2 。“+ ( “) l “ ( 2 一1 8 ) i n 、n 分别代表矩形铁芯截面的长和宽 k ：气隙的长度 a 。：气隙处的截面积 通过解( 2 1 4 ) 式得到磁势f 2 ，并将结果代入( 2 - 1 2 ) 和( 2 一1 3 ) 式得到 中1 = f l ( n 1 1 p r i 一( f 3 ) “( 巾3 ) 一中3 r g ) = f l ( f 1 。) 中2 = f 2 ( ( f 3 ) _ 1 ( 中3 ) + 中3 r l n 2 i s , o ) = f 2 ( f 2 。) 为了得到变压器的端电压，将中、：对时间求导 d 中1a f la f l 。 d to f i 。a t d 中2a f 2a f 2 。 d ta f 2 。a t 代入 整理后得到 v p r i = n 1 o t v 。：n 2 d 中形 a t ( 2 一1 9 ) ( 2 2 0 ) n 1 2 a ( 1 + b c ) d i p r in 1 n 2 a b cd i 。 一2 百五丽百一百万而百 ( 2 - 2 5 ) ) ) ) 3 ) l 2 2 4 2 2 2 一 一 2 2 2 ( 2 ； ( 墨兰彗童塑奎亟里皇墨竺塑婴塞 表达式中 v。eo-丽n1n2abc百dip r l a bb c 一揣ia bb c 坠d t ( 2 - 2 6 ， ( 1 +)d t( + +) () n = 熹 。文f 3 ) 。 6 2 画+ r e a f 2 。2 瓦 ( 2 - 2 7 ) ( 2 2 8 ) ( 2 - 2 9 ) 通过比较( 2 9 ) 与( 2 2 5 ) ( 2 2 6 ) 式可以得到l 系数矩阵，针对图2 - 3 列出 回路电压方程： ”l 。百d ip r i + l ；百d ip r i + l 。百d i s e c v 。叱等+ l 2 ：百d i s c c v 。= v c + r i 。 以i p r i , i ，v 。为状态变量，由此可整理出回路的状态方程。 ( 2 3 0 ) ( 2 3 1 ) r2 3 2 ) 等2 赢辜( 一l 1 2 l s e c ，) 。， d is e c1 一l 2 1 可2i 丽“s8 。2 2 l s + l l l 一些。5 l 2 2 + ( 2 3 4 ) d v c 1 一d t2 石1 5 。 ( 2 3 5 ) 2 2 2 仿真参数的选择 交流母线设计为为1 2 0 k h z ，3 0 v 的高频正弦交流电，对照图2 - 3 ，即v 。= 3 0 v ， 0 c耻1r+v 、v l+ 南京航空航大大学硕士学位论文 = 1 2 0 k h z ，设计要求直流负载上电压v l = 4 v ，所以 ，。1 l 喀十嵋 f 2 - 3 6 j z pr - 2 一i _ i 厂 v n n ：图2 - 1 中整流变压器原边的电压 v o ：整流肖特基二极管上的压降，典型值取0 6 v v - ：额定工作状态下，串联稳压环节上的压降，典型值取0 7 v 代入数据后，v 。= 4 4 2 v 假使带上额定负载以后，电压有1 5 的跌落，等效成整流变压器原边电压最大 v ：。为 = 穗“2 0 v 他。3 7 ( i ) 设计磁耦合变压器的变比k 比较( 2 4 ) 和( 2 - 5 ) 式可知 。 k 2 糕= 羔黾， 硝) ( 2 ) 求解等效交流负载r 。 设计要求v = 4 v ，p l = 3 0 w ，所以直流负载电流i f 7 5 a ，整流变压器原边的功率p 。 力 9 0 = p l + i i ，+ ( v d + u ) ( 2 - 3 9 ) = 3 0 + 7 聃( 0 6 + 0 7 ) = 3 9 7 5 w 小等= 篇观s q ( 2 _ 。) ( 3 ) 磁耦合环节的设计 如图2 - 3 所示，为能实现以变压器的原副边磁耦合来达到电源与负载连接的要 求，原副边必须设计成可分离的结构。拟对u f 型铁芯进行改装，中间磁路另外粘接， 另一侧过长的磁路设法磨短，改装后如图2 - 5 假设工作磁密= o 2 t ，电流密度k s = 4 0 0 a c m 2 ，波形系数k 产4 4 4 ，窗口利用系 数k o = o 3 0 ，工作频率f s = 1 2 0 k h z ，功率因素c o s 中= o 9 ， - 删边视枷率之和懈 忐c o 功箬棚v a 呓_ 4 1 s mu 甘 ”a 。