音频对数放大毕业论文.doc

中北大学2012届毕业设计说明书 第一章 绪论1.1 研究背景进入21世纪以后，各种便携式的电子设备成为了电子设备的一种重要的发展趋势。从作为通信工具的手机，到作为娱乐设备的MP3播放器，已经成为差不多人人具备的便携式电子设备。陆续将要普及的还有便携式电视机，便携式DVD等等。所有这些便携式的电子设备的一个共同点，就是都有音频输出，也就是都需要有一个音频放大器1。音频放大器已经快有一个世纪的历史了，最早的电子管放大器的第一个应用就是音频放大器。然而直到现在为止，它还在不断地更新、发展、前进。主要因为人类的听觉是各种感觉中的相当重要的一种，也是最基本的一种。为了满足它的需要，有关的音频放大器就要不断地加以改进。在当今的音频设备市场上，如何满足那些非常挑剔的消费者也是设计人员面临的一大挑战。近年来，由于新工艺、新材料的采用，用于便携式电子设备的音频IC的集成度不断提高，同时更高速、低功耗的超大规模集成电路的设计和上艺技术也有了很大的进步，使得便携式电子设备以极快的速度迅猛发展，并且不断的朝着追求超小型化、超薄化、低成本化、高可靠性的趋势发展，这就对便携式音频产品提出了新的要求和挑战2。1.2 研究目的和意义在信息采集和处理的过程中，对数放大器得到了一定应用。有些非电物理量是按指数规律变化的，经传感器所得到的电信号也是指数规律的，所以需要用对数放大器将其线性化，以便仪器仪表进行线性显示，方便读数3。高质量对数放大器的实现常常不是很容易的，主要问题是线性度指标和温度漂移。在上述问题中，虽然有一些现行文献介绍的对数放大器，但多数指标不高，或不太实用。因此，研究对数放大器，是有其实际工程意义的。本课题是设计20Hz20kHz，放大倍数100dB，与所选择声频传感器阻抗相匹配的8路放大器4。1.3 国内外研究现状在许多文献中，对数放大器的分类也是相当混乱的，根据实现对数函数依据的不同,有的将其分为二极管、三极管对数放大器和级联对数放大器，有的将其分为真对数放大器和似对数放大器等等。但几十年来，随着半导体理论、工艺和模拟集成电路的发展，许多对数放大器实现的方法已经被淘汰，其分类方法也未尽科学。目前根据市场上现有的对数放大器结构和应用领域的不同，可将对数放大器分为三类：基本对数放大器、基带对数放大器和解调对数放大器。基本对数放大器也称跨导线性（Trans linear）对数放大器，它基于双极性三极管(BJT)的对数特性来实现信号的对数变换。这类对数放大器可以响应缓慢变化的输入信号，其特点是具有优良的直流精度和非常宽的动态范围，缺点是交流特性差。 基带对数放大器也称视频对数放大器(虽然很少用于视频显示相关的应用)，它克服了基本对数放大器的缺点，能够响应快速变化的输入。其原理是采用了一种 “逐级压缩”的技术，交流特性好，但动态范围较小。解调对数放大器也称逐级检波对数放大器，它具有分段线性近似性质，形成对数级联后，可以得到很好的对数传递函数，在整个动态范围内对数精度高，同基带对数放大器相似，也采用多个级联线性放大器，动态范围大5。未来放大器市场增长的驱动力主要有三个方面：其一，便携式应用的低功耗要求将推动具有低电源电压/电流的放大器增长；其二，高分辨应用需要能降低噪声和失真度的放大器；其三，由于性能和价格压力持续上扬，因此能够集成其他功能的放大器前景乐观。测试和测量、通信、医疗影像等领域的先进应用是提升放大器性能的主要驱动力；OSL和消费类视频应用是最大的市场，而且未来将继续持续此趋势。其中，OSL运放的增长点主要在于线路驱动器。而整合了滤波、多路技术以及OC恢复等功能的消费类视频放大器也被看好6。从应用的角度讲，不同的系统对运放有不同要求，选择合适的运放对于系统设计至关重要。对于通信、高速测量仪表及超声波设备等高速应用，交流特性极为重要。但对于低速的高精度系统，直流方面的特性则通常更为重要。衡量系统在交流特性方面的参数有信号带宽、失真率、噪声等，而衡量系统在直流特性方面的参数有输入补偿电压、开环增益、输入偏置电流及共模抑制比等7。便携式音频、视频播放器、无线通信、医疗成像、工业和仪器仪表等应用领域都将为下一代运放创造新的机会。制造工艺与封装技术进步提升运放性能。新应用对运放提出诸如高速、低功耗、高集成度等新的技术要求。为此，设计人员不断探索新的设计方法，但只从设计着手不足以实现具有竞争力的产品，只有配适的制造工艺和封装技术能将不断优化产品性能，适应新的应用需求。