音频功率放大器.doc

大庆石油学院应用技术学院摘 要近几十年来在音频领域中，A类，B类，AB类音频功率放大器（额定输出功率）一直占据“统治”地位，其发展经历了这样几个过程：所用器件从电子管，晶体管到集成电路过程；电路组成从单管到推挽过程；电路形式从变压器到OTL，OCL，BTL形式过程。其最基本类型是模拟音频功率放大器，它的最大缺点是效率太低。A类音频功率放大器的最高工作效率为50%，B 类音频功率放大器的最高工作效率为78.5%，AB类音频功率放大器的工作效率则介于两者之间。但是无论A类，B类还是AB类音频功率放大器，当它们的输出功率小于额定输出功率时，效率就会明显降低，播放动态的语言，音乐时平均工作效率只有30%左右。音频功率放大器的效率低就意味着工作时有相当多的电能转化成热能，也就是说，这些类型的音频功率放大器要有足够大的散热器。因此A类，B类，AB类音频功率放大器效率低，体积大，并不是人们理想中的音频功率放大器。在本文中的D类音频功率放大器的功率器件受一高频脉宽调制信号（PEM）的控制，使其工作在开关状态，理论上其效率可以达到100%，但其不足之出在于会产生高频干扰及噪声，但是若精心设计低通滤波器及合理的选择元器件参数，其音质噪声完全能够满足人们的需求。本文中具体论述了一种基于晶体管的D类音频功率放大器的设计组成与实现方法。关键词：D类音频功率放大器；PWM调制器；H桥功率放大器电路。目 录摘 要第一章 音响的基础知识2 1.1 声音的基本特性2 1.2音响的结构及参数3 1.3放大器的技术指标3第二章 放大器的简介4 2.1 放大器的种类4 2.1.1 A类放大器4 2.1.2 B类放大器4 2.1.3 C类功率放大器5 2.1.4 D类功率放大器6 2.2 D类功率放大器的原理6第三章 D类放大器的设计9 3.1一般D类功率放大器的组成情况和分类10 3.2各单元电路的作用介绍10 3.2.1前置放大器10 3.2.2脉冲宽度调制（PWM）电路10 3.2.3三角波发生器11 3.2.4驱动控制电路11 3.2.5 H桥式功率放大电路（功率输出电路）11 3.2.6输出低通滤波器13 3.2.7负反馈电路14 3.2.8电平指示电路15 3.2.9音频功率放大器的供电电源163.3部分电路的结构 19 3.3.1死区校正和全桥驱动19 3.3.2自举19 3.3.3全桥结构20第四章 D类功率放大器的单元电路设计22 4.1前置放大电路22 4.2三角波产生电路23 4.3脉冲调制电路24 4.4驱动控制电路25 4.5功率输出电路26 4.6滤波器电路26 4.7电平指示电路（音量显示电路）27 4.8供电电源电路284.9 D类音频功率放大器的整体电路结构及结论29参考文献30附 录31致谢33III第一章 音响的基础知识全球音视频领域数字化的浪潮以及人们对音视频节能环保的要求，迫使人们尽快研究开发高效，节能，数字化的音频功率放大器。它应该具有工作效率高，便于与其他数字设备相连接的特点。模拟功率放大器通过采用优质的元件，复杂的补偿电路，深负反馈，使失真变的很小，但大功率和高效率一直没有很好的解决。D类音频功率放大器是PWM型功率放大器，它工作于开关状态下，符合上述的要求。 传统的音频功率放大器工作时，直接对模拟信号进行放大，工作期间必须工作于线性放大区，功率耗散较大，虽然采用推挽输出，减小了功率器件的承受功率，但在较大功率情况下，仍然对功率器件构成极大威胁，功率输出受到限制。此外，模拟功率放大器还存在以下的缺点：电路复杂，成本高。常常需要设计复杂的补偿电路和过流，过压，过热等保护电路，体积较大，电路复杂。效率低，输出功率不可能做的很大。D类开关音频功率放大器的工作基于PWM模式：将音频信号与采样频率比较，经过自然采样，得到脉冲宽度与音频信号幅度成正比例变化的PWM波，然后经过驱动电路，加到功率MOS的栅极，控制功率器件的开关，实现放大，将放大的PWM信号送入滤波器，则还原为音频信号。D类功率放大器工作于开关状态，理论效率可达100%，实际的运用也可达80%以上。功率器件的耗散功率小，产生热量少，可以大大减小散热器的尺寸，连续输出功率很容易达到数百瓦。功率MOS有自我保护电路，可以大大简化保护电路，而且不会引入非线形失真。对于高电感的扬声设备，在设计电路的时候，是可以省去低通滤波器（LPF），这样可以大大的节省体积和花费。而且有更高的保真度，这一点，在国外的5V D类音频功率放大器中已经得到了运用。近几年，国际上加紧了对D类音频功率放大器的研究与开发，并取得了一定的进展，几家著名的研究机构及公司已经试验性地向市场提供了D类音频功率放大器评估模块及技术。