（电力电子与电力传动专业论文）高功率因数斩波式内反馈串级调速系统研究.pdf

华北电力大学硕士学位论文摘要 摘要 晶闸管串级调速系统作为一种高效、节能的调速方案，具有装置结构简单、 维护容易、能实现连续平滑地调速等优点。但是功率因数低、谐波污染严重等 缺点阻碍了它的推广应用。本文在分析其原理及结构的基础上，讨论了影响其 功率因数的主要因素，进而提出了p w m 变流式串级调速系统，提高了系统的功 率因数。 文中给出了系统的工作原理，分析了新系统对系统功率因数的改善情况。 给出了p w m 变流器的控制策略及模糊p i 调节器的建立方法。对系统中各个环 节的参数进行了分析计算，建立了内反馈电机的数学模型。最后对p w m 变流式 串级调速系统进行了仿真，证明该调速系统完全完成了课题的设计思想。 关键词：串级调速系统，功率因数，p w m 变流器，仿真 a b s t r a c t t h ei n t e n l a l - f e e d b a c kc a s c a d es p e e dc 0 n 缸d is y s t 锄f o ri n d u c t i o nm o t o rh 鹊al o wc o s t 锄dg o o d ，s l i pc o n t r o le 侬c 匕s i n c ei ta b s o 而st 1 1 er e a c t i v ep o w e r 劬mp o w e rl i n e ，t h ew h o l e s y s t 锄h 勰al o w e rp o w 贸f a c t o r w l l i c ha 伍；c t si t sa p p l i c a t i o ni nw i d e 瑚g e r s s oan e w c 懿c a d e ds p e e d a d j u s t i n gs y s t e ms c h e m eb a s e do np w m t e c h i l i q u ei sp r o p o s e di nt l l i sp 印既 i i l l i sp 印t h ep r i n c i p l eo fm en e w s y s t e mi s 百v 吼t h ei m p r o v e m e i l to fp o w e r f a c t o r 砸n lt h i sn e wm e t h o di ss t i l d i e di n 伊e a t e rd e t a i l p w md i r a c tc u 艄l tc o n 缸0 ls 仃址e g ya n d 缸z z yp ic o n t r o l l e ra r ei n 仃o d u c e di i lt h ep a p e r t h ep 瑚e t e ro fe a c hs e g m e n ti sc a l c u l a t e d ， a r l dm em a m e i l l a t i c a lm o d e lo ft l l i sm o t o ri ss e tu p a tl 嬲t s i m u l a t i o nr e s u l t 锄dc o n c l u s i o n a r c 西v e i l ，i ti sp r o v e dt i l a tt l l es y s t e mh 嬲6 n i s h e dd e s i 盟t h o u 曲to fs u b j e c tt o t a l l y m ac h a i l 野i a o ( p o w c re l e c t r o i l i c sa n de l e c t r i cd r i v e ) d i r e c t e db yp r o w a n g a i m e l l g k e yw o r d s ：c a s c a d e s p e e dc o n t r o l ， p o w e rf a c t o r p w mc o n v e r t e r s i m u l a t i o n 声明尸明 本人郑重声明：此处所提交的硕士学位论文高功率因数斩波式内反馈串级调速系 统研究，是本人在华北电力大学攻读硕士学位期间，在导师指导下进行的研究工作和 取得的研究成果。据本人所知，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其 他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得华北电力大学或其他教育机构的学 位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中 作了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：鱼玉遗日期： 汐。