目前运放产品主要采用CMOS、双极、BiCMOS等工艺制造。许多运算放大器系列都提供单通道、双通道和四通道三种封装形式，从而为设计提供了最大的灵活性。各种新型封装的电路板占位面积正在日益缩小8。在强烈的市场拉动下，音频放大器IC厂商纷纷推出新产品，性能上更适合轻薄的便携设备。经调查，目前市场上的便携式音频产品基本上为国外大公司所占有，主要的生产厂商有美国国家半导体(NS)、德州仪器(Tl)、意法半导体(ST)、安森美半导体(ONSEMI)、美信(Maxim)等公司。这些产品都具有极高的功率转换效率，有助于延长电池寿命，而且这系列音频放大器只需极少外置元件的支持，便可为扬声器提供极高的输出功率，因此非常适用于便携式电子产品9。1.4 本文研究内容和结构 本论文的目标是设计八路音频对数放大电路，整个课题经过了系统设计，功能模块的设计与仿真，PCB板的设计，最后进行了硬件的测试。根据测试结果，对电路存在的问题做了分析和改进。本文主要内容及结构如下：第1章 ：绪论，首介绍了本课题研究的背景、方向和意义，接着介绍了论文的主要内容和本人在该项目中所从事的工作。第2章 ：系统方案的选择，通过不同方案的选择，比较各个方案的优点和缺点，选择出最佳方案。第3章 ：系统的总体结构和电路设计，介绍了总体结构、各个模块功能和一些参数的选取。第4章 ：仿真结果和结果分析，对电路进行测试并且调试电路，分析结果。第5章 ：结论，对本设计的主要工作进行了总结，对未来工作提出展望。 第二章 系统方案的选择2.1 系统设计方案的提出本设计实现一个音频范围的信号经过对数放大，使其放大后的电压小于5V。其中对数电路中用到了LOG112芯片，LOG112芯片其实起到一个电流电压转换的作用。 (2-1) 是输入电流，是参考电流，他们的关系如下图2.1所示： 图2.1 输出与电流关系方案一 先对输入信号放大100倍，经过电压电流转换器，然后利用集成芯片LOG112进行对数变换，在根据需要选择适当的放大，最后进行滤波。方案二 先经过电压电流转换器，在利用LOG112芯片对输入信号对数变换，然后根据需要选择放大倍数，最后滤波。方案三 利用分立元件自己设计一个对数变换电路，然后在根据需要进行放大，最后滤波。2.2 系统设计方案的选择由于电压电流转换电路中输入的电压越小，输出的电流误差越大，所以方案一的误差比方案二的误差要小。由于LOG112芯片是集成运放，噪声比分立元件设计的电路噪声小，分立元件设计的电路输出的结果很不稳定，而且一些参数不便于调整。以上三种方案均有优点和不足之处，但相对而言方案一比其他两个方案有一定的稳定性，决定采取第一种方案进行系统设计。 第三章 系统的总体结构和电路设计3.1 总体结构音频对数放大基本思想是通过拾音器将声音信号转化成电信号，先经过对数电路然后在放大，最后通过带通滤波器滤波。整个系统框架图如图3.1所示： 电压电流转换电路对数放大电路前置放大电路带通滤波电路拾音电路增益可控制电路 图3.1 系统框架图3.2 各个模块设计 总电路包括拾音模块、前置放大模块、电压电流转换模块、对数放大模块、增益可控制模块、带通滤波模块。3.3 拾音器 拾音器是一种声电传感器，即将外界声场中的声信号转换成电信号的传感器。它在通讯、噪声控制、环境检测、音质评价、文化娱乐、超声检测、水下探测和生物医学工程及医学方面有广泛的应用。它的种类很多，按其特点和频率等，将它划分为超声传感器、声压传感器和声表面波传感器等。本设计用到的拾音器输出的信号实测其范围约为1030mV左右10。目前应用广泛的一类是驻极体话筒(内部原理图如图3.1)，其关键元件是驻极体振动膜，它是一片极薄的塑料膜片，在其中一面蒸发上一层纯金薄膜。然后再经过高压电场驻极后，两面分别驻有异性电荷。膜片的蒸金面向外，与金属外壳相连通。膜片的另一面与金属极板之间用薄的绝缘衬圈隔离开。这样，蒸金膜与金属极板之间就形成一个电容。当驻极体膜片遇到声波振动时，引起电容两端的电场发生变化，从而产生了随声波变化而变化的交变电压。驻极体膜片与金属极板之间的电容量比较小，一般为几十pF。因而它的输出阻抗值很高，约几十兆欧以上。这样高的阻抗是不能直接与音频放大器相匹配的。所以在话筒内接入一只结型场效应管来进行阻抗变换。场效应管的特点是输入阻抗极高、噪声系数低。普通场效应管有源极(S)、栅极(G)和漏极(D)三个极。