小功率调频发射机课程设计

一、调频发射机工作原理通常小功率发射机采用直接调频方式，高频振荡级主要是产生频率稳定、中心频率符合指标要求的正弦波信号，且其频率受到外加音频信号电压调变；缓冲级主要是对调频振荡信号进行放大，以提供末级所需的激励功率，同时还对前后级起有一定的隔离作用，为避免级功放的工作状态变化而直接影响振荡级的频率稳定度，功放级的任务是确保高效率输出足够大的高频功率，并馈送到天线进行发射。 图1-1 调频发射原理框图1.1 电路的组成方案拟定整机方框图的一般原则是，在满足技术指标要求的前提下，应力求电路简单、性能稳定可靠。单元电路级数尽可能少，以减小级间的相互感应、干扰和自激。在实际使用中，很多都是采用调频方式，和调幅相比较，调频系统有很多的优点，调频比调幅抗干扰能力强，频带宽，功率利用率大等。实用发射电路方框图 ( 实际功率激励输入功率为 1.56mW) 由于本题要求的发射功率Po不大，工作中心频率f0也不高，因此晶体管的参量影响及电路的分布参数的影响不会很大，整机电路可以设计得简单些，设组成框图如图所示，各组成部分的作用是：图1-2 实用调频发射机组成方框图调制信号LC调频振荡器缓冲隔离功率激励末级功放1.25mW1.25mW25mW500mW0dB13dB13dB 1倍 20倍 20倍 (1)LC调频振荡器：产生频率f0=5MHz的高频振荡信号，变容二极管线性调频，最大频偏f=75kHz，整个发射机的频率稳定度由该级决定。(2)缓冲隔离级：将振荡级和功放级隔离，以减小功放级对振荡级的影响。因为功放级输出信号较大，当其工作状态发生变化时（如谐振阻抗变化），会影响振荡器的频率稳定度，使波形产生失真或减小振荡器的输出电压。整机设计时，为减小级间相互影响，通常在中间插入缓冲隔离级。缓冲隔离级电路常采用射极跟随器电路。(3)高频小信号放大器：为末级功放提供激励功率。如果发射功率不大，且振荡级的输出能够满足末级功放的输入要求，功率激励级可以省去。(4)末级功放将前级送来的信号进行功率放大，使负载（天线）上获得满足要求的发射功率。如果要求整机效率较高，应采用丙类功率放大器，若整机效率要求不高如而对波形失真要求较小时，可以采用甲类功率放大器。但是本题要求，故选用丙类功率放大器较好。二、 设计方法2.1 丙类功率放大器(末级功放)设计发射机的输出应具有一定的功率才能将信号发射出去，但是功率增益又不可能集中在末级功放，否则电路性能不稳，容易产生自激。因此要根据发射机的各组成部分的作用，适当地合理地分配功率增益。如果调频振荡器的输出比较稳定，又具有一定的功率，则功率激励级和末级功放的功率增益可适当小些。功率激励级一般采用高频宽带放大器，末级功放可采用丙类谐振功率放大器。缓冲级可以不分配功率。 功率增益如图2-1所示。 仅从输出功率Po500mW一项指标来看，可以采用宽带功放或乙类、丙类功放。由于还要求总效率大于50%，故采用一级宽带放大器加一级丙类功放实现，其电路形式如图2-1所示。前级功率放大输入图2-1 末级丙类功放电路1、基本关系式如图2-1所示，丙类功率放大器的基极偏置电压-VBE是利用发射机电流的分量Ie0在射极电阻R14上产生的压降来提供的，故称为自给偏压电路。当放大器的输入信号Vi为正弦波时，集电极的输出电流iC为余弦脉冲波。利用谐振回路LC的选频作用可输出基波谐振电压uc、电流iC1。(1)集电极基波电压的振幅Ucm= Icm1RP式中，Icm1为集电极基波电流的振幅；RP为集电极负载阻抗。(2)输出功率PoPo= Ucm.Icm1= Ucm2/(2 RP)(3)直流功率PvPv= Vcc.Ic0(4)集电极耗散功率PTPT= Pv- Po(5)集电极的效率= Po/ Pv(6)集电极电流分解系数()n()= Icmn/icmmax(7)导通角 （一般取） 2、确定丙类放大器的工作状态为了获得较高的效率和最大的输出功率Po，选丙类放大器的工作状态为临界状态，=700，功放管为3DA1。3DA1的参数如表4-1所示。