这一技术一经问世立即显示出其高效，节能，数字化的显著特点，引起了科研，教学，电子工业，商业界的特别关注。不久的将来，D类音频功率放大器必然取代传统的模拟音频功率放大器。1.1 声音的基本特性音量：它与声波的物理量“振幅”有关，声波的振幅大，人耳就感觉声音响，音量大，反之，则声音轻，音量小，音量的大小是人耳听音的主观感觉。音调：是人耳对声音调子高低的主观感觉，声调的高低与声音的物理量“频率”对应。人耳的听觉范围：20Hz20KHz称之为可听声，低于20Hz称为次声，高于20KHz称为超声，人耳对3KHz4KHz的声音最为敏感。音色：又叫做音品或音质，它是由声音的波形决定的，电子管功率放大器的偶次谐波多，奇次谐波少，声音柔美，甜润，晶体管功放奇次谐波多，声音冷艳，清丽。1.2 音响的结构及参数前置放大器和功率放大器，前置放大器承担控制任务为主，对各种节目源信号进行选择和处理，对微弱信号将其放大到0.51V，进行各种音质控制，以美化音色。功率放大器，承担放大义务，是将前置放大器输出的音频信号进行功率放大，以推动扬声器发声。有电压放大和电流放大之分，要求是宏亮而不失真。1.3 放大器的技术指标1 额定功率音响放大器输出失真度小于某一数值（g1%）的最大功率成为额定功率，表达式：，为负载两端的最大不失真电压，为额定负载阻抗。2 测量条件信号发生器输出频率为1KHz，电压Ui=20mV的正弦信号。功率放大器的输出端接额定负载电阻RL（代替扬声器），输入端接Ui，逐渐增大输入电压Ui，直到Uo的波形刚好不出现失真，此时对应的输出电压为最大输出电压。测量后应迅速减小Ui，以免损坏功率放大器。3 频率响应放大器的电压增益相对于中音频f0（1KHz）的电压增益下降3dB时所对应的低音音频fL和高音音频fH称为放大器的频率响应。测量条件如下：调节音量控制器使输出电压约为最大输出电压的50%，输入端接音调控制器，使信号发生器的输出频率从20Hz20KHz（保持=20mV不变）测量负载电阻上对应的输出电压。4 输入灵敏度使音响放大器输入额定功率时所需要的输入电压（有效值）成为灵敏度。5 噪声电压 使输入为零时，输出负载上的电压称为噪声电压。测量：使输入端对地短路，音量电位器为最大值，用示波器观察输出负载的电压波形，用交流电压表测量其有效值。第二章 放大器简介2.1 放大器的种类 功率放大器按照信号导通角，可分为：A，B，C和AB类四类，其情况简述如下：2.1.1 A类放大器我们省略电路的构造直接从特性曲线来讨论工作状态，见图3-1中左边为晶体管输入特性，固定置偏所形成的工作点在Q点，当正弦音频信号输入时，其幅度未超出线形范围，集电极工作状态处于截止区和饱和点之内，集电极电流为完整的全周导通的正弦波，此时导通角为180度，（导通角是以最小值至最大值之间占全周的部分来计算，全周导通时为180度）。这种放大状态失真度较小，但是，当无交流输入时，有约一半幅度（Q点）的直流电流，其损耗为，故效率是最低的，低于50%，所以这种A类功率放大器仅用于很小功率的收音机，助听器中，也有用也高级的HiFi功率放大器中。图3-1 A类音频功率放大器，在输入信号最大时，为了晶体管不截止，而设定VB2.1.2 B类放大器VbVccwtoQ图2-2 B类音频功率放大器，晶体管截止极限设定VB 如图3-2所示，静态置偏为Q点，处于截止点上，因此信号输入时，只有半周导通（导通角为90度）。集电极输出半个正弦波。这种状态失真度就很大了，所以一般乙类放大器都用双管做成推挽式，每个管子工作半周构成完整的正弦波以减少失真。乙类状态的最大优点是无信号时原则上没有直流电流，因而没有直流功率损耗，效率超过50%，但是由于曲线起始端的非线形，常将推挽放大器的两管均少量正向置偏，其导通角大于半周，故效率不能做得很高达60%70%，工作介于AB类之间，故又称为AB类功率放大器。其情况如图3-3，图3-4。Ib图2-3 SEPP电路（在一般的音频功率放大器的输出级经常使用）IcUbe图2-4 AB类和B类放大器2.1.3 C类功率放大器IbVbQ情况如图2-5，图3-5 C类放大器，仅不要导通时间设置VB静态置偏点在截止点之下，当信号输入时只有超过偏置点部分的管子才能导通，效率更高，但由于失真过大，难用于音频功放，一般多用于高频功放做为陪频器使用，集电极电流呈脉冲状，谐波丰富，再用高Q电路调谐于二次谐波输出完整波形的倍频正弦波。2.1.4 D类功率放大器 以上各类放大器介绍可知，影响放大器效率的基本因素是无信号时的工作电流，所形成的直流功率损耗。无信号时电流愈大则直流损耗越大，效率越低。为此，要提高效率则应降低工作点，使无信号输入时，也没有直流损耗。但是，信号导通角逾小波形的失真则愈大，输出信号中谐波成分增加，这两个要求是相矛盾的。 