这里使用的是在内部源极和栅极间再复合一只二极管的专用场效应管。接二极管的目的是在场效应管受强信号冲击时起保护作用。场效应管的栅极接金属极板。这样，驻极体话筒的输出线便有三根。即源极S，一般用蓝色塑线，漏极D，一般用红色塑料线和连接金属外壳的编织屏蔽线。 驻极体话筒与电路的接法有两种：源极输出与漏极输出。源极输出类似晶体三极管的射极输出。需用三根引出线。漏极D接电源正极。源极S与地之间接一电阻Rs来提供源极电压，信号由源极经电容C输出。编织线接地起屏蔽作用。源极输出的输出阻抗小于2k，电路比较稳定，动态范围大。但输出信号比漏极输出小。漏极输出类似晶体三极管的共发射极放入。只需两根引出线。漏极D与电源正极间接一漏极电阻RD，信号由漏极D经电容C输出。源极S与编织线一起接地。漏极输出有电压增益，因而话筒灵敏度比源极输出时要高，但电路动态范围略小。图3.1 驻极体话筒内部原理3.4 前置放大电路音频前置器放大器的作用是将微弱的信号如磁头，激光器，动圈话筒，电容话筒，进行放大变换为标准电平信号，以推动后级功率放大器。前置放大器不仅必须本身产生的噪声要小，及频率响应范围要宽广等特性而且还是要为了后面电压电流转换电路的精确考虑，为了满足以上的要求，对于前置放大部分芯片的选择很重要。 OP07芯片是一种低噪声，非斩波稳零的双极性运算放大器集成电路。由于OP07具有很低的输入失调电压（对于OP07最大为25V），所以OP07可在很多应用场合不需要额外的调零措施；OP07同时具有输入偏置电流低和开环增益高（对于OP07为300V/mV）的特点，这种低失调、高开环增益的特性使得OP07特别适用于高增益的测量设备和放大传感器的微弱信号等面11。原理图如图3.2所示： 图3.2 OP07原理图OP07芯片特点： 超低偏移： 150V最大 。 低输入偏置电流： 1.8nA 。 低失调电压漂移： 0.5V/ 。 超稳定，时间： 2V/month最大。 高电源电压范围： 3V至22V。 引脚图如图3.3所示： 图3.3 OP07引脚分布图此芯片的单位增益带宽是0.5MHz，如果放大电路采用单级放大电路，如果音频信号的带宽是20KHz，单级放大电路可以最大放大到25倍。对于前置放大电路我们用2个OP07芯片级联。为了提高输入阻抗，放大选择同相放大器电路，由于没有必要耦合直流信号，可采用隔直电容器将前级信号隔离掉。为了降低集成运算放大器内部输入、输出电阻对带宽的影响，前置放大器反相输入端的接地电阻和反馈电阻均选得很低，接地电阻选100欧，反馈电阻选择10K欧。放大电路如图3.4所示： 图3.4 前置放大电路3.5 电压电流转换电路电压电流转换器（V-I转换器）又称为跨导放大器，它接收某个输入电压,并产生形如的输出电流，这里A是电路增益或电路灵敏度，对于一个实际的转换器，其特性取更为现实的形式为 (3-1) 式中是响应电流在输出负载上建立的电压，而是从负载看进去的转换器输出电阻。对于真正的V-I转换，必须要与无关，也即必须有 (3-2) 因为输出是一个电流，为了能工作，电路就需要某个负载；将输出端口处于开路就会造成电路失效，因为没有流经的路径。电压柔量是电压的可允许值范围，在运算放大器部分任何饱和现象发生以前，该电路在这个电压范围内仍能正常工作12。如果负载的两个端点都不受约束，这个负载就说是浮动型的。常常是一个端点已经约束到地或其他电位，这个负载就说是接地型的，而来自转换器的电流必须接到未被约束的一端。本设计用的是接地负载转换器。当负载的一个端点已经被约束时就不再能将它放在运算放大器的反馈环路之内13。图3.5示出一种适用于接地负载的转换器。这个称之为豪兰电流泵的电路由一个具有串联电阻的输入源和一个合成的接地电阻值的负阻转换器所组成。从负载看过去的电路可用图3.6的诺顿等效所代替，现在希望求得从负载看过去的总输出电阻。 图3.5 豪兰电流泵 图3.6 诺顿等效电路为了此目的，首先对输入源和它的电阻作源变换，然后将这个负电阻与它并联接上，如图3.7所示。这里有,将其展开并作整理后得 (3-3)正如所知道的，对于真正的电流源必须有。为了实现这一条件，四个电阻必须构成一个平衡电桥： (3-4)当这个条件满足时，输出就与无关： (3-5) 图3.7 利用一个负电阻控制我们可以通过改变的大小，来改变输入电压和输出电流的关系。如图3.8电阻相当于上式中的。 