表2-1 3DA1参数表PCMICMVCEShfefTAP1W750mA1.5V1070MHz13dB(1) 最佳匹配负载(2)由Po=0.5 Ucm.Icm1= Ucm2/(2 RP)可得：设集电极输出电压Ucm=9V(3)集电极基波电流振幅：Icm1=Po/(0.5*Ucm)=111.1mA(4)集电极电流最大值Icm= Icm1/1(700)=111.1/0.44=252.5mA(5)集电极电流直流分量Ic0= Icm*0(700)=252.5*0.25=63.125mA(6)电源供给的直流功率Pv= Vcc* Ic0=757.5mW(7)集电极的耗散功率PT=Pv-Po=757.5-500=257.5mW(小于PCM =1W),顾管子达到最大功率是不会烧坏(8)总效率=Po/Pv=500/757.5=66%(9)若设本级功率增益Ap=13dB(20倍)，则输入功率Pi=Po/Ap=25mW输入功率Pi=25mW(10)基极余弦脉冲电流的最大值Ibm(设晶体管3DA1的=20)Ibm= Icm/=12.6mA(11)基极基波电流的振幅Ibm1= Ibm1(700)=12.6*0.44=5.55mA(12)基极电流直流分量Ib0= Ibm0(700)=21.45*0.25=3.15mA(13)基极输入电压的振幅Ubm=2Pi/ Ibm1=9.4V(14)丙类功放的输入阻抗3、计算谐振回路及耦合回路的参数(1) 最佳匹配负载RL=51输出变压器线圈匝数比N5/N3(解决最佳匹配负载问题)取N5=2，N3=3。(2) 令谐振回路电容C11=100pF则谐振回路电感L(4)输出变压器初级线圈总匝数比N=N3+N4高频变压器及高频电感的磁芯应采用镍锌(NXO)铁氧体，而不能采用硅钢铁芯，因其在高频工作时铁损耗过大。NXO-100环形铁氧体作高频变压器磁芯时，工作频率可达十几兆赫兹。若采用外径*内径*高度=10mm*6mm*5mm的NXO-100环来绕制输出耦合变压器，由公式式中，=100H/m为磁导率；N为变压器初级线圈匝数；A=25mm2为磁芯截面积；l=25mm为平均磁路长度。计算得N=8，则N4=5或 则 ，取值210，上述公式取2。需要指出的是，变压器的匝数N3、N4、N5的计算值只能作为参考值，由于分布参数的影响，和设计值可能相差较大。为调整方便，通常采用磁芯位置可调节的高频变压器。4、基极偏置电路(1)发射极电阻R14由公式可得， VUUVobmonBB5.270cos.9.47.0cos-=*-=*-=q VIIVceBB5.2RR140140-=-=W=84.39R14取标称值W=40R15(2)高频旁路电容C12=0.01uF。(3)高频扼流圈ZL2=47uH。(4)可变电容CT=(520)pF。5、元件清单CT=(520)pF ZL2=47uH W=40R14, 后调制信号 C12=0.01uFC11=100pF N3=5，N4=3, N5=2 、3DA1管子 2.2小信号功率放大器(功率激励级)设计因为本次实验对该级有一定的增益要求，而中心频率是固定的，因此用LC并联回路作负载的小信号放大器电路。缓冲放大级采用谐振放大，L2和C10谐振在振荡载波频率上。若通频带太窄或出现自激则可在L2两端并联上适当电阻以降低回路Q值。小信号功率放大输出经缓冲隔离后已调波输入 2-2 小信号功率放大可选用普通的小功率高频晶体管，如9018等1、计算电路参数(1) 对于谐振回路C10,L2,由 本次课题C10取100pF 则 uHCfL1010*100*)10*5*14.3*2(1)2(112261020=-p (2)有效输出功率PH和输出电阻RH放大器的输出功率PH应等于下级丙类功放的输入功率Pi=25mW，其输出负载RH等于丙类功放的输入的输入阻抗|Zi|=86。即PH=25mW RH=86(3)设集电极电压振幅Ucm和等效负载电阻若取功放的静态电流ICQ=ICm=8mA，则Ucm= 2Po /ICQ=2Po /ICm=6.25VWW=7802.7812PoUcmR2H (4)高频变压器匝数比N1/N2取变压器次极线圈匝数N2=2，则初级线圈匝数N1=6。(5)发射极直流负反馈电阻R13W=-=-=75.64386.025.61213mAVIVUcmVccRCQCES 取标称值650(6)功放输入功率Pi本级功放采用3DG130晶体管，若取功率增益AP=13dB(20倍)，则输入功率mWAPoPPi25.1/=(7)功放输入阻抗Ri交负交负RRrRbbi*2025+=+b (取 20=b)若取交流负反馈电阻为20，则W=425iR(8)本级输入电压振幅UimVPRUiiim0 .110*25.1*425*223=-2、计算电路静态工作点(1)、VRIVCQEQ15.575.643*10*8313=-VVVEQBQ87.57.0=+=mAIICQBQ4.020/8/=b(2)R11、R12 (I1=510倍IBQ )若取基极偏置电路的电流I1=10=10*0.4mA=4mA，则W=kmAVIVRBQBQ46.10.487.51012取标称值R12=1.5k。