小功率调频发射机课程设计_第1页
小功率调频发射机课程设计_第2页
小功率调频发射机课程设计_第3页
小功率调频发射机课程设计_第4页
小功率调频发射机课程设计_第5页
已阅读5页,还剩13页未读 继续免费阅读

下载本文档

版权说明:本文档由用户提供并上传,收益归属内容提供方,若内容存在侵权,请进行举报或认领

文档简介

一、调频发射机工作原理通常小功率发射机采用直接调频方式,高频振荡级主要是产生频率稳定、中心频率符合指标要求的正弦波信号,且其频率受到外加音频信号电压调变;缓冲级主要是对调频振荡信号进行放大,以提供末级所需的激励功率,同时还对前后级起有一定的隔离作用,为避免级功放的工作状态变化而直接影响振荡级的频率稳定度,功放级的任务是确保高效率输出足够大的高频功率,并馈送到天线进行发射。 图1-1 调频发射原理框图1.1 电路的组成方案拟定整机方框图的一般原则是,在满足技术指标要求的前提下,应力求电路简单、性能稳定可靠。单元电路级数尽可能少,以减小级间的相互感应、干扰和自激。在实际使用中,很多都是采用调频方式,和调幅相比较,调频系统有很多的优点,调频比调幅抗干扰能力强,频带宽,功率利用率大等。实用发射电路方框图 ( 实际功率激励输入功率为 1.56mW) 由于本题要求的发射功率Po不大,工作中心频率f0也不高,因此晶体管的参量影响及电路的分布参数的影响不会很大,整机电路可以设计得简单些,设组成框图如图所示,各组成部分的作用是:图1-2 实用调频发射机组成方框图调制信号LC调频振荡器缓冲隔离功率激励末级功放1.25mW1.25mW25mW500mW0dB13dB13dB 1倍 20倍 20倍 (1)LC调频振荡器:产生频率f0=5MHz的高频振荡信号,变容二极管线性调频,最大频偏f=75kHz,整个发射机的频率稳定度由该级决定。(2)缓冲隔离级:将振荡级和功放级隔离,以减小功放级对振荡级的影响。因为功放级输出信号较大,当其工作状态发生变化时(如谐振阻抗变化),会影响振荡器的频率稳定度,使波形产生失真或减小振荡器的输出电压。整机设计时,为减小级间相互影响,通常在中间插入缓冲隔离级。缓冲隔离级电路常采用射极跟随器电路。(3)高频小信号放大器:为末级功放提供激励功率。如果发射功率不大,且振荡级的输出能够满足末级功放的输入要求,功率激励级可以省去。(4)末级功放将前级送来的信号进行功率放大,使负载(天线)上获得满足要求的发射功率。如果要求整机效率较高,应采用丙类功率放大器,若整机效率要求不高如而对波形失真要求较小时,可以采用甲类功率放大器。但是本题要求,故选用丙类功率放大器较好。二、 设计方法2.1 丙类功率放大器(末级功放)设计发射机的输出应具有一定的功率才能将信号发射出去,但是功率增益又不可能集中在末级功放,否则电路性能不稳,容易产生自激。因此要根据发射机的各组成部分的作用,适当地合理地分配功率增益。如果调频振荡器的输出比较稳定,又具有一定的功率,则功率激励级和末级功放的功率增益可适当小些。功率激励级一般采用高频宽带放大器,末级功放可采用丙类谐振功率放大器。缓冲级可以不分配功率。 功率增益如图2-1所示。 仅从输出功率Po500mW一项指标来看,可以采用宽带功放或乙类、丙类功放。由于还要求总效率大于50%,故采用一级宽带放大器加一级丙类功放实现,其电路形式如图2-1所示。前级功率放大输入图2-1 末级丙类功放电路1、基本关系式如图2-1所示,丙类功率放大器的基极偏置电压-VBE是利用发射机电流的分量Ie0在射极电阻R14上产生的压降来提供的,故称为自给偏压电路。当放大器的输入信号Vi为正弦波时,集电极的输出电流iC为余弦脉冲波。利用谐振回路LC的选频作用可输出基波谐振电压uc、电流iC1。(1)集电极基波电压的振幅Ucm= Icm1RP式中,Icm1为集电极基波电流的振幅;RP为集电极负载阻抗。