图3.8 电压电流转换电路该电路中我选择了OP37芯片，通过仿真分析，OP37芯片比其他芯片误差更小，受后面的负载影响很小。 OP-37不仅具有OP-07的低失调电压和漂移特性，而且速度更高、噪声更低。失调电压低至25 V，最大漂移为0.6 V/，因而该器件是精密仪器仪表应用的理想之选。极低噪声（10 Hz时en=3.5 nV/Hz）、低1/f噪声转折频率(2.7Hz)以及高增益（180dB），能够使低电平信号得到精确的高增益放大。原理图如图3.9所示： 图3.9 OP37原理图3.6 对数放大电路 一个对数放大器是一个I-V转换器，其传递特性为 (3-6) 式中被称为输出比例因子，是输入基准电流,，b为基底，通常是10或2。 我们都知道对数放大器基本上分为三类：基本对数放大器、基带对数放大器和解调对数放大器。 基本对数放大器在IC设计中使用了跨导线性电路，因此也称做跨导线性（Trans linear）对数放大器。跨导线性电路是电流模电路的主要组成部分，是许多线性和非线性模拟集成电路的理论基础。跨导线性的概念在1975年由Barrie Gilbert创立，跨导线性对数放大器就是基于双极性（BJT）三极管的对数特性。如图3.10所示：图3.10 三极管的对数特性若将视为激励信号电流，UBE看作响应信号电压，将输入偏流为零的隔离放大器接在集电极C与基极B之间以隔离的影响。可以看出，理想BJT的UBE与其是理想的对数关系。等式中，Is是BJT的饱和电流，它与温度密切相关。此外热电压UT也依赖于温度。在集成的跨导线性对数放大器中这种受温度影响的缺点已被一个具有同样温度变化特性的三极管修正，而且可以确保对数斜率的稳定性。对于高频应用，常常选择基带对数放大器或解调对数放大器。尽管这两种放大器在细节上有些不同，但原理是相同的，它不是采用一个放大器的对数特性而是用多个相同的线性放大器级联来分段线性逼近对数函数。如图3.11所示，这里只是一个理想的通用模型，其核心为一个限幅放大器，每个放大单元的传递函数如图3.12所示，对于N个级联限幅放大器构成的对数放大器， EK为限幅放大器的饱和电压，A为放大倍数，当输入信号电压小于临界值EK/AN-1时，限幅放大器的每一级都不会饱和，因此，小于EK/AN-1的输入信号可以得到充分的放大，此时输出信号幅度是输入信号幅度的AN-1倍。当输入电压大于EK/AN-1小于EK时，由于各级限幅的原因，输入信号越大，饱和的级数越多。当输入大于EK时，输出则为NAEK14。图3.11 线性放大器级联 图3.12 限幅放大器 对于对数放大器的指标在此做一下说明。包括噪声、交调失真、动态范围、对数斜率和截距和对数一致性误差。 所有信号处理系统都受到随机噪声的限制，这便对最小信号设置了可被检测或识别的门限。随机噪声和信号输入端的带宽密切相关，随机噪声常用“噪声频谱密度（SND）来定义，总的噪声功率与系统的噪声带宽BN（用Hz来表示）成正比。在线性系统中，输出噪声功率N与系统的带宽有关，这里的带宽通常是指3dB带宽，对于理想低通系统而言，3dB带宽就是系统的等效噪声带宽。而在非线性系统中例如对数放大器，情况就不同了，即使输入端很小的噪声都会引起放大器末级的过载现象。因此对数放大器的主要缺点是会降低大信号的信噪比。所以对数放大器的前级一般的噪声频谱密度（SND）设计的非常低15。 两个单一频率的交调失真指标在射频应用中特别重要。它是表征放大器的交调失真（IMD）的质量因数。谐波失真是由幅度传递函数特性中的非线性所致。交调失真由两个或更多不同频率的信号混频而成。当输入信号只含一种频率时，放大器的输出仅产生谐波失真，若输入信号含两中频率，则输出产生谐波失真和交调失真。此时，输出包含了放大器的直流偏移、有用信号、二次谐波、二阶交调失真、三次谐波、三阶交调失真等等。大多数的交调失真可以被滤掉（包括二阶交调失真），但输入信号的两个频率靠的很近时，三阶交调失真将和两个基频相近而不容易被滤掉。通常三阶交调失真与窄带应用有关，而二阶交调失真与宽带应用有关。如果放大器的非线性可以用幂级数展开的话，那么输入信号每增加1dB，二阶交调失真会增加2dB，三阶交调失真会增加3dB。输入信号超过一定值后，放大器开始饱和，同时IMD分量明显增加，理想输出功率和二阶交调，三阶交调失真功率会会在某一点相交。这些交点在纵轴上的投影既对应的输出功率通常为放大器输出功率提供基准。交点功率越大，使IMD增大的电平就越大。所以给定的信号电平下IMD就越低。