如果输入波形其他边沿很陡峭，降低工作点后，对导通角影响很小，那么失真劣化不大而效率又可以得到提高。波形陡峭的极端状态时输入信号为矩形波，这种波形，无论偏置如何变化，由于前后边沿是垂直升降的，导通状态都不会发生变化，这样就诞生了工作于脉冲放大状态的D类功率放大器。D类放大器工作于开关状态，无信号输入时无电流，而导通时，没有直流损耗。事实上由于关断时器件尚有微小漏电流，而导通时器件并没有完全短路，尚有一定的管压降，故存在较少直流损耗，效率不能达到100%，实际效率在80%90%，是实用放大器中效率最高的。正是由于D类放大器的效率高，100瓦输出的设备，直流功耗就十几瓦，故散热器就几个平方厘米，连电路板都可以做的很小，大大减小了体积和重量。并且由于工作比音频高10余倍的脉冲状态，电源整流纹波对电路工作影响会很小。2.2 D类功率放大器的原理D类功率放大器的工作过程是：当输入模拟音频信号时，模拟音频信号经过PWM调制器变成与其幅度相对应脉宽的高频率PWM脉冲信号，经脉冲推动器驱动脉冲功率放大器工作，然后经过功率低通滤波器带动扬声器发声。当输入PCM数字信号时，数字信号经PCM-PWM转换器，转变成为PWM脉冲信号，经脉冲推动器驱动脉冲功率放大器工作，然后经低通功率滤波器带动扬声器工作。音频PWM编码可以从两种途径获得，一是对模拟音频信号进行模数变换直接生成PWM数字音频；二是对其他编码的数字音频，如CD的PCM编码，通过数字信号处理技术变换成PWM音频编码。CD和DVD碟片上输出的音频信号是数字化的，若采用普通的模拟功放机进行放大，则播放机进行解码后再经过数模变换，变成模拟音频后再送到功放电路中。而采用数字功放(D类音频功放)后，就可把解码后的PCM数字音频信号直接进入数字信号处理电路处理成PWM码进行放大，省去了播放机中的数模变换和数字功放中的模数变换二个较贵重部分，这样不但音质受损少，成本也可降低。D类功率放大器的电路工作方式为开关状态，其原理方块图如图2-6，波形图如图2-7所示。输入A-DLFERL输出图2-6D类音频功率放大器原理方块图三角波信号PWM信号PWM信号输入信号三角波输入图2-7 将正弦波变为脉冲波的脉宽调制电路从图2-6的结构可知，两个放大器反相连接，实际上构成推挽状态，起到开关的作用去控制与电源串联的负载回路（RL），低通滤波器LPF可以滤去脉冲波的高频部分，得到基波成分，所以实际上成为数/模（D/A）转换电路，重新将脉冲波还原成为弦波。从电路结构看，当两支形状短路阻抗为0，开路阻抗无穷大时，电路的效率为100%。因为扬声器是感性负载，对于高电感的扬声器如中频扬声器，D类功放可以不用接低通滤波器，直接与扬声器相联。图2-7表示如何将正弦波转化为脉冲波，让脉冲波的宽度受正弦波幅度的调制，称为PWM信号，即“脉宽调制”信号。这里没有应用一般概念的A/D变换电路，而是用一个幅度与放大的正弦信号近似的三角波，共同作为变换器输入，相当于反相比较器。当三角波幅度大于正弦波幅度部分，变换电路输出“1”；而三角波幅小于正弦波幅时，变换电路均输出“0”；这样即将输入的正弦信号变为宽度随正弦信号波幅度变化的PWM波。D类功率放大器使用的开关管采用功率型MOSFET，即大功率场效应管，并为保证足够的激励电压而设有驱动电路，使FET能充分的开启和关断，其电路结构如图3-8。+-+三角波输入输出图2-8 功率输出级结构说明图3-9是PWM波的频谱，当放大单一的频率正弦波时，其频谱中除低频段存在与输入信号相同频率的基波成分外，还存在各次谐波的频谱。因此用LPF低通滤波器就可以滤去高频谐波而得到正弦基波成分，因此，可使数模转换电路非常的简化。输入信号电平图2-9 PWM波频谱由上可知D类功率放大器效率高，发热损耗小，可以降低电源容量，减小体积和自身散热器的体积。第三章 D类放大器的设计 当前的电子器件倾向于便携和小的尺寸，音频功率放大器采用了D类技术，D类功率放大器由于它的高效率，理论上可以达到100%，而受到关注。D类放大器的输出级是CMOS的功率晶体管组成，提供扬声器负载需要的大量的电流，这些晶体管工作在或者是截止状态，或者是线形区，而不是饱和区，由于晶体管只是工作在周期间的一小部分是激活的，减小了开关的导通损耗。高的效率也因此成为可能，效率受D类输出级的晶体管的导通电阻（Ron）影响。INPUTPWMGENERATORLPFSPEAKER图3-1 D类音频功率放大器的结构框图图3-1是D类功率放大器的简单框图，D类音频功率放大器在工作方式上与产生控制PWM电压信号的开关电源相似。3.1一般D类功率放大器的组成情况和分类图3-2所示为一般的D类音频功率放大器的组成情况，它主要是由PWM波产生电路，功率放大电路，滤波电路和负反馈电路四部分组成。