W-=-=kmAVIVVccRBQ53.10.487.512111 为了调节电路的静态工作点，R11可由标称值为1 k的电阻和2k的电位器成。(3)高频旁路电容C10=0.02uF。(4)输入耦合电容C9=0.02uF。此外,还可以在直流电源VCC 支路上加高频电源去耦滤波网络,通常采用LC的型低通滤波器。电容可取0.01uF,电感可取47uH的色码电感或环形磁芯绕制。还可在输出变压器次级和负载之间插入LC滤波器，以改善负载输出波形。3、元件清单C9=0.02uF C10=0.02uF 电位器W+W=kkR20.111 R12=1.5K W=2013R N1=6， N2=2 R14=650 3DG130管子 2.3缓冲隔离级电路(射极输出器)设计从振荡器的什么地方取输出电压也是十分重要的。一般尽可能从低阻抗点取出信号，并加入隔离、缓冲级如射极输出器，以减弱外接负载对振荡器幅度、波形以及频率稳定度的影响。射极输出器的特点是输入阻抗高，输出阻抗低，放大倍数接近于1。1、电路形式由于待传输信号是高频调频波，主要考虑的是输入抗高，传输系数大且工作稳定。选择电路的固定分压偏置和自给偏压相结合，具有稳定工作点特点的偏置电路。如图2-3所示。射极加RW2可改变输入阻抗。 已调波输入经缓冲隔离后已调波输出图2-3 射极输出器电路2、估算偏置电路元件(1)已知条件：Vcc=+12V，负载电阻RL=425(宽带放大器输入电阻)，输出电压振幅等于高频宽带放大器输入电压振幅，即Uom=1V，晶体管为3DG100（3DG6）。3DG100的参数如表3-2所示。表2-2 3DG100参数表PCMICMVCEShfefTAP100mW30mA30200150MHz0=60。晶体管的静态工作点应位于交流负载线的中点，一般取UCEQ=7V，ICQ=(310)mA。根据已知条件选取ICQ=5mA,，VCEQ=0.6Vcc=7V，则W=-=-=+kmAVVcVRREQccw0.15712IIVCQCQEQ210(2)R10、Rw2：取R10=500，Rw2为1k的电位器。(3) R8、R9VEQ=7.0VVBQ= VEQ+0.7=7.7VIBQ=ICQ/0 =83.3uAW=kIVRBQBQ9109 取标称值R9=9k。W=-=kIVVRBQBQcc1.5108取标称值R8=5.1k。(4)输入电阻Ri若忽略晶体管基取体电阻的影响，有W+=kRRRRRRLwi75.2|)(|)|(21098b （RL=425） (5)输入电压Uim.VPRUiiim6.210*25.1*2750*223=-(6)耦合电容C8、C9为了减小射极跟随器对前一级电路的影响，C8的值不能过大，一般为数十pF，这里取C8=20pF，C9=0.02uF。3、元件清单C8=20pF C9=0.02uF W=kR1.58 W=kR99R10=500 Rw2为1k的电位器 晶体管为3DG1002.4调频振荡器设计调频振荡电路的作用是产生频率的高频振荡信号。变容二极管为线性调频，最大频偏kHzfm7575=D。发射机的频率稳定度由该级决定。调频振荡器电路如图2 -4示。已调波输出调制信号输入图2-4 调频振荡器电路 LC调频振荡器是直接调频电路，是利用调制信号直接线性地改变载波瞬时频率。 如果为LC振荡器，则振荡频率主要取决于谐振回路电感和电容。将受到调制信号控制的可变电抗和谐振回路连接，就可以使振荡频率按调制信号规律变化，实现直接调频。 1、LC 振荡器主要技术指标：工作中心频率：f0=5MHz；最大频偏：f=75KHz；频率稳定度：(1)确定电路形式，设置静态工作点本题对频率稳定度要求不是很高，故选用图1-7所示的改进型电容三点式振荡器和变容二极管调频电路。(2)三点式振荡器设计：基极偏置电路元件R1、R2、R3、R4、C1的计算图中，晶体管V1和C2、C3、C4、C5、Cj、L1组成改进型电容三点式振荡器，V1为共基组态，C1为基级耦合电容。 其静态工作点由R1、R2、R3、R4共同决定。晶体管V1选择3DG100，其参数见表2-2所示。小功率振荡器的集电极静态工作电流ICQ一般为(14)mA。ICQ偏大，振荡幅度增加，但波形失真严重，频率稳定性降低。ICQ偏小对应放大倍数减小，起振困难。为了使电路工作稳定，振荡器的静态工作点取mAICQ3 , 后调制信号=,测得三极管的。 mARRRRVVccICEQcQ36124343=+-=+-= 由(1-3)可得R3+R4=2k，为了提高电路的稳定性，R4的值可适当增大，取R4=1k，则R3=1k。