（如图3.13所示）。另一个值得关注的参数是1dB压缩点（1dB compression point），从这点开始，输出信号已开始受到 限制，并相对理想的输入输出曲线衰减1dB。图3.13 交调失真系统的动态范围的下端在能够保证测量精度的范围内受噪声的限制，而信号范围的上端受放大器非线性方面的影响。因此，在实际应用中规定系统动态范围的一种方法是确定信号的大小使其总谐波失真（THD）在某种可接受的程度，比如1%。或规定使系统的输出功率相对理想输出功率下降1dB的信号电平（1dB压缩点）。显然，测定系统动态范围依赖于信号的性质和采用的处理方法，没有单一的标准可用来精确测定所有系统的动态范围。事实上，信号处理系统设计的中心问题是对每一部分进行优化，使其能恢复出最大可能的信息16。 斜率（slope）和截距(intercept)是表征对数放大器传递函数的两项技术指标，输入很小的情况下，对数函数可以认为是线性，在对数坐标中输入-输出曲线比较平缓。随着信号的增大对数曲线为一条直线，对数斜率定义为：输出信号（V）/输入信号（dBm）。若将传递函数的线性部分延长与坐标横轴相交，其交点的横坐标值被称为截距，它反映了对数放大器对于小信号的增益，线性部分的斜率则表明了输出信号相对于输入信号的变化。成为对数斜率。它表明随着信号的增大，对数增益的变化。一旦对数放大器的斜率和截距确定后，其信号的输入和输出就可用下面的公式计算UOUT=斜率（UIN-截距）。由公式可以看出截距的增加会导致输出电压的下降。 在消除了参考电流误差和失调分量后，对数放大器输出端呈现的实际电压值与传输特性方程所算出的理想值的差值称为对数一致性误差。它与器件的动态范围、频率特性和温度密切相关。一个成熟产品的对数放大器制造出来后其对数一致性误差也就响应的定了下来。因此，定义在一个可接受的误差范围内（比如3dB），相应的对数放大器的动态范围也就确定。例如，AD8307的对数一致性在100Hz时为0.3dB，500Hz为1dB。 对数电路设计的部分我用的是LOG112对数芯片，LOG112精密对数运算放大器。LOG112是美国BB公司2002年生产的一款精密对数运算放大器，可对两路输入电流之比做对数运算，内部带有电压放大器，通过外部电阻可调整放大倍数，LOG112的输出电压和输入电流的关系 (3-7)式中：是输出电压；和是输入电流；k是转换系数。典型电路图如图3.14所示： 图3.14 LOG112典型电路图 LOG112具有很宽的输入电流动态范围(100pA3.5mA)。输入电流之比在100dB范围变化时，总的输出误差在满刻度输出电压（FSO）的0.2%以下，偏离理想对数关系不超过0.01%。电压工作范围4.5Vto18V。引脚图如图3.15所示: 图3.15 LOG112引脚图 对数放大电路图如图3.16所示：图3.16 对数放大电路 b1端口是电流输入端口，VREF是一个2.5V的基准电压，通过电阻R10A和R10这两个串联电阻，产生1uA的电流流入14端口作为参考电流。电阻R13、R53和R9是放大VLOGO出来的电压，放大倍数为：A= (3-8)VO3是后级放大的输出端，电容C1决定了对数变换部分的带宽。150pF的电容决定的带宽是38KHz。+IN3和-IN3是后级放大的2个输入端口。后级放大的单位增益带宽是1.4MHz。在音频范围内后级最大可以放大到70倍。6端口和9端口分别是电源电压端口。3.7 增益可控制电路随着可变增益放大技术的不断发展, 它在自动测控、智能测控、智能仪器仪表等重要领域的应用也越来越广泛。可变增益放大器的增益改变方式主要有人工(或机械)和程控两大类(后者一般借助LP)，具体方法有多种,每种方法各有其优点和局限性。从理论上讲,改变集成运算放大器(运放)的反馈电阻或输入电阻,即可改变放大器的增益。但简单地改变反馈电阻或输入电阻所得到的可变增益放大器，往往并不具备理想的性能，有的根本不能正常使用。从应用的角度出发,给出典型的可变增益放大器的实现方法，对可变增益放大器的正确选择和使用有指导意义17。程控增益放大器（Programmable Gain Amplifier，PGA）的基本形式是由运算放大器和模拟开关控制的电阻网络组成。模拟开关则由数字编码控制。数字编码可用数字硬件电路实现，也可用计算机硬件根据需要来控制。根据程控增益放大器的基本原理，它有多种实现方法。