- c 丽) l + x 防t z ， x ：与铁芯型式有关的系数，查表得一o 1 4 a ，：铁芯窗口面积( c m 2 ) a 。：铁芯截面积( c m 2 ) 混合式高频交流配电系统的研究 代入数据，求得a ， 。= o 0 4 6 c m 4 对照u f 型铁芯结构，实际窗口面积为( 2 + e f ) + b u f l 7 以下( 2 e f ) 值接近于零，无法采用。 u f l 7 型：e = 1 1 8 ：芸哪，f = 1 5 5 0 2 i f l n ，b = 6 i 衄 a 。= 0 3 0 1c m 2 ，a w a 。= 0 1 4 5 c m u f l 7 b 型：e = 1 2 0 3 m m ，f = 1 6 5 0 3 m m ，1 3 = 7 7 m m a 。= 0 2 7 3 c m 2 ，a w + a 。= o 1 5 8 c m 4 图2 - 5u f 型磁芯示意图 u f l 9 型：e = 1 2 ；”i l l m ，f = 1 8 哪，b = 7 4 m m a 。= 0 3 5 3 c m ? ，a w a 。= 0 1 5 7 c m 理想的磁耦合变压器结构是au ，+ a ，的乘积稍大于设计值，并且在相同窗口面秘 的情况下，增加绕组高度，减小绕组厚度来控制漏感，以提高原副边祸合系数。虽然 l f 型铁芯不能满足这些要求，但在原理性样机试制阶段，从制作成本和加工难易考 虑，选择了市场上较易采购到的u f l 9 型铁芯。以下仿真分析均是在略作改装的c f l 9 磁芯上进行。 对照图2 3 ，已确定的参数有c = 7 4 m m ，a = 6 m m ，b = 6 唧，a 。= o 3 5 3 c 一，1 3 = o 3 5 t ( 磁芯饱和磁密) ，f 。= 1 2 0 k h z ，负载品质因素q 。取为5 ( 希望短路后深度磁饱和，q 。 值应取大；但考虑到实际的电感与电容和设计值之间存在偏差，会影响到最大功率的 传输，另外也会使串联谐振电容c 。承受过高的电压) 。 联立方程并求解 n l ：5 5 卟蒜一o ，s 4 3 ) q。2习2rcf财slsr 25 。眠，j 求得：n i = 2 2 匝，n 2 = 4 匝，l s = 9 7 uh ，q l _ 5 1 1 c s2 赢+ 眈z y s s 咐 浯。a ： 南京肮空航大人学硕士学位论文 磁耦合变压器副边电流i ： 原边电流i ： i ：工：7 5 ；8 3 3 a ( 2 4 5 ) 0 90 9 i i = 1 2 + p l j = 8 3 3 5 5 = 1 5 2 a ( 2 4 6 ) 设计所需窗口面积： a w 型l ：丝：! ：丝：0 2 7 9 c m ：( 2 4 7 ) 对照图2 - 3 实际窗口面积芫：k o + k j 0 3 * 4 0 0 a 。= b 4 c = o 7 4 + 0 6 = 0 4 4 c m 2 ( 2 - 4 8 ) 绕组应该能够顺利绕制。 通过仿真来确定气隙的长度l | 。理论分析l 。( 7 4 r a m ) 越小，一旦发生短路时， 中间磁路分流的磁通越多，相应对原边电流的影响越小；但在功率传输模式工作时， 中间磁路分流过多的磁通会降低副边输出电压。所以，为了减小短路时的变压器原边 电流，应在保证额定输出电压的前提下，尽可能减小气隙的长度。 2 2 3 仿真结果 对所建立的磁耦合模型，运用m a t l a b 进行编程仿真。 表2 一l 艮。= 0 ，jq 时气隙长度与整流变压器原边电压和输出功率的关系 lk ( m m ) 11 523406 v ：m ( v ) 3 6 74 2 84 6 04 7 64 8 34 8 54 8 6 【p 。( w ) 2 7 03 6 。74 1 54 5 34 6 64 7 o4 7 2 图2 - 9 中的v ：。= f ( r 。) 曲线更直观地反 图2 - 6r 。= o 5 q 时气隙长度与整流图2 7 艮= 0 5 q 时气隙长度与 变压器原边电压关系整流变压器输入功率的关系 在额定交流负载下，察看保证整流变压器原边电压大于等于4 5 v 时的最小的气 隙长度，由此确定l 。