三角波发生器比较器死区效正和驱动控制音频信号输入正弦信号负反馈开关放大电路（MOSFET）滤波电路（LPF）图3-2 一般D类功率放大器的总体结构D类音频功率放大器根据开关放大器的工作方式不同，又分为两种类型：(1) 电压开关型D类功率放大器：使放大器工作时，开关上的电压波形为方波。(2) 电流开关型D类功率放大器：使放大器工作时，开关上的电流波形为方波。3.2各单元电路的作用介绍3.2.1前置放大器前置放大器是在功率放大器之前而加入的一级放大电路。其目的是对输入的功率放大器的各种信号源进行加工处理，或放大，或衰减，或进行阻抗变换，使其和功率放大器的输入灵敏度相匹配。对其要保证低噪声，高信噪比，高转换速率，输出电阻要小及频带要宽等要求。为此在差分输入对管要选用低噪声优质的结型场效应管，运算放大器应选用低噪声，高速器件，电阻电容选用高精度，高稳定度及高质量元件。3.2.2脉冲宽度调制（PWM）电路PWM调制器也称为脉冲宽度调制器。该电路的作用是把加在它的输入端的模拟信号变成宽度或者占空比与输入信号成正比的脉冲。它由三角波产生器(有的公司生产的D类功率放器中使用锯齿波发生器)电压比较器和驱动功率场效应晶体管的栅极驱动电路组成。三角波产生器是利用恒定电流对一个电容器的充电和放电而形成三角波。三角波的频率就是D类音频功放的振荡器频率，它是固定的。脉宽调制电路即PWM控制电路，实质上是一个电压比较器，如图3-3所示。它的同相端输入前置放大器的输出信号电压，它的反相端输入锯齿波电压。这两个电压 图3-3 图3-4经比较后，输出与音频信号幅度值成正比的脉宽信号。在A点以前，音频信号电压大于锯齿波电压，比较器输出高电平（接近Vcc电压）；在A点以后，B点以前，锯齿波电压高于音频信号电压，则比较器输出低电平；在B点以后C点以前，音频信号电压又高于锯齿波电压，则比较器输出高电平。这样，由比较器输出脉冲宽度与音频电压信号幅度成正比的PWM信号。 将音频信号电压，锯齿波电压及比较器输出的PWM信号画在一起如图3-4所示。由图可以看出，锯齿波的电压幅值是2Vcm；输出的脉冲宽度与音频信号电压的幅值成正比。音频信号电压为0时，输出脉冲占空比为100%；输出脉冲的频率等于锯齿波的频率。脉冲宽度调制电路将直接影响音频功率放大器的性能指标。对于高频载波三角波，为了减小输出音频信号的非线形失真，要求三角波信号的两个斜边对称且具有高的线形度。对于载波频率的要求，理论分析表明，载波频率越高，功率放大器的输出高频干扰越容易滤除，输出波形失真也越小；但功率放大器的开关频率也升高，这将大大的增加开关器件的开关损耗，造成功率放大器的效率下降。因此，一般载波信号（三角波）的频率和调制信号（取正弦波）的频率满足如下关系： 其中，为载波信号频率，为调制信号的频率。功率放大器的通频带为10KHz，取三角波信号的频率为120KHz。3.2.3三角波发生器三角波发生器电路采用迟滞过零比较器加反相积分器组成的典型电路结构，为了保证三角波在高频输出信号下的线形度及PWM脉冲信号边沿的陡峭度，运算放大器及电压比较器均采用高速的器件。3.2.4驱动控制电路对于驱动控制电路的要求一是把PWM信号整形成前后沿更加陡峭的脉冲；二是能倒相形成PWM和两个脉冲以满足H桥功率开关管的要求；三是为防止同一桥臂上两功率管直通，PWM和两脉冲之间要有一定的死区时间；四是应具有保护功能，当负载出现过流或短路时，应封锁PWM和脉冲信号输出。3.2.5H桥式功率放大电路（功率输出电路）功率输出电路通常由两只功率MOSFET管组成，并采用双电源供电，脉冲宽度调制器所输出的两路脉冲信号决定这两只功率MOS-FET管的状态，一路脉冲信号加在MOSFET管vT1的栅极，控制它的状态，另一路脉冲信号加在MOSFET管v 的栅极，控制它的状态。由于两路脉冲信号的极性是相反的，当VT1导通时，VT2截止，电流经过低通滤波器进入负载(扬声器)，从接地端流出来；当T1截止时，VT2导通，进入负载的电流方向相反。注意，此时负载的一端是接地的。为了提高输出功率和除去单电源供电时输出信号的直流成分，一些厂家的D类放大器以BTL方式连接(如图5所示)。使扬声器两端的直流电压为OV。在图4-5图3-5 H桥式功率放大电路典中，脉冲宽度调制器输出的两路脉冲信号决定这四只功率MOSFET管的状态，一路脉冲信号(在驱动电路内部分为两路)加在功率MOSFET管VT1和VT2的栅极上控制VT1和vT2的状态；另一脉冲信号加在功率MOSFET管vT3和VT4的栅极上控制VT3和vT4的状态。由于两路脉冲信号的极性是相反的，当vT1和VT3导通时，vT2和VT4截止，电流经过低通滤波器进入负载；当VT1和VT3仍截止时。