最简单的实现方法是基于上述基本原理实现的程控增益放大器。该电路由运算放大器、模拟开关、数据锁存器和一个电阻网络组成。其特点是可通过选用精密测量电阻和高性能模拟开关组成精密程控增益放大器，但缺点是漂移较大，输入阻抗不高，电路线路比较复杂。如图3.17所示：图3.17 用集成多路模拟开关构成的程控增益放大器用不同阻值的固定电阻,通过集成多路模拟开关(如CD4051 等) , 将其分别接入运放的输入回路,以此来达到改变输入电阻的目的, 从而实现对信号的放大或衰减,即改变放大器的增益。利用DA转换器实现程控增益放大器DA转换器内部有一组模拟开关的电阻网络，用它代替运放反馈部件，与仪表放大器一起可组成程控增益放大衰减器，再配合软件判断功能就可实现数据采集系统的自动切换量程。比如电流输出型DAC 内含 R - 2R 电阻网络, 可以作为运放的反馈电阻或输入电阻,在DAC 输入数据的控制下,实现放大器增益的程控改变。 图3.18所示电路为单片集成DAC AD7528 实现的程控增益放大器。AD7528为8位 CMOS 双 DAC，在图3.18中分别用作可变输入电阻和可变反馈电阻,该电路的增益 (3-9)式中:、分别为AD7528 中的( DAC) A、( DAC) B的数字输入量, 其值为十进制1 255。 图3.18 用双 DAC 构成的程控增益放大器该电路的优点是无需外接精密电阻，增益完全由输入的数字量决定，可以对信号进行放大或衰减，使用方便；缺点是信噪比较低，频响范围较窄。测试证明,受DAC内部分布电容和运放频响特性的影响，该电路的最大增益不宜超过 150 倍。另外，为0 时放大器处于开环状态。采用数字电位器实现程控增益放大器，数字电位器（RDAC）是一种具有数字接口的有源器件，可以很方便地与微控器接口来精确调整其阻值。它具有耐冲击、抗振动、噪音小、使用寿命长等优点，更重要的是它可以代替电路中的机械电位器，容易实现控制自动化和操作上的智能化，在自动测控系统和智能仪器中得到越来越广泛的应用。例如应用较为典型的美国Xicor公司推出的X系列固体非易失性数字电位器产品E2POT。本文以X9C104为具体实例，介绍它的功能及在程控增益放大器中的应用。X9C104是一个含有99个电阻单元的电阻阵列，每个电阻单元之间和两个端点都有可以被滑动端访问的抽头，滑动单元的位置由CS、UD和INC三个输入端控制，滑动端的位置可以被储存在非易失性存储器中，使用方便简单。在微处理器控制系统中，利用它与运放很容易构成程控增益放大器。其特点是它不仅能实现量程多级变化，实现高的增益分辨率，而且线路非常简单。但由于数字电位器受制造工艺等因素的制约，其通频带受限，利用它实现的程控增益放大器高频频响特性不理想18。我们可以选用集成程控运算放大器随着半导体集成电路的发展，目前许多半导体器件厂家将模拟电路与数字电路集成在一起，已推出了单片集成数字程控的增益放大器，例如BURRBROWN公司的PGAXXX系列产品PGA101、PGA203、PGA206等等，它们具有低漂移、低非线性、高共模抑制比和宽的通频带等优点，使用简单方便，但其增益量程有限，只能实现特定的几种增益切换。除此之外, 也可用集成开关电容滤波器( SCF) ,如LTC1043 等, 来构成可变增益放大器，即将两片LTC1043分别接入运放的输入回路和反馈回路，当LTC1043 的时钟频率改变时, 其等效电阻随之改变,这样就可以通过改变时钟频率来改变放大器的增益。以上的各种实现方法,有些已在实践中得到成功应用,这些不同种类的可变增益放大器在性能特点、增益的改变方式、电路实现的难易程度等方面各有不同，在具体选用时应综合考虑其中的主要因素。还可以通过增加附属电路的办法, 进一步提高放大器的某一项或少数几项性能指标, 以满足某些应用场所的特殊需要。在使用放大器的场合中，往往希望增益能够调整,以使波形显示更完美 ,数据采集更精确。而程控增益调整比手工调整更优越。这里我们用到了PGA202/PGA203程控仪表放大器，该芯片无需外围芯片,而且PGA202与PGA203级联使用可组成从1至8000 倍的16种程控增益,使应用更灵活方便。 PGA202/203采用双列直插封装，根据使用温度范围的不同，又分为陶瓷封装(-25至+85 )和塑料封装(0至+ 70 )两种。引脚排列见图3.19所示 图3.19 PGA202引脚图内部结构见图3.20 所示。