a2 ( m m ) 混合式高频交流配电系统的研究 簪散交流负载砌c ( o ) 图2 - 8 等效交流负载r 。与 变压器功率的关系 等效交流负载 ( qj 图2 - 9r 。与t l 车折算到原边的副边电流【2 及输入整流变压器原边电压v z p r i 的关系 图2 一1 0 变压器_ i ：作在轻载状态( 风= 5 0 ) 图2 - 1 i 变压器：作在额定状态( r 产o5q ) 图2 一1 2 变压器工作在过载状态( k = 0 3q ) 图2 - 1 3 变压器工作在短路状态 由图2 8 分析仿真结果，所设计的磁耦合环节可以实现有限功率的传输。这一 点在过载，尤其是在短路工作状态更加明显。 在图2 9 中，当负载小于或等于额定等效交流负载r a c - - o 5q 时，变压器工作在 线性段，表现出折算到原边的等效副边电流与原边电流i l 很接近：而在重载或短路 状态，由于变压器严重磁饱和，1 彳= n 么的关系不再成立短路时的原边电流1 1 2u l 反而小于额定状态下的原边电流值。 在图2 1 0 与2 一1 1 中，可以看出当工作在轻载或额定负载以下时，串联电感和 南京航空航犬人学硕十学位论文 串联电容构成串联谐振。当带电阻性负载时，表现为原边电压和原边电流基本同相位， 折算到原边的等效副边电流值i ：+ n 形与原边电流1 1 很接近。 在图2 1 2 与2 1 3 中，变压器由过载演变为短路工作状态，磁饱和逐渐加剧， 表现为( 1 ) 折算到原边的等效副边电流值i ：+ n 形与原边电流1 1 值差距越来越大： ( 2 ) 受磁饱和影响，原边电流波形严重畸变，由正弦波变为馒头波； ( 3 ) 副边电流提供的容性功率大于原边电流所提供的感性功率，造成原边电流 相位超前于原边电压相位。 2 3 多路工作状态下的仿真分析 对照图2 1 ，对于交流电源来说，每一配电支路单元，如果在带额定负载的情况 ，、2 下，变压器原副边相耦合，可以等效为r 。+ 【? ：，) ；如果空载的话，等效为电抗 x s + x l 。 假设r l 。：已插上负载板的支路数；n d ：总的负载板的支路数。参见图2 一l ，可 以画出高频交流配电系统在带上若干路负载情况下的等效电路图，如2 1 4 。 图2 1 4 高频交流配电系统带负载后的电路等效图 由等效电路图可以推出： 圣圣! 特例分析： ( 1 ) 每一路都带负载 ( 2 ) 每一路都空载 ( 2 - 4 9 ) 昆台式高频交流配电系统的研究 3 0 v 1 2 0 恩兹 3 1 2 n 咒您 五+ 并 图2 - 1 5 每路都带额定负载时的等效电路 图2 1 6 每路都空载时的等效电路 c o s g i = lc o s = 0 本课题中，每一路的输出功率是3 0 w ，相对应的视在功率为4 2 5 v a ，设总的负 载板的支路数= 6 ，且移相控制d c a c 主电路设计为3 0 0 v a ，。由此给出高频交流 配电系统在不同插板数情况下的功率因数关系，如图2 一1 7 。 c o s 妒 负载插板数 图2 一1 7 高频交流配电系统在不同插板数情况下的功率因数关系 由上图可以看出： ( 1 ) 在负载插板数相同的情况下，负载越重，c o s 巾越高： ( 2 ) 在负载相同的情况下，负载插板数越多，c o s 由越高； ( 3 ) 只要每一路都带电阻性负载，不论负载值为多少，c o s 审均是1 。 2 4 高频正弦交流环节的主电路仿真 在图2 1 8 高频正弦交流环节的主电路中，m 1 为i “o s f e t ，d i e d 4 为 i o s f e t 的体内二极管，c 1 c 4 为m o s f e t 的极间电容。为把混合式交流配电系统的体积做小， 尝试将主功率器件的开关频率做到1 2 0 k h z ，因此考虑采用m o s f e t 作为开关管。 南京航空航大大学硕士学位论文 全桥d g g谐振滤波环节 广一一一一一一一一一一r 一一一一一一一一一一 l 图2 一1 8 高频正弦交流环节的主电路 x 。：串联谐振支路电感的阻抗 x “串联谐振支路电容的阻抗 x 。