VT2和VT4导通，电流进入负载。注意，在BrL方式连接电路中，负载是不接地的。一般的我们采用H桥式功率放大器。H桥式功率放大器的简单电路图如图3-5所示。它由两个N沟道MOSFET及两个P沟道MOSFET，反相器及接在OUT+和OUT-端的负载R组成。四个MOSFET管及负载连接成“H”的字样，所以成为H型桥式功率放大器。放大器的输入信号由PWM控制器的输出信号分成两路提供：一路直接接在左端输入端；另一路经反相器后接在右端输入端。两个输入端的相位总是相反的。如图4-5所示，右端的是同脉宽的负脉冲。该功率放大器的工作原理如下：左端输入正脉冲，则右端输入负脉冲（其脉宽相同）。左边的P沟道MOSFET截止，N沟道MOSFET导通；与此同时右边的P沟道MOSFET导通，N沟道MOSFET截止。如果把MOSFFET看作开关，则可画成如图3-5的状态。电流从Vpcc流经R后流入PGND，电流方向从扬声器右边流向左边其结果如图3-6所示；当左端输入负脉冲时，则右端输入正脉冲，电流方向从扬声器左边 图3-6 图3-7流向右边，其结果如图3-7所示。由于负载的电阻阻抗很小，一般为48，所以流过R的电流很大，实现了功率放大的目的。H桥式功率放大器的损耗很小，主要是MOSFET的导通电阻及输出纹波电流。线性功率放大器的效率一般在50%以下（A类功率放大器），而D类功率放大器效率可达到75%90%（与负载阻抗大小有关，负载阻抗大时效率更高一些）。H桥式功率放大器的任务就是把PWM信号中的调制信号解调出来，即开关式功率放大器就是一逆变器电路。对于逆变器的设计首先要选择开关频率高，导通电阻小的场效应管；其次应采用H桥式逆变电路，目的是使输出电压摆幅可以升高到接近于两倍的电源电压，增大功率放大器的最大不失真输出功率；再者为了减少输出电压的非线性失真，逆变器的输出端应接入LC低通滤波器。3.2.6输出低通滤波器功率输出电路送到负载的信号是一串脉冲，脉冲的占空比和加在脉冲宽度调制器输入端的模拟信号幅度成正比，但是脉冲包含的基频和谐波是有害的，必须通过低通滤波器(Low pass filter)把基频和谐波(超高频)信号滤除，仅留调制音频信号(模拟信号)的部分,用以驱动扬声器。低通滤波器的截止频率决定功放频率响应的高频上限。此高频上限随着输出负载不同而改变，可选3040kHz。低通滤波器的电感器中流过的电流很大，电感线圈的电阻和电容器的等效串联电阻都会消耗功率，也就是说，输出低通滤波器会降低D类功率放大器的效率，必须使用等效串联电阻小的电感器和等效串联电阻小的电容器。用二阶低通滤波器时需要的元件数量少，成本低，对高频的衰减作用要差一些。用四阶低通滤波器需要的元件数量多，成本增高，对高频的滤波效果要好过二阶低通滤波器。提高开关频率可以降低电感器和电容器的数值，从而可以使用体积较小的电感器和电容器，便于布置印制电路板，也可以帮助降低IOSFET管的开关损耗。同样无源元件的高频损耗也会引起效率下降。在设计时应当在这些互相矛盾的因素之间进行折衷，通常该电路采用功率损耗较小的二阶低通。低通L滤波器的形式除了巴特沃斯滤波器外，也可以使用切比雪夫滤波器、椭圆滤波器。虽然贝塞尔滤波器的相位特性、线性度在上面提到的几种滤波特性中是最好的，但是其幅频响应的衰减特性的陡峭程度不如其他几种滤波电路，所以在D类功率放大器中不宜使用贝塞尔滤波器。需要注意的是组成低通滤波器的元件(L1、C23、C24)参数不能随意改变，其取值应该根据扬声器的阻抗凤、最高通过的频率厂c以及电路的Q值要求来确定的。其中fc通常在3040kHz( fC=l27)，Q值在07053之间效果最佳(Q=RLC/L)，若Q值小，则高频响应高端下降得较早，不过下降斜率较小因而电路较稳定；Q值等于0.7时，响应最平坦，截止频率点前后变化最均匀；如果Q值高于0.7的话，则会使频率响应在fc处出现较大幅度的上冲， 导致频率变化剧烈， 因此不宜采用。除了用二阶低通滤波器，也可以使用由电感器和电容器等无源元件构成的四阶低通滤波器。综上所述，在H桥功率放大器及负载之间加一个低通滤波器是必须的。如果没有低通滤波器，在负载上的纹波电流会显著地降低效率，并且会干扰其它电子设备。一种简单的LC低通滤波器如图4-8所示。该低通滤波器在负载阻抗为4时，L1=L2=15H，C1=C2=2F，负载阻抗增加时，C1，C2可适当的减小。图3-8 简单的LC低通滤3.2.7负反馈电路为了稳定D类音频功率放大器的增益并优化频率特性，D类音频功率放大器通常设计有反馈放大器(如图3-9所示)。PWM音频输入音频信号输入调制信号反馈输入信号输出-+-图3-9 负反馈电路结构反馈放大器是一个差动放大电路，、它把脉冲宽度调制器的两路相位相反的脉冲宽度调制信号+和转换成单端电压信号F利用数字功放技术生产整机时，音量调节方法通常会成为机种档次的分界线。