1脚、2脚为增益数字选择输人端，3脚、13脚为正、负供电电源端，6脚、9脚为偏置调整端，5脚、10脚为输出滤波端，在该两端各连接一个电容，可获得不同的截止频率。图3.20 PGA202内部原理图PGA202/203的增益选择及增益误差见表3.1 所列。如果需要另外的放大倍数，可以通过外接缓冲器及衰减电阻来获得，其接线如图 3.21所示，改变Rl与R2的阻值比例，可获得不同的增益。 表3.1 增益选择及误差 数控输入端 PGA202 PGA203 A1 A0 增益 误差 增益 误差 0 0 1 0.05% 1 0.05% 0 1 10 0.05% 2 0.05% 1 0 100 0.05% 4 0.05% 1 1 1000 0.1% 8 0.05% 图3.21 用外部电阻改变增益 由于PGA202/203的应用比较灵活方便，所以可用作可编程恒流源、浮地信号源可编程仪表放大器、交流祸合差分放大器、隔离程控仪表放大器等。PGA202/203的数控输人端A0、Al与TTL、CMOS电平兼容，所以可以和任何单片机的I/O口直接相连。使用时，A0、Al的4种状态可选择4种增益。如果两片级联使用，可有16种状态,可选择16种增益。 增益可控制电路如图3.22所示，为了保证效果更好，应该在正、负电源供电端连接一个 0.1uF的旁路电容接到模拟地。C5、C6电容起到滤波的作用。图3.22 增益可控制电路3.8 带通滤波电路滤波器是一种能使有用频率信号通过同时抑制(或大为衰减)无用频率信号的电子装置。工程上常用它来作信号处理、数据传输和抑制干扰等。这里主要讨论模拟滤波器。以往这种滤波电路主要采用无源元件R、L和C组成，60年代以来，集成运放获得了迅速发展，由它和R、C组成的有源滤波电路，具有不用电感、体积小、重量轻、选择性好等优点。此外，由于集成运放的开环电压增益和输入阻抗都很高，输出阻抗又低，构成有源滤波电路后还具有一定的电压放大和缓冲作用。但是，集成运放的带宽有限，所以目前有源滤波电路的工作频率难以作的很高，这是它的不足之处。对于幅频响应，通常把能够通过的信号频率范围定义为通带，而把受阻和衰减的信号频率范围定义为阻带，理想滤波电路在通带内应具有零衰减的幅频响应和线形的相位响应，而在阻带内应具有无限大的幅度衰减（）。按照通带和阻带的相互位置不同，滤波器可分为低通滤波器、高通滤波器、带通滤波器、带阻滤波器19。低通响应用一个称之为截止频率的频率来表征，而有，和，这表明低于的输入信号通过滤波器后幅度没什么变化，而的信号则全部被衰减掉。高通响应与低通响应正好相反，高于截止频率的信号不被衰减，而的信号被阻隔。带通响应用一个称之为通带的频率带宽表征，而有位于这个频带的输入信号不受影响，而在或的信号则被截止住。一种熟知的带通滤波器就是收音机中的调谐电路，它让用户可以选定某一个特定的电台而阻断其他电台。带阻响应与带通响应相反，因为它阻断的频率分量位于阻带之内。而通过其余全部分量。当这个阻带是足够窄的话，这个响应称为陷波响应。陷波滤波器的一种应用就是在医学仪器中消除拾取到的不需要的60Hz频率分量干扰。 全通响应由和表征，这里的为一合适的比例常数以秒计。这类滤波器在通过某个信号是幅度不受影响，但与相位与频率成正比。 图3.23 幅度响应 (a)低通(b)高通(c)带通(d)带阻(e)、(f)全通由于滤波器相关知识比较重要，经此课题对有源滤波器的认识和设计有了更进一步的认识，下面就将本人在这方面的一点认识详细道来。图3.24 二阶有源LPF 上图为典型二阶有源LPF，其传递函数表达式如下： (3-10) 分别为放大倍数和品质因数。一般设计时电阻取相同大小，电容取相同大小。则滤波器的参数为： (3-11) (3-12) 由上式可知：为了保证滤波器稳定工作，要求，则（电压放大倍数）。声音信号经拾音器转有源滤波器换成电压信号，通过前级放大，在对其进行数据采集之前，有必要经过带通滤波器除带外杂波，选定该滤波器的通带范围为20Hz20KHz。 带通滤波器按品质因数Q的大小为窄带滤波器（10）和宽带滤波器（Q10）本题中，上限频率=20KHz,通带滤波器中心频率与品质因数分别为： (3-13) (3-14)显然，Q10，故该带通滤波器为宽带带通滤波器。有滤波器设计理论可知宽带带通（或带阻）滤波器是不能由一级实现的，所以采用高通和低通滤波器级联构成，鉴于Butterworth滤波器带内平坦的响应特性。