：并联谐振支路电容的阻抗 xt 并联谐振支路电感的阻抗 通过全桥移相控制，将输入的4 8 v 直流电逆变成1 2 0 k h z 的方波在a b 端输出， 、1 1 与似同时导通时输出正4 8 v ；m 2 与m 3 同时导通时输出负4 8 v ，其它时f b j 输比o y 。 再经过谐振环节无源滤波，在c b 端输出有效值为3 0 v 的1 2 0 k h z 高频f 弦交流电。 m o s f e t 驱动波形和输出电压波形如图2 1 9 。相对应将串联谐振环节与并联谐振环符 的谐振频率设计在1 2 0 k h z 。希望能经过滤波环节，尽可能地将高频谐波滤去，而只 保留基波，使得t h d 符合设计要求。图2 - 1 9 同时给出了在额定负载下，仿真得到的 滤波环节前后的傅立叶分解结果。2 4 1 中将介绍如何选择滤波环节的电感，电容。 瀚葡渡 ； l ：豇二二二i i i 二二二二可二二：】 ”“5 1 4 驱动坡矿“ ”“ 一 ”“5”“”“5 一 堡全圣苎塑至亟里皇墨竺竺竺壅 一l i ：i | 二誓二i m l + 舢- 。- - 二矗：。；l l b u s + 二；甚i j i ；i i 。 c b 蚺输出电压坡形 。訾c b 蛐输出棱彤冒；珏解 w zzt f r e 岬c e 图2 一1 9 额定负载下高频交流的驱动波形和输出电压波形 2 4 1 谐振滤波环节的参数选取与仿真 广叫 r ，。叫 图2 2 0 主电路谐振环节基波的戴维南等效电路 南京航空航天大学硕士学位论文 图中 v 戴维南等效电压源 v 。：滤波后的输出电压 z “戴维南等效输入阻抗 z 。：串联谐振支路阻抗 z 。：并联谐振支路阻抗 i “空载时的串联支路的电流 当工作在谐振状态时有： 砧z p z s 2 嘎z s 小袭 k 袭 i s w = 再v s i z s = j ( x l s x c s ) z ，= 案黉 x l s 。x c s ( 2 - 5 0 ) ( 2 - 5 1 ) ( 2 5 2 ) ( 2 5 3 ) ( 2 - 5 4 ) ( 2 5 5 ) ( 2 - 5 6 ) x i j , = x c p( 2 - 5 7 ) 因为相对于d c a c 逆变器的工作频率，串联支路与并联支路都设计在谐振工作 状态，所以也可以称它为“串并联双谐振逆变器”。为了选择谐振滤波环节的参数， 必须先对逆变和滤波环节的工作特性作详细分析。 分析之前先假设： ( 1 ) 所有分析均基于稳态： ( 2 ) 半导体开关为理想功率元件； ( 3 ) 负载为阻性； ( 4 )电感，电容的电阻与它们的感抗，容抗相比可以忽略不计。 ( 5 ) 为方便分析，直流母线输入电压为标幺值1 。 6 ：移相控制输出电压的脉冲宽度 。：逆变器输出的基波角频率 昆岔式高频z 流配电系统的埘f 究 n x z j x 图2 2 1 相对于第n 次谐波滤波环符的等效电路幽 采用傅立叶分解分析可以得到： ( 1 ) 逆变器输出电压： v s ( ”= 蠢熹咖扣t ( 2 ) 逆变器输出电流 r ( 2 5 h i s ( t ) = 点面4 s i n 孚s i n 等s i n ( n c t - 虬) 呼硼 ( 3 ) 负载上的电压 v 0 c t ，= 蠢高毛s i n 萼s i n 等s 峨蚴。t 一+ ， 咱 ( 4 ) 串联电容上的电压 v c s ( t ) 2 l 毒n ：4 7 c | x z s 川s i n 萼s i n 詈c o s ( 蚴。t 一虬) ( 2 - 6 t ) ( 5 ) 并联电容上的电流 t c p ( t ，= 蠢纛s i n 萼s t n 詈c 。s c 姗o t - 妲。6 2 ( 6 ) 并联电容上的电流 。= 蠢s i n i n 8 如2 c o s ( n t - 他删 上式中， a n - ，一妻”冶2 ( 2 6 4 ) ( 2 - 6 5 ) ( 2 6 6 ) 可 拇_ 写 l l ， 乱 恤 虬 南京航空航大人学颂t 学位论文 b 。= 小熹( n 2 f 瓣r l 帆= 缸1 ( 。) ( 2 6 7 ) ( 2 - 6 8 ) ( 2 6 9 ) ( 2 7 0 ) ( 2 7 1 ) 有了以上分析作基础，下面就可以着手进行谐振滤波环节的参数选取。从，讨豳 分析暂时只能确定x 。= x 。= x s ；x 。，= x 。，= x ，。具体确定x 。，x 。的值的依j = | ：之 。