霍尔电流传感器在并联型有源电力滤波器（SAPF）中的应用.doc

霍尔电流传感器在并联型有源电力滤波器（SAPF）中的应用第10卷第3期2008年3月电子元器件主用ElectronicComponent&DeviceApplicationsV01.10No.3Mar.2008霍尔电流传感器在并联型有源电力滤波器(SAPF)中的应用于树海,程汉湘,罗其锋(广东工业大学自动化学院,广东广州510006)摘要:介绍了CHB一50P霍尔电流传感器的工作原理,给出了CHB一50P霍尔电流传感器在并联型有源电力滤波器(SAPF)中的具体应用方法.同时给出了采用霍尔电流传感器对并联型有源电力滤波器进行补偿前后的系统电流波形图.关键词:霍尔电流传感器;并联型有源电力滤波器;霍尔元件;补偿0引言近年来.谐波抑制.提高电能质量已成为电力电子技术,电气自动化技术及电力系统研究领域的一个重大课题.而APF由于其自身的很多优点.已经成为目前谐波抑制的一个发展趋势.由于目前电流型谐波源在电网中的比例很大,实际应用的装置多为并联型有源电力滤波器(SAPF).SAPF技术的应用需要对SAPF的输入输出电流信号进行测量,其测量的精度直接影响到APF的谐波补偿效果.由于霍尔元件构成的霍尔电流传感器与普通的CT相比,具有量程宽,精度高,线型度高.灵敏度高等优点,因此,本文选用霍尔传感器作为SAPF中各个电流信号的检测设备.l霍尔电流传感器的工作原理1.1霍尔效应及霍尔器件霍尔电流传感器的核心是霍尔器件,它是根据霍尔效应的原理制成的.图l所示是霍尔器件的工作原理图.将通有电流的金属薄片置于磁场中,其中电流方向由1流向2,磁场方向与控制电流方向正交,此时导体中的自由电子受洛伦兹力的作用而向4发生偏转.从而使导体的3,4两侧出现一个电势差,这一现象称为霍尔效应.该电势差即为霍尔电压UH.它与磁感应强度B及电流收稿日期:20o7083016电子元器件主用2008.3.图l霍尔器件的工作原理I成正比.霍尔电压UH可用下式表示:辈:K.IB(1)式中:R是霍尔系数(是由材料性质决定的一个常数),对于金属导体而言,Rn=l/nq为载流子浓度或自由电子浓度,g为电子电量.),为通过器件的电流,为垂直于I的磁感应强度,d为导体的厚度,Kn=R称为霍尔元件的灵敏度,它是表征单位磁感应强度和单位电流时的霍尔电压输出大小的一个重要参数,一般希望它越大越好.若保证式(1)中,不变,那么,在一定条件下,就可通过测量霍尔电压来推算出磁感应强度日的大小.并由此建立了磁场与电压信号的联系.根据这一关系,人们研制出了霍尔器件.1.2霍尔电流传感器由前面的分析可知.利用霍尔器件可以进行非接触式电流测量,测量可分为直测法和磁平衡法.当一个环形导磁材料做成的磁芯套在被测电流流过的导线上时,导线周围就会产生磁场,磁场的大小与流过导线的电流成正比.这一磁场可以通过软磁材料聚集.然后用霍尔元件进行检第lO卷第3期2008年3月黪墓缛V01.1ONo.3Mar.2008测.由于磁场与霍尔元件的输出呈线性关系,因此可利用霍尔元件测得的信号大小.来反映被测电流的大小.这种测电流的方法称为直测法.以这种测量方式做成的霍尔电流传感器f直测式)的优点是结构简单,成本较低.但由于有随电流增大,磁芯有可能出现磁饱和以及频率升高,磁芯中的涡流损耗,磁滞损耗等也会随之升高等,从而使其精度,线性度变差,响应时间较慢,温度漂移较大.同时它的测量范围,带宽等也会受到一定的限制.磁平衡法(又称零磁通法,闭环反馈补偿法)则在直测法原理的基础上,又加入了磁平衡原理.即将前述霍尔器件的输出电压进行放大.