选择5阶的低通和5阶的高通级联。有一些参数是用来表征滤波器的性能的，最常见的是频率响应。当给出频率指标时，设计人员就必须选择一种滤波器以满足这些要求。可以通过把要求的频率响应变换到截止频率为1rad/s的归一化低通形式，与归一化后响应和截止频率也是1rad/s的归一化低通滤波器曲线进行比较。然后从这些曲线中确定一个满足要求的低通滤波器，对所选的滤波器的归一化元件值进行变换或去归一化，就可以得到最终设计。滤波器归一化的基础是如果将滤波器中电抗元件都除以一个频率变换系数（FSF），就可以把给定滤波器的响应变换到不同频率的范围。FSF是给定的响应参考频率与相应已知滤波器的参考频率之比。通常选择3dB点作为低通和高通滤波器的参考频率，而对于带通滤波器，则把中心频率选作参考频率。FSF可表示为： (3-15)上式中分子和分母有相同的单位，通常是rad/s，所以FSF必定是一个无量纲数。理想低通滤波器的巴特沃斯逼近是基于零频率处的平坦响应比其他频率处的响应更重要的假设。其归一化传递函数是全极点型，全部根都在单位园上。在1rad/s频率处的衰减为3dB20。巴特沃斯低通滤波器的衰减可表示为： (3-16)式中，是给定角频率和3dB截止角频率的比值，n是滤波器的阶数。5阶低通电路图如图3.25所示： 图3.25 低通滤波电路 我们根据巴特沃斯滤波器极点位置（表3.2）和截止频率来确定电阻、电容的值。 表3.2 巴特沃斯滤波器极点位置 阶次实部虚部20.70710.707130.50.866140.92390.38270.38270，923950.8090.58780.3090.95111 从上表可以得到归一化5阶巴特沃斯低通滤波器的极点位置。复数极点：，；，。实数极点:。根据极点，我们能依次算得低通电路的5个电容值。 (3-17) (3-18) (3-19) (3-20) (3-21) (3-22)选择阻抗变换系数为，去归一化后的电容值如下: (3-23) (3-24) (3-25) (3-26) (3-27)Z是阻抗变换系数，低通滤波电路中的电阻都为10K欧。如果利用频率变换系数FSF按照公式去归一化，则能得到： (3-28) (3-29) (3-30) (3-31)所以我们可以算得第一节的Q值0.65，第二节的Q值为1.62，第三节的Q值为0.5。为了将归一化低通滤波器变换为高通滤波器，用电容代替原来的电阻，电阻代替电容，元件值为原值的倒数。因为所有归一化电容相等，所以可以计算阻抗变换系数Z使全部电容在去归一化后变为150nF，由于截止频率为20Hz，因此 (3-32)如果将所有电容除以，电阻乘以来对归一化电路进行频率和阻抗变换去归一化电路如图3.26所示：图3.26 高通滤波器我只要把归一化的低通极点从低通变换到高通，每一个由实部和虚部组成的低通极点对被变换为归一化高通极点对： (3-33) (3-34) 剩下的部分跟低通一样，我们可以求得第一节的Q值为0.63，第二节的Q值为1.61，第三节Q值为0.5。第四章 仿真结果和结果分析 4.1 前置放大仿真结果 输入20mV正弦波，输出结果如下图4.1所示： 图4.1 前置放大输出结果 通道B的红线是输入信号，通道A的蓝线是输出信号。4.2电压电流转换器仿真结果输入3V的正弦波时，输出的电流如下图4.2所示： 图4.2 电压电流转换器输出结果4.3 滤波电路仿真结果滤波效果如下图4.3所示： 图4.3 带通滤波波特图4.4 最后结果输出 当输入20mV的正弦波时，输出结果如下图4.4所示：图4.4 输入20mv的输出结果 理论放大的倍数是195倍，实际放大196倍。 当输入为30mV的正弦波时，输出结果如图4.5所示：图4.5 输入30mV的输出结果 理论放大倍数为147倍，实际放大倍数为141倍。4.5结果分析实际结果跟理想结果有一定的误差，但误差在允许范围内。普通的电阻的误差在百分之一，在对数部分，用到了1uA基准电流，通过一个2.5V稳定电压跟2.5兆欧的电阻串联来实现，我用了一个1兆欧和一个1.5兆欧的电阻串联，对于上兆欧的电阻的误差是百分之五。用精密电阻代替普通电阻，误差更小，效果更好。在放大电路中，任何参数的变化，如电源电压的波动、元件的老化、半导体元件参数随温度变化而产生的变化。都将产生输出电压的漂移。第5章 结论5.1 总结经过一个学期的学习、思考、资料查阅、制作调试，终于完成了这个课题。当然在其中