(2)输出功率PoPo= Ucm.Icm1= Ucm2/(2 RP)(3)直流功率PvPv= Vcc.Ic0(4)集电极耗散功率PTPT= Pv- Po(5)集电极的效率= Po/ Pv(6)集电极电流分解系数()n()= Icmn/icmmax(7)导通角 (一般取) 2、确定丙类放大器的工作状态为了获得较高的效率和最大的输出功率Po,选丙类放大器的工作状态为临界状态,=700,功放管为3DA1。3DA1的参数如表4-1所示。表2-1 3DA1参数表PCMICMVCEShfefTAP1W750mA1.5V1070MHz13dB(1) 最佳匹配负载(2)由Po=0.5 Ucm.Icm1= Ucm2/(2 RP)可得:设集电极输出电压Ucm=9V(3)集电极基波电流振幅:Icm1=Po/(0.5*Ucm)=111.1mA(4)集电极电流最大值Icm= Icm1/1(700)=111.1/0.44=252.5mA(5)集电极电流直流分量Ic0= Icm*0(700)=252.5*0.25=63.125mA(6)电源供给的直流功率Pv= Vcc* Ic0=757.5mW(7)集电极的耗散功率PT=Pv-Po=757.5-500=257.5mW(小于PCM =1W),顾管子达到最大功率是不会烧坏(8)总效率=Po/Pv=500/757.5=66%(9)若设本级功率增益Ap=13dB(20倍),则输入功率Pi=Po/Ap=25mW输入功率Pi=25mW(10)基极余弦脉冲电流的最大值Ibm(设晶体管3DA1的=20)Ibm= Icm/=12.6mA(11)基极基波电流的振幅Ibm1= Ibm1(700)=12.6*0.44=5.55mA(12)基极电流直流分量Ib0= Ibm0(700)=21.45*0.25=3.15mA(13)基极输入电压的振幅Ubm=2Pi/ Ibm1=9.4V(14)丙类功放的输入阻抗3、计算谐振回路及耦合回路的参数(1) 最佳匹配负载RL=51输出变压器线圈匝数比N5/N3(解决最佳匹配负载问题)取N5=2,N3=3。(2) 令谐振回路电容C11=100pF则谐振回路电感L(4)输出变压器初级线圈总匝数比N=N3+N4高频变压器及高频电感的磁芯应采用镍锌(NXO)铁氧体,而不能采用硅钢铁芯,因其在高频工作时铁损耗过大。NXO-100环形铁氧体作高频变压器磁芯时,工作频率可达十几兆赫兹。若采用外径*内径*高度=10mm*6mm*5mm的NXO-100环来绕制输出耦合变压器,由公式式中,=100H/m为磁导率;N为变压器初级线圈匝数;A=25mm2为磁芯截面积;l=25mm为平均磁路长度。计算得N=8,则N4=5或 则 ,取值210,上述公式取2。需要指出的是,变压器的匝数N3、N4、N5的计算值只能作为参考值,由于分布参数的影响,和设计值可能相差较大。为调整方便,通常采用磁芯位置可调节的高频变压器。4、基极偏置电路(1)发射极电阻R14由公式可得, VUUVobmonBB5.270cos.9.47.0cos-=*-=*-=q VIIVceBB5.2RR140140-=-=W=84.39R14取标称值W=40R15(2)高频旁路电容C12=0.01uF。(3)高频扼流圈ZL2=47uH。(4)可变电容CT=(520)pF。5、元件清单CT=(520)pF ZL2=47uH W=40R14, 后调制信号 C12=0.01uFC11=100pF N3=5,N4=3, N5=2 、3DA1管子 2.2小信号功率放大器(功率激励级)设计因为本次实验对该级有一定的增益要求,而中心频率是固定的,因此用LC并联回路作负载的小信号放大器电路。缓冲放大级采用谐振放大,L2和C10谐振在振荡载波频率上。若通频带太窄或出现自激则可在L2两端并联上适当电阻以降低回路Q值。