再经功率放大后,让输出电流通过次级补偿线圈,使补偿线圈产生的磁场和被测电流产生的磁场方向相反,从而补偿原边磁场,使霍尔输出逐渐减小,这样,当原次级磁场相等时,补偿电流不再增大.实际上,这个平衡过程是自动建立的,是一个动态平衡,建立平衡所需的时间极短.平衡时,霍尔器件处于零磁通状态.磁芯中的磁感应强度极低(理想状态应为0),故不会使磁芯饱和,也不会产生大的磁滞损耗和涡流损耗.因此,与直测式霍尔电流传感器相比.磁平衡法做成的霍尔电流传感器(磁平衡式)的频带更宽,测试精度更高,响应时间更短.如图2所示,磁平衡式霍尔电流传感器由聚磁环,霍尔元件,一次线圈(一般为一匝,即穿过聚磁环的被测导线),二次线圈,放大电路等组成.图2中,1为一次线圈电流,2为二次线圈电流,霍尔元件置于聚磁铁芯的气隙中,用于检测聚磁环中的磁场大小.当被测导线的电流产生的磁场导致聚磁环中的霍尔元件产生霍尔电势时,霍尔电势将使电子放大器调整输出电流I2,电流,2再使二次线圈产生的磁场抵消一次线圈电流,1产生的磁场,直至霍尔电势为零.从而达到磁路平衡,此时,霍尔元件将工作在零磁通状态,并有下面的公式成立.I1N1=,22(2)式中,为一次线圈匝数,2为二次线圈匝数.当,2的值已知时,通过测量,2的大小,即可推算出,1的值,从而实现电流的隔离测量.在二次线圈输出回路增加测量电阻则:图2磁平衡式霍尔电流传感器原理图7,VL=RLI2=RL,1(3)T2从(3)式可以看出,测量电阻I上的电压VL与一次线圈的被测电流,】是成线性关系的.因此,知道了的大小,也就知道了输出电压oUT的值.1.3磁平衡式霍尔电流传感器的主要特性磁平衡式霍尔电流传感器可同时测量任意波形电流.其二次线圈测量电流与一次线圈被测电流之间完全电气隔离,绝缘电压一般为212kV.它可对额定1mA50kA的电流进行测量,且动态响应特性很好.此外,该传感器还具有精度高,线性度好,以及过载,抗干扰能力强等特点.2在并联型有源电力滤波器中的应用图3为SAPF系统的构成原理图.其中负载为谐波源,主电路采用PWM变流器.该SAPF系统由两部分组成.即指令电流运算电路和补偿电流发生电路.其中,指令电流运算电路的核心是检测补偿对象中的谐波电流分量.补偿电流发生电路的作用是根据指令电流运算电路得出的补偿电流的指令信号,来产生实际的补偿电流.其基本原理是通过检测补偿对象的电压和电流,并经指令电流运算电路计算出补偿电流的指令信号,再将该信号经补偿电流发生电路放大,并得出补偿电流.然后将补偿电流与负载电流中要补偿的谐波电流相抵消,最终得到期望的电源电流波形.其中补偿对象中的电压电流以及补偿电流信号是通过霍尔电流传感器获得的.然后可将该信号再送到数字信号处理器ADMC401的D输人口f但是这些输入量必须在A/D转换的电压范围之内,否则将不能完成转换).本设计采用CHB一50P型霍尔电流传感器,它的额定电流是50A,.ecdotz2008.3电子元器件主用l7第l0卷第3期2008年3月电子元器件主用ElectronicComponent&DeviceApplicationsVo1.10No.3Mar.2o08图3并联型有源电力滤波器原理电路裹藿爰尺VL1:500=枷是.其测量精度,线性度,频率范围及反应,一时间都符合磁平衡式霍尔电流传感器特性中的数值.它与A,D转换口的连接电路如图4所示.3实验分析图4电流检测电路由公式(3)和图4可知,调整测量电阻尺的取值,就能得到所需比例的输出信号.但应注意的是.由于ADMC401的A/D口的电压范围是2V,因此尺的取值是有限制的.从图2可以看出,在输出回路中,除了测量电阻尺以外,还有电子放大器输出级的射极跟随管以及二次线圈.