简单的方法通常像传统模拟功放那样用电位器衰减模拟信号的输入幅度，实现音量衰减。这种方式数字信号的量化比特率得不到充分利用，小音量时信噪比下降，动态范围变小，而且也不能用于数字音频直接输入的系统。较好的方法是采用调节电源电压的方式来衰减音量，以改变加到低通滤波器上的脉冲电压幅度来改变输出功率，这样量化比特率可充分利用。由于电压下降，量化噪声也随之下降，所以音量减小了，但信噪比和动态范围仍能保持不变。由于功放电源的功率较大，改变电源电压不能用电阻衰减或分压方式来实现，必须从电源整流稳压部分开始。有些公司采用的方法是在数字稳压电源的DCDC逆变过程中，改变占空比来改变最终输出电压。这类方案目前还只应用在分立元件做功率输出部分的整机中采用，集成化数字功放通常仍用衰减模拟输入信号的方法来调节音量。3.2.8电平指示电路电平指示电路是性能比较优良的收录机，录音机常有的电路。结构简单的电平指示电路如图可见，信号由左端输入，驱动LED显示。也可采用加了放大器的电平指示电路，如图3-11所示。由于加入了放大器，指示灯与负载隔离，同时提高了指示灵敏度。图3-10 简单的电路 图3-11带放大器的电平指示电路3.2.9音频功率放大器的供电电源音频功率放大器的供电问题， 大都采用50Hz交流电力网供给，然而其内部的用电器件却都采用直流供电。显然，这就需要将电力网供给的交流电转换为直流电，以按照各自用电器件规定的电压和电流供给。这就是我们将要介绍的音频功率放大器的供电电源。其内容涉及到供电电源类型及优缺点，设计时需考虑的问题以及抗干扰等。音频功率放大器的供电电源，主要有三种类型，即：非调整电源、线性调整电源和开关模式电源。在这三种类型的电源中， 非调整电源将是最有成本效益的选择方案。下面就介绍以下三种供电电源的特性：1 非调整电源电源是由变压器，整流器和滤波电容器组成的，属于线l生调整电源最简单的一种供电电源。(1)它的要优点是简单可靠，而且便宜(相对来说，传统的铜线铁芯电源变压器也许是放大器中最昂贵的部件)。不存在开关频率而带来的不稳定性和高频干扰的可能性。放大器可在瞬态峰值上馈送较高的功率，这一点正是放大器所需要的特性。(2)非调整电源的缺点主要是在直流输出电压中呈现有值得注意的纹渡。这对放大器来说， 需要考虑电源抗干扰比这一指标。电源变压器相对地将是沉重且大体积的部件。同时变压器初级线圈的接头需根据不同国家及它们的电源电压而作改变。桥式整流器在二极管关闭的瞬间将100Hz的重复率产生脉冲，且随着供电电流的增大这一情况将进一步恶化。这说明，采用非调整电源，而不采用开关电源，并不意味着射频干扰会全部沉寂。 调整型调整电源调整电源是在非调整电源(亦即整流部分)的基础上，再增设自动调压器部分而构成的。其中，非调整电源提供一个非稳定的直流电压，而自动调压器部分则将此非稳定的直流电压通过调整元件后在负载上得到一个稳定的直流电压。通常又称为稳压电源。它的主要优点是：(1)直流输出电压稳定，纹波很小，可以放宽放大器对电源干线抗干扰的要求。(2)面对电网电压的变化可提供恒定的音频功率输出。(3)为了防止放大器出现直流事故时存在的电子线路失效的几率， 可配置保护电路，以免供给电源受损。线性调整电源的缺点主要是：(1)电路结构复杂潜在地较为不可靠。因为元器件的增多必然会降低总的可靠性，再加上保护电路本身也将需要某些种类的反馈保护特性，如果放大器因输出器件遭到损坏则调压器部分也可能被损坏。(2)造价相对比较昂贵。一般来说，它至少需要增加两个大功率晶体管。还要增加相关的控制电路和过流保护。这些功率器件都还需要散热和硬件安装以及短路检测电路等，必然台使造价昂贵。(3)对于不同的电网电压，电源变压器的初级接线端接线，也必须予以改变。(4)集成电路式的调压器根据电压和电流的要求，通常是不可使用的。必须采用分离元件的电路设计，且通常不能以OEM方式购置(除非以不经济的高成本作为代价)。(5)可能出现严重的高频不稳定性问题，或者是本身出问题，也可能是与被供电的放大器一道出问题。其原因可能是谪压器的输出阻抗大概会随频率升高而增大，这会导致某些高频的不稳定性。(6)放大器不再能对瞬态峰值信号馈送更高的功率。(7)对于瞬态电流需求的反应大概是慢速的，因此影响了转换效率指标。3 开关模式电源开关模式电源是一种采用脉宽调制或脉冲频率调制式的开关电源。其调整元件工作在开关状态，通常是由取样电压与基准电压比较后得到的差动信号，去控制振荡器输出的脉冲宽度或脉冲频率井将这些脉冲串放大后去控制开关管的导通与截止于是得到一系列宽度可变的矩形渡电压最后通过高频滤波即得到平滑的直流电压输出。