VkmARIVVVcQBEBQEQ31*34=W=-= VVRRRVccRRRVEQBQ7.37.012212212=+=+=+= uAmAIIcQBQ0.5060/3/=b 为了提高电路的稳定性，取流过电阻R2上的电流mAIIBQ5.0102= W=kmAVIVRBQ4.55.07.222取标称值R2=5.5k。据公式 W=*-=*+=KRVVRVRRRVBQCCCCBB1.12)1(21212则得R1=12.1K 实际运用时R1取10k电阻和20k电位器串联，以便调整静态工作点。C1为基极旁路电容，可取C1=0.01uF。C8=0.01uF,输出耦合电容。2、调频电路设计变容二极管利用PN结的结电容制成，在反偏电压作用下呈现一定的结电容（势垒电容），而且这个结电容能灵敏地随着反偏电压在一定范围内变化，其关系曲线称曲线，如图所示。 图2-5 曲线 由图可见：未加调制电压时，直流反偏所对应的结电容为。当调制信号为正半周时，变容二极管负极电位升高，即反偏增加时，变容二极管的电容减小；当调制信号为负半周时，变容二极管负极电位降低，即反偏减小时，增大，其变化具有一定的非线性，当调制电压较小时，近似为工作在曲线的线性段，将随调制电压线性变化，当调制电压较大时，曲线的非线性不可忽略，它将给调频带来一定的非线性失真。 调频电路由变容二极管Cj和耦合电容C5组成，R6和R7 为变容二极管提供静态时的反向偏置电压VQ，。R5为隔离电阻，为了减小调制信号Ui对VQ的影响，一般要求R5远远大于R6和R7。C6和高频扼流圈ZL1对Ui相当于短路，C7为滤波电容。变容二极管Cj通过C5部分接入振荡回路，有利于提高主振频率的稳定性，减小调制失真。变容二极管的接入系数，式中，Cj为变容二极管的结电容，它和外加电压的关系为 ( Cj0 为变容管0偏时结电容,UD 为其PN结内建电位差, 为变容指数) 变容二极管参数选择测变容二极管的特性曲线，设置合适的静态工作点。本题给定变容二极管为2CC1C，并取变容管静态反向偏压，由特性曲线可得变容管的静态电容。计算主振回路元件值：C2、C3、C4、C5、L1C2、C3、C4、C5、Cj、L1组成并联谐振回路，其中C3两端的电压构成振荡器的反馈电压，满足相位平衡条件。比值C2/ C3=F，决定反馈系数的大小，F一般取0.1250.5之间的值。为了减小晶体管极间电容对振荡器振荡频率的影响，C2、C3的值要大。如果C4取几十皮法，则C2、C3在几百皮法以上。因接入系数，一般接入系数，为减小振荡回路输出的高频电压对变容晶体管的影响，p值应取小，但p值过小又会使频偏达不到指标要求，可以先取p=0.2。则，取标称值。（VQ=-4V时Cj =75pF） 若取C4=20pF，电容C2、C3由反馈系数F及电路条件C2C4、C3C4 决定，若取C2=330pF，由F= C2/ C3= 0.1250.5取C3=750pF。则静态时谐振回路的总电容为 代入元件值可得 由公式 可得 计算调频电路元件值变容管的静态反偏压由电阻和分压决定，即 已知，若取，则。实际运用时可用10k电阻和47k电位器串联，以便调整静态偏压。隔离电阻R5应远大于R6、R7，取R5=150k。低频调制信号Ui的耦合支路电容C6及电感ZL1应对Ui提供通路，一般的频率为几十赫至几十千赫兹，故取，（固定电感）。高频旁路电容C7应对调制信号Ui呈现高阻，取。3、计算调制信号的幅度为达到最大频偏kHzfm75=D的要求，调制信号的幅度，可由下列关系式求出。 因式中，静态时谐振回路的总电容，即 则回路总电容的变化量pFfCfCoQm.1.045000/78.35752/2=*=D=DSS 变容管的结电容的最大变化量 由变容二极管2CC1C的特性曲线可得，当 时，特性曲线的斜率，故调制信号的幅度 则调制灵敏为 4、元件清单C1=0.01uF、R1为10K+20K电位器、R2=5.5K、R3=1K、R4=1K 3DG100管子、C2=330PF、C3=750PF、C4=20PF、C5=20PF、L1=28uH、2CCIC变容二极管、C8=0.01uF、C6=4.7uF、C7=5100pF、ZL1=47uH、R5=150K、R6=2 K、 R7=10K。 三、总的原理图设计根据前面的分析，还要考虑各级之间的隔离，以及滤波电路，可以设计出如图4.4-1的原理图。其中，C14,C16为滤波电容，选C14为0.1F，C16为100F。C1为基极高频旁路电容，R1