小信号功率放大输出经缓冲隔离后已调波输入 2-2 小信号功率放大可选用普通的小功率高频晶体管,如9018等1、计算电路参数(1) 对于谐振回路C10,L2,由 本次课题C10取100pF 则 uHCfL1010*100*)10*5*14.3*2(1)2(112261020=-p (2)有效输出功率PH和输出电阻RH放大器的输出功率PH应等于下级丙类功放的输入功率Pi=25mW,其输出负载RH等于丙类功放的输入的输入阻抗|Zi|=86。即PH=25mW RH=86(3)设集电极电压振幅Ucm和等效负载电阻若取功放的静态电流ICQ=ICm=8mA,则Ucm= 2Po /ICQ=2Po /ICm=6.25VWW=7802.7812PoUcmR2H (4)高频变压器匝数比N1/N2取变压器次极线圈匝数N2=2,则初级线圈匝数N1=6。(5)发射极直流负反馈电阻R13W=-=-=75.64386.025.61213mAVIVUcmVccRCQCES 取标称值650(6)功放输入功率Pi本级功放采用3DG130晶体管,若取功率增益AP=13dB(20倍),则输入功率mWAPoPPi25.1/=(7)功放输入阻抗Ri交负交负RRrRbbi*2025+=+b (取 20=b)若取交流负反馈电阻为20,则W=425iR(8)本级输入电压振幅UimVPRUiiim0 .110*25.1*425*223=-2、计算电路静态工作点(1)、VRIVCQEQ15.575.643*10*8313=-VVVEQBQ87.57.0=+=mAIICQBQ4.020/8/=b(2)R11、R12 (I1=510倍IBQ )若取基极偏置电路的电流I1=10=10*0.4mA=4mA,则W=kmAVIVRBQBQ46.10.487.51012取标称值R12=1.5k。W-=-=kmAVIVVccRBQ53.10.487.512111 为了调节电路的静态工作点,R11可由标称值为1 k的电阻和2k的电位器成。(3)高频旁路电容C10=0.02uF。(4)输入耦合电容C9=0.02uF。此外,还可以在直流电源VCC 支路上加高频电源去耦滤波网络,通常采用LC的型低通滤波器。电容可取0.01uF,电感可取47uH的色码电感或环形磁芯绕制。还可在输出变压器次级和负载之间插入LC滤波器,以改善负载输出波形。3、元件清单C9=0.02uF C10=0.02uF 电位器W+W=kkR20.111 R12=1.5K W=2013R N1=6, N2=2 R14=650 3DG130管子 2.3缓冲隔离级电路(射极输出器)设计从振荡器的什么地方取输出电压也是十分重要的。一般尽可能从低阻抗点取出信号,并加入隔离、缓冲级如射极输出器,以减弱外接负载对振荡器幅度、波形以及频率稳定度的影响。射极输出器的特点是输入阻抗高,输出阻抗低,放大倍数接近于1。1、电路形式由于待传输信号是高频调频波,主要考虑的是输入抗高,传输系数大且工作稳定。选择电路的固定分压偏置和自给偏压相结合,具有稳定工作点特点的偏置电路。如图2-3所示。射极加RW2可改变输入阻抗。 已调波输入经缓冲隔离后已调波输出图2-3 射极输出器电路2、估算偏置电路元件(1)已知条件:Vcc=+12V,负载电阻RL=425(宽带放大器输入电阻),输出电压振幅等于高频宽带放大器输入电压振幅,即Uom=1V,晶体管为3DG100(3DG6)。3DG100的参数如表3-2所示。表2-2 3DG100参数表PCMICMVCEShfefTAP100mW30mA30200150MHz0=60。晶体管的静态工作点应位于交流负载线的中点,一般取UCEQ=7V,ICQ=(310)mA。根据已知条件选取ICQ=5mA,,VCEQ=0.6Vcc=7V,则W=-=-=+kmAVVcVRREQccw0.15712IIVCQCQEQ210(2)R10、Rw2:取R10=500,Rw2为1k的电位器。(3) R8、R9VEQ=7.0VVBQ= VEQ+0.7=7.7VIBQ=ICQ/0 =83.3uAW=kIVRBQBQ9109 取标称值R9=9k。