因此有下式成立:oc:T+L+2(4)式中,0c是供电电源电压,一般为12+24V;Vr是电子放大器输出管的压降(饱和值为1.52V);是二次线圈压降.若二次线圈内阻为尺2,贝0有:2=,2R2.这样,将(4)式带入(3)式中,便可以推导出计算公式为:l8电手元器件主用2008.3U)IOW.本设计中,并联型有源电力滤波器主电路采用富士公司的IGBTIPM模块7MBP150RA一120.信号检测采用CHB一50P型霍尔电流传感器.主控电路由AD公司的数字信号处理器ADMC401来实现.三相连接电感的大小为0.68mH.直流侧电容为2个大小为10000F的电容器串联,输出电压由额定电压为380V,额定电流为53A的调压器供给.负载是一个由可调电阻,电感以及二极管构成的整流桥.在380V线电压的情况下.该负载可以提供30A的电流.由CHB一50P的特点可以推出,在该电流下,系统可输出大约60mA的电流,因此,根据公式(5)就可以计算出阻值约为25n.所用的测量工具是TektronixTDS1012型示波器.本实验旨在测试在使用CHB一50P霍尔电流传感器后,SAPF装置稳定运行时的补偿效果.其实际的补偿效果如图5所示.图5中的1,2,3分别对应于380V线电压条件下A相系统在电流补偿前,(下转第20ti)第l0卷第3期20o8年3月电子元嚣件主用ElectronicComponent&DeviceApplications,r0I.10No.3Mar.20o8换成电压输出,而且能够比较容易地获得最佳信噪比.考虑到0PA656的寄生电容等效到C.上和反馈电容C等参数将共同决定频率响应,为了达到最大二阶巴特沃斯频率响应,其反馈极点的设置应当按照正式来设置:1/2RFCr=x,/GPB/(4rRFCD)考虑到共模和差模输入电容f0.7+2.8)pF会加到25pF的电容上,设计时往往期望反馈点设在3.8MHz,这将要求总的反馈电容是0.8pF,而典型的贴片电阻有0.2pF的寄生电容,因此,图2中并联了一个0.6pF反馈电容.通过计算可以得到,当反馈补偿电容为0.6P时,其带宽约为5.7MHz.下面是分析噪声的表达式:,EQ=V可十EN2EN2了arCDF,2式中,为等效输入噪声电流;为放大器的反相输入电流噪声;eN为放大器的输入电压噪声;cD为二极管源电容;4KT应等于1.6E一20J(温度在290K时).反馈频率点设在3.8MHz时.计算得到的输入等效电流噪声为2.7p,这一数值高于放大器自身的电流噪声参数1.3fA/X/-H,可见,这样的设计是合理的.4结束语在实验中选择PIN光电二极管来进行前置放大.按照设计并根据设计要求将一V一5V,R=20kQ,C=O.2pF的元器件接人中间级进行二级放大后,再接人比较器MAX913,其输出数字电平得到了很好的效果,图3是用小功率激光器作为人射光源,然后调节激光器的功率进行实验所测得的输出光功率与前置放大级的输出电压的关系图.由图3所见,本设计的电路线性度是十分良好的.图3光功率与前置放大级输出电压的关系(上接第18页):一一?,.7.I,.,:j.”qwrr-r.;.L.77一一LLn,厂lf1lJI.一J!吐-:一:l即佐舯凇T,蹦tcL聃,2)A相孙偿前电流15AKvJ:10stDiv5V10m:3)A相偿电雌5V1呻.;图5A相补偿前后及补偿电流的波形补偿后以及补偿电流本身的波形.从l可以看到,补偿前负载电流波形基本上是一个类似矩形的阶梯波,其谐波含量非常多,通过对A相负载电流做频谱分析,其中的5次谐波达到了20.3%.7次2O电子元嚣件主用2008.3舢.ecdcn谐波也将近达13%,总的谐波畸变率为25.7%,大大超出了国家标准.从2可以看到,在补