开关模式电源的主要优点是：(1)纹波比非调整电源要小得多与线眭调整电源相比虽然不如好的线性惆整电源设计更好 但典型值为20m V(峰一峰值)。(2)没有笨重的电源变压器，在总的设备重量上显著地减轻了这对于广播设备来说是重要的。(3)能够以OEM 方式购置。因为开关模式的设计是专家们的特殊性工作OEM方式购置几乎是强制-性的。(4)在放大器出现危险的直流偏调情况下，开关模式电源可设计成使其进入关闭状态。(5)对于整个世界范围内可提供的电网电压，无需调节就可以正常地工作，即使电压不同，仍能给出相同的音频功率其适应电压范围，一般为90260V。开关模式电源的缺点主要有：(1)属高频干扰的多发源，欲从音频输出中全部消除高频干扰是极端困难的。(2)100Hz纹渡不可忽视， 必需在放大器中采取电源抗干扰预防措施。(3)电路结构要比非诃整电源复杂得多 因此可靠性要下降。(4)对瞬态电流需求的反应可能是比较慢的。总之，从上述的三种类型电源来看，似乎已清楚地认识到调整电源对于功率放大器来说，并不是很有利的。实际上，对于三种类型的电源来说，如果认真设计的话，均可给出极好的声音。显然，采用非调整电源将是最具经济效益的一种方案，不过其主要关键在于设法消除频域的纹波。对于线性调整电源而言，其方案表现出来的挑战，将在于设计两个复杂的负反馈系统，如果其中有一个出现任一高频不稳定性的话，则两个负反馈系统的紧密耦台将极易使二者成为致命的结合。再者，从考察的典型放大器设计角度来看，通常典型放大器的设计都具有极好的电源干线抗干扰能力这样采用简单的非调整电源就可以完美地适用于放大器使用，而调整电源的使用就没有必要了因为采用调整电源，即使取得丁最好的结果，但在高频电路的购置、制造和测试的成本上就已经加了倍，尤其是在某些情况下，将可能碰到难以驾驭的高频稳定性、特殊的转换限制以及某些昂贵器件的失效等问题.图3-12 典型的非调整电源电路图3-12所示为一个典型的非调整电源电路。图中，电源变压器通常采用传统的E字和I字框架型，或者采用环形铁芯。3.3 部分电路结构概念3.3.1 死区校正和全桥驱动当功率放大器采用的是直流全对称方式时，功率管直接跨接于电源两端，任意时刻，功率管都不能同时导通，但由于功率管有个开启和关断的过程，在过渡过程中，必然有一个瞬间，一个管子没有完全关断，另一个管子已经开始导通。此时，就有很大的电压和电流加在两个功率管上，功耗非常大，器件温度升高很快，常常会烧坏管子，安全受到威胁，可靠性能降低。因此，必须进行死区校正。死区校正其实质就是在两管子交替导通过渡期间加一段时间，在这段时间里，保证两只管子都不导通，以保证一只管子在完全关断后，另一只管子才开启，这样就避免了开关过程中大量的发热和直接的危险。3.3.2 自举要使功率NMOS晶体管保持开关状态，必须保持栅电压始终大于其阈值电压。当功率管的上管导通后，如果栅电位不稳定，不随之升高，就会出现栅源电压低于阈值电压而被迫关闭的情况。因此，上管应采用所谓的“浮栅驱动”。为高压驱动电路提供一个浮动的供电系统，这里采用的是自举原理，这种方法的优点是方便，而且效率高，体积小。自举电路的原理图如图3-13所示。由这个电路可以看出，12V电源串联二极管后，再在二极管负极与功率MOSFET源极之间串联一自举电容，当源极电位为零时，自举+12VPWM12V上管至滤波网 络图3-13 自举电路原理图电容从12V电源经自举二极管充电至12V左右。当源极电位因MOSFET导通而升高时，自举电容负端电位被提升，二极管D反相截止，自举电容上的电荷无法排放，将保持比功率管源极电压高12V的电压，通过驱动电路加于MOSFET的栅极，使功率管在开启时保持开态，实现自举。3.3.3 全桥结构GNDVccGNDVccIN其功率放大器部分采用4个场效应管的全桥结构，如图3-14所示。图3-14 后级功率输出电路原理图工作于全桥方式时，图中的两路场效应管是相互独立交替工作的，分别在负载上产生两路反相的方波信号。加在负载上的最大输出峰值电压（不考虑管压降）均可以到达电源电压Vcc，因此它的最大可能输出功率为：从而提高了输出功率。采用全桥方式，可以在单电源下工作，简化了电源电路。但是，由于脉冲波的前后沿不可能理想的陡直，而形成斜坡状，致使管子在交替工作的瞬间出现相互重叠的导通部分，上管还没有完全关断，下管已经开启，当这种现象发生时，会使电源通过串联的两支管子直接短路而不经过负载，称为短路贯通，在两个管子加上了Vcc大小的电压，由于MOS管的导通电阻很小，流过的电流会很大，不仅会形成能量的无效损耗，而且很容易使MOS管因短路电流过大而烧毁。如图3-15所示。所以，必须采用死区校正方案。