W=-=kIVVRBQBQcc1.5108取标称值R8=5.1k。(4)输入电阻Ri若忽略晶体管基取体电阻的影响,有W+=kRRRRRRLwi75.2|)(|)|(21098b (RL=425) (5)输入电压Uim.VPRUiiim6.210*25.1*2750*223=-(6)耦合电容C8、C9为了减小射极跟随器对前一级电路的影响,C8的值不能过大,一般为数十pF,这里取C8=20pF,C9=0.02uF。3、元件清单C8=20pF C9=0.02uF W=kR1.58 W=kR99R10=500 Rw2为1k的电位器 晶体管为3DG1002.4调频振荡器设计调频振荡电路的作用是产生频率的高频振荡信号。变容二极管为线性调频,最大频偏kHzfm7575=D。发射机的频率稳定度由该级决定。调频振荡器电路如图2 -4示。已调波输出调制信号输入图2-4 调频振荡器电路 LC调频振荡器是直接调频电路,是利用调制信号直接线性地改变载波瞬时频率。 如果为LC振荡器,则振荡频率主要取决于谐振回路电感和电容。将受到调制信号控制的可变电抗和谐振回路连接,就可以使振荡频率按调制信号规律变化,实现直接调频。 1、LC 振荡器主要技术指标:工作中心频率:f0=5MHz;最大频偏:f=75KHz;频率稳定度:(1)确定电路形式,设置静态工作点本题对频率稳定度要求不是很高,故选用图1-7所示的改进型电容三点式振荡器和变容二极管调频电路。(2)三点式振荡器设计:基极偏置电路元件R1、R2、R3、R4、C1的计算图中,晶体管V1和C2、C3、C4、C5、Cj、L1组成改进型电容三点式振荡器,V1为共基组态,C1为基级耦合电容。 其静态工作点由R1、R2、R3、R4共同决定。晶体管V1选择3DG100,其参数见表2-2所示。小功率振荡器的集电极静态工作电流ICQ一般为(14)mA。ICQ偏大,振荡幅度增加,但波形失真严重,频率稳定性降低。ICQ偏小对应放大倍数减小,起振困难。为了使电路工作稳定,振荡器的静态工作点取mAICQ3 , 后调制信号=,测得三极管的。 mARRRRVVccICEQcQ36124343=+-=+-= 由(1-3)可得R3+R4=2k,为了提高电路的稳定性,R4的值可适当增大,取R4=1k,则R3=1k。VkmARIVVVcQBEBQEQ31*34=W=-= VVRRRVccRRRVEQBQ7.37.012212212=+=+=+= uAmAIIcQBQ0.5060/3/=b 为了提高电路的稳定性,取流过电阻R2上的电流mAIIBQ5.0102= W=kmAVIVRBQ4.55.07.222取标称值R2=5.5k。据公式 W=*-=*+=KRVVRVRRRVBQCCCCBB1.12)1(21212则得R1=12.1K 实际运用时R1取10k电阻和20k电位器串联,以便调整静态工作点。C1为基极旁路电容,可取C1=0.01uF。C8=0.01uF,输出耦合电容。2、调频电路设计变容二极管利用PN结的结电容制成,在反偏电压作用下呈现一定的结电容(势垒电容),而且这个结电容能灵敏地随着反偏电压在一定范围内变化,其关系曲线称曲线,如图所示。 图2-5 曲线 由图可见:未加调制电压时,直流反偏所对应的结电容为。当调制信号为正半周时,变容二极管负极电位升高,即反偏增加时,变容二极管的电容减小;当调制信号为负半周时,变容二极管负极电位降低,即反偏减小时,增大,其变化具有一定的非线性,当调制电压较小时,近似为工作在曲线的线性段,将随调制电压线性变化,当调制电压较大时,曲线的非线性不可忽略,它将给调频带来一定的非线性失真。 调频电路由变容二极管Cj和耦合电容C5组成,R6和R7 为变容二极管提供静态时的反向偏置电压VQ,。R5为隔离电阻,为了减小调制信号Ui对VQ的影响,一般要求R5远远大于R6和R7。C6和高频扼流圈ZL1对Ui相当于短路,C7为滤波电容。