是t h d 的大小。 首先分析第n 次谐波电压的大小，由( 2 - 6 0 ) 式可知：v 。= v 。，的条r 牛赴 a 。= i , a 。n t 即要求b 。= 0 也就是r l = 0 0 ，此时 h i m n q = a n - - l 一生( n 一灼2 xo ，x p。( 2 - 7 2 ) x 令 ”2 1 x p ( 2 7 3 ) 则第n 次最坏谐波电压的大小可表示为： v o n m x = ( 2 7 4 ) ( 2 - 7 4 ) 式中尚有未知数方波脉冲宽度6 ，设法求解。高频交流配电系统的 目标交流母线电压为3 0 v ，由( 2 - 5 8 ) 式可以演变出 v s = u 。c 去s i n = 3 0 ( 2 _ 7 j ) v s 划。c 袁。3 0 ( 2 嗡) 将而直流母线电压u o c 2 4 8 v ，代入求解，可得6 = 8 7 9 。设法作出v o 。= f ( n n ) 的曲线，就可以选取适当的1 1 。 假使q 为串联谐振的品质因数，则有 x s = q rl ( 2 7 6 ) 鞯 混合式高频交流配电系统的埘f 宄 相应 并联支路电流 图2 - 2 2 t 1 与v 0 3 m a x 的关系 x 。：坠堕 ” p 羔= 嚣吾 ( 2 7 i ( 2 7 “ 为了减小并联电感和并联电容中等效电阻的有功损耗，希望n 越小越好：艟p 到t h d 3 ，由图2 2 2 确定”取为2 。 考虑到商频配电系统在带不同插板数负载时的差异性，参见图2 1 4 ，将滤波环 节与等效负载结合在一起得到图2 2 3 j 啦pl 岱 j 圣：生 糟c z 一刀c p 艮) 2 h 。 图2 2 3 高频配电系统在带不同负载情况下的等效电路图 空载支路的等效电感：茎! 蔓 n c l l a c p 带载支路的等效电阻：螋 n c p 一 壹塞堕笙堕盔盔堂堡主兰垡堡苎 轻载时( 假定只有一路带额定负载，其余五路空载) ，希望并联谐振不被破坏， 要求x n ( ( x s + x ；另一方面，由i ，= ，为减小有功损耗，要求越小 越好。综合考虑，取i 。= i o a ，相应x p = 3q ( l d = 4 u h ) ，x s = 6q ( l s = 8 u h ) 。 1 r = 3 3 3 qp = 2 7 0 w ( 所有负载板都插上图2 - 2 4 a ) = 二+ 嵩；i j ；一；i 恤 r l = 50l l = 7 0 2 = 3 5 u hp = 1 6 0 w ( 带4 路负载，2 路空载图2 - 2 4 c ) 。出一i = j 品t - j “ r i = 4 ql ，= 7 0 u h p = 2 2 5 w ( 带5 路负载，l 路空载幽2 - 2 4 b 一 1 r l = 7 6 70 l l = 7 0 3 = 2 3 3 u hp = 1 3 5 w ( 带3 路负载，3 路空载图2 - 2 4 d ) 每茹i 一茹一 - - u ：- 茹翟：z - i + 。i ； f h ，- r l = l oqh = 7 0 4 = 1 7 5 u hp = 9 0 w ( 带2 路负载，4 路空载图2 - 2 4 e ) r l = 2 00h = 7 0 5 = 1 4 u hp = 4 5 w ( 带1 路负载，5 路空载图2 - 2 4 f ) 图2 2 4 带不同负载时移相控制主电路的仿真波形 曲线a ：移相控制输出电压2 ；曲线b ：滤波环节输出电压2 ；曲线c ：主电路 中的电流波形 2 3 混合式高频交流配电系统的研究 蛐撤敬 图2 2 5 不同负载时主功率管中流经的最大电流 圈2 2 5 中给出了不同负载时，主功率管中所流经的最大电流，在第三章中可以 以此作为选择功率管的参考依据。 2 4 2 移相控制开关模态分析 针对图2 2 4 ，可以用轻载和额定负载两种典型情形，来分析移相控制主电路的 厅关模态。 ( 1 ) 额定负载下的六种工作模态： 。一，； 一二：二j 一 。 t 0t tt 2t 3t 4 t 5t 6t t 一一一一一一一一一一一】j l _ 一一一一一 图2 2 6 额定负载下移相控带0 主电路的 图2 2 7 ( a ) 模态一对应的电路图图2 2 7 ( b ) 模态二对应的