图3-15 产生短路波形的示意图第四章 D类功率放大器的单元电路设计 4.1 前置放大电路前置放大器图4-1 简单的前置放大器图 图4-2 前置放大器的输出关系图前置功率放大器的目的在于对输入功率放大器的各种信号进行加工处理，使其能和功率放大器的输入灵敏度相匹配，简单的前置放大器的简图如图4-1所示。它由外接输入耦合电容Cin确定放大器增益的输入电阻Rin级反馈电阻Rf及内部提供的共模电压VCM组成。这部分与一般的单电源前置放大器不同之处在于其共模电压不是1/2Vcc。由Cin及Rin决定了高通滤波器-3dB截止频率f-3dB，f-3dB与Rin，Cin的关系为：f-3dB=1/2Cin*Rin；放大器增益AVD与Rin及Rf的关系为：AVD=-Rf/Rin；经过前置功率放大器放大后的最大输出信号与Vcm的关系如图4-2所示。如Vcm=0.3Vcc则前置放大器最大输出电压幅值为0.6Vcm。图3为采用差分输入方式的前置放大器的结构，音频信号U1由左端输入，经过阻直电容输入结形场效应管的栅极。结形场效应管采用3DJ4F，运算放大器采用低噪声，高速器件NE5532，电阻，电容选用高精度，高稳定度及高质量的元件。经实际测试其技术指标为：输出噪声电压小于25V；频带宽度50-50000Hz；谐波失真小于0.02%；转换速率大于10s/V。图4-3 前置放大器电路4.2 三角波产生电路本电路设计所采用的三角波发生器如图4-4，通过使用一种定时器电路（ICM7555）来实现。ICM7555在最高达1.0MHz的可变频率范围上产生一个12Vp-p方波，然后通过集成电路变换成为三角波输出。该电路由运算放大器（HA5221）和电阻器电容网络组成。图4-4 三角波产生电路 该发生器产生高频线性三角波，用以把D类功率音频放大器中的总谐波失真（THD）减小到最低程度。这种三角波线性度很难在高频上产生，这是因为方波具有不整齐的边沿和完整的拐角。对于这个问题，可以采用ICM7555定时器来解决。方波的斜率还取决与负载和反馈调节，以及运放的偏移。一个问题即畸变的三角波顶部和底部问题可以用HA5221宽带低偏移运放IC来解决。另一个问题即对着电源总线之一的三角波漂移问题可增加两个低通滤波器负反馈电路来解决。该电路由两个IC电路组成；改进型通用555定时器和运放。三角波是通过积分器电路对方波输出进行积分而产生的。积分器电路由电容器C1，电阻器R1和宽带底偏移HA5221运算放大器组成。三角波的幅度值由输入电压除以R1-C1时间常数确定。ICM7555定时器提供轮廓鲜明的，占空因数为50%的对称方波。频率由下式确定：峰-峰三角波电压为：Vpp（三角波）=Vpp（方波）/（2fR1C1） 电阻分压器（R3和R4）对V/2的三角波中点。由于方波不会正好在V和地之间切换，因此方波由R7，R8和C3组成的滤波网络进行低通滤波，并加到运算的非倒相输入端。这实际上是对三角波输出的中点进行细调。另一个低通滤波器是由R5，R6和C4组成的，将三角波输出的平均值反馈到倒相求和。这就会平衡掉三角波向电源总线漂移的倾向。4.3 脉冲调制电路对于脉冲调制电路其实质就是一个电压比较器。我采用高精密，高速度比较器LM111。LM111是一种新型的电压比较器。它与其他的电压比较器不同之处在于：其一，该器件的输入误差电流很小，故可应用在高阻抗电路中；其二，应用灵活，它不但能驱动DTL，TTL逻辑电路，而且还能与MOS逻辑开关和FET模拟开关接口；其三，它能由单5V电源供电去驱动DTL或TTL电路这就使得电路电源得以简化。该器件中主要使用了输入端的PNP晶体管的缓冲而获得较低的输入电流。输出端V11为输出管，由于该电压比较器的输出端与地端均与电路中其余点隔离，这就使得输出方式变的极为灵活，既可以由输出端直接输出，亦可以从地端串入负载输出。当V-端与地端相连时电路即可实现单电源供电。脉冲调制器的具体电路结构如图4-5所示。由前置放大器输出的音频信号送入比较器的同相端，由三角波产生电路生成的锯齿波送入比较器的反相端，供电电压为5V的单电源，为给V+=V-提供符合图4-5 脉冲调制电路结构要求的静态电位，取R12=R15，R13=R14，4个电阻均取10K。R16构成负反馈电路。输入的两个信号经比较器比较之后，输出与音频信号成正比的脉宽调制信号。图4-6 驱动控制电路4.4 驱动控制电路 如前所述，驱动控制电路应具备4个方面的要求，一是将PWM信号进行整形；二是将PWM信号转换成相位相反的两种信号；三是要在两种相位相反的信号之间存在一定的死区时间；四是应具备保护功能。根据以上要求，做出电路如图4-6所示。该电路采用5V电源供电，所有逻辑器件均采用CMOS集成器件，当过流保护信号为高电平“1”时，驱动电路正常工作，R，C决定死