变容二极管Cj通过C5部分接入振荡回路,有利于提高主振频率的稳定性,减小调制失真。变容二极管的接入系数,式中,Cj为变容二极管的结电容,它和外加电压的关系为 ( Cj0 为变容管0偏时结电容,UD 为其PN结内建电位差, 为变容指数) 变容二极管参数选择测变容二极管的特性曲线,设置合适的静态工作点。本题给定变容二极管为2CC1C,并取变容管静态反向偏压,由特性曲线可得变容管的静态电容。计算主振回路元件值:C2、C3、C4、C5、L1C2、C3、C4、C5、Cj、L1组成并联谐振回路,其中C3两端的电压构成振荡器的反馈电压,满足相位平衡条件。比值C2/ C3=F,决定反馈系数的大小,F一般取0.1250.5之间的值。为了减小晶体管极间电容对振荡器振荡频率的影响,C2、C3的值要大。如果C4取几十皮法,则C2、C3在几百皮法以上。因接入系数,一般接入系数,为减小振荡回路输出的高频电压对变容晶体管的影响,p值应取小,但p值过小又会使频偏达不到指标要求,可以先取p=0.2。则,取标称值。(VQ=-4V时Cj =75pF) 若取C4=20pF,电容C2、C3由反馈系数F及电路条件C2C4、C3C4 决定,若取C2=330pF,由F= C2/ C3= 0.1250.5取C3=750pF。则静态时谐振回路的总电容为 代入元件值可得 由公式 可得 计算调频电路元件值变容管的静态反偏压由电阻和分压决定,即 已知,若取,则。实际运用时可用10k电阻和47k电位器串联,以便调整静态偏压。隔离电阻R5应远大于R6、R7,取R5=150k。低频调制信号Ui的耦合支路电容C6及电感ZL1应对Ui提供通路,一般的频率为几十赫至几十千赫兹,故取,(固定电感)。高频旁路电容C7应对调制信号Ui呈现高阻,取。3、计算调制信号的幅度为达到最大频偏kHzfm75=D的要求,调制信号的幅度,可由下列关系式求出。 因式中,静态时谐振回路的总电容,即 则回路总电容的变化量pFfCfCoQm.1.045000/78.35752/2=*=D=DSS 变容管的结电容的最大变化量 由变容二极管2CC1C的特性曲线可得,当 时,特性曲线的斜率,故调制信号的幅度 则调制灵敏为 4、元件清单C1=0.01uF、R1为10K+20K电位器、R2=5.5K、R3=1K、R4=1K 3DG100管子、C2=330PF、C3=750PF、C4=20PF、C5=20PF、L1=28uH、2CCIC变容二极管、C8=0.01uF、C6=4.7uF、C7=5100pF、ZL1=47uH、R5=150K、R6=2 K、 R7=10K。 三、总的原理图设计根据前面的分析,还要考虑各级之间的隔离,以及滤波电路,可以设计出如图4.4-1的原理图。其中,C14,C16为滤波电容,选C14为0.1F,C16为100F。C1为基极高频旁路电容,R1

温馨提示

  • 1. 本站所有资源如无特殊说明,都需要本地电脑安装OFFICE2007和PDF阅读器。图纸软件为CAD,CAXA,PROE,UG,SolidWorks等.压缩文件请下载最新的WinRAR软件解压。
  • 2. 本站的文档不包含任何第三方提供的附件图纸等,如果需要附件,请联系上传者。文件的所有权益归上传用户所有。
  • 3. 本站RAR压缩包中若带图纸,网页内容里面会有图纸预览,若没有图纸预览就没有图纸。
  • 4. 未经权益所有人同意不得将文件中的内容挪作商业或盈利用途。
  • 5. 人人文库网仅提供信息存储空间,仅对用户上传内容的表现方式做保护处理,对用户上传分享的文档内容本身不做任何修改或编辑,并不能对任何下载内容负责。
  • 6. 下载文件中如有侵权或不适当内容,请与我们联系,我们立即纠正。
  • 7. 本站不保证下载资源的准确性、安全性和完整性, 同时也不承担用户因使用这些下载资源对自己和他人造成任何形式的伤害或损失。

评论

0/150

提交评论