孑，2 矽 关于学位论文使用授权的说明 本人完全了解华北电力大学有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权保管、 并向有关部门送交学位论文的原件与复印件；学校可以采用影印、缩印或其它复制手 段复制并保存学位论文；学校可允许学位论文被查阅或借阅：学校可以学术交流为 目的，复制赠送和交换学位论文；同意学校可以用不同方式在不同媒体上发表、传播学 位论文的全部或部分内容。 ( 涉密的学位论文在解密后遵守此规定) 作者签名：墨查鱼导师签名： 日期l 丝! ：兰：兰日期：兰! ! 墨! ；! 塑 华j 匕电力大学硕士学位论文 1 1 选题背景及其意义 第一章引言 交流异步电动机调速的研究始于2 0 世纪6 0 年代，已经取得了许多可喜的成果。 近年来，电力电子技术、大规模集成电路和计算机技术的飞速发展，为交流调速技 术的发展创造了有利条件，使交流电动机调速和控制提高到了一个新的水平。国内 外都十分重视开发研究交流电动机的调速技术，目前在发达国家中，很多直流调速 已经被交流调速所取代，从磊避免了直流电动机换相困难、维修不便等缺点。世界 上有6 0 左右的发电量是通过电动机消耗的。据统计，我囡各种电动机的装机容量 已超过4 亿千瓦，其中异步电动机约占9 0 ，拖动风机、水泵及压缩机类机械的电 动机约1 3 亿千瓦。在目前4 亿千瓦的电动机负载中，约有5 0 的负载是变动的， 其中的3 0 可以使用交流电动机调速。因此，交流电机调速节能技术一直被广泛关 注羽。 起初，由于交流调速的发展受其物质基础静止式变流器件以及相应的电子 逆变技术的限制，交流调速装置未麓得到推广应用，有的甚至未能走出实验室。本 世纪六十年代以后，随着电力电子学与电子技术的发展，交流调速发展出现了一个 飞跃；尤其是七十年代以来，大规模集成电路和计算机控制技术的发展，以及现代 控制理论的应用，为交流调速的发展进一步创造了有利条件。诸如交流电动枫的串 级调速、各类型的变频调速、无换向电动机调速，特别是矢量控制技术的应用，使 得交流调速逐步具备了宽调速范围、离稳速耩度、快动态响应以及在透象限舔可逆 运行等良好的技术性能。原来的交直流拖动分工格局被逐渐打破，在各工业部门用 可调速交流拖动取代直流拖动的形式已指目可待。特别应该指出的是，交流调速拖 动系统在能源方面的作用是非常巨大的。在世界能源紧张、能源费用高涨的今天， 交流调速技术作为节约能源的一个重要手段，引起了人们的高度重视。究其原因： 一方面，交流拖动负荷在各国的总用电量中都占有很大的比重( 王业发达国家，大 都占一半6 0 以上) ，对这类负荷实现节能，可以获得十分可观的节电效益：另一方 面，交流拖动本身又存在着很大的可以挖掘的节电麓力疆，。 交流调速技术具有优良的调速性能，还可带来节约能源、减少维修费用，节约 占地面积等优点，尤其在大容量或工作于恶劣环境时，交流调速院直流程机拖动更 具有优越性，所以，交流调速技术的应用有着广阔的前景。 在我国电力、石化、矿山、冶金及给排水等领域，风机和泵类负载是应用最广 泛、耗电量最大的一类生产祝械。据统计，风机和泵类负载的耗电量占到整个王业 用电量的4 0 以上，而风机、泵用电量的3 0 一4 0 消耗在调节阀门及电网压降上， 华北电力大学硕士学位论文 使用中存在运行效率低的缺点，这样就造成了电能的巨大浪费，与经济运行标准还 有相当大的差距，所以这类负载的节能潜力相当大。在风机和泵类负载的节能措施 中，主要有变频调速和串级调速两种调速方式。在低电压小容量电机调速系统中， 变频调速装置得到了广泛的应用和认同，而在高压大容量系统中，变频调速成本很 高，体积大，存在诸多问题，而且由于国内适合风机、泵类负载的高压变频器还没 有成熟定型产品，国外高压变频器价格十分昂贵，推广应用受到很大限制，使得对 于大功率的风机和泵类负载其节能调速基本没有推广开来。 对于风机和泵类负载的调速，合理的方案应是绕线电机串级调速。电机定子绕 组直接接中压电网，无网侧变压器，转子绕组为低压，易与电力电子器件相匹配。 在串级调速时，转子电路的功率为转差功率。风机和泵类负载所需的调速范围小， 一般为3 0 左右，这样电力电子装置的功率仅为电机功率的3 0 或1 5 。但普通的串 级调速系统包括绕线电机、不可控整流器、有源逆变器和逆变变压器等，逆变变压 器接电网，造成转差功率在绕线电机、不可控整流器、有源逆变器、逆变变压器和 电网中的无谓循环。而且有源逆变器通常采用滞后相控触发，电机转速的改变是通 过改变逆变角来实现的。因此，在深调速时系统功率因数低、谐波电流大，这是普 通串级调速最主要的缺点。而且系统装备复杂、成本高，这些都在不同程度上限制 了这类负载节能调速的推广和应用。因此，如何用控制串级调速系统的成本，提高 其功率因数就显的由为重要d 1 。 1 2 国内外研究动态 文献 6 利用d q a b c 混合模型对串级调速系统谐波进行分析，并指出引起传统 串级调速功率因数低的主要原因是逆变器会消耗大量无功功率。另一个原因是整流 引起的转子电流畸变，该畸变电流产生的旋转磁场在定子回路中产生感应电流，该 电流发生畸变而且从电网吸收无功功率。其中逆变器消耗大量无功功率是串级调速 系统功率因数低的主要原因。针对这种情况，出现了几种改善串级调速系统功率因 数的措施：在逆变器交流侧接入无功补偿装置，在逆变和整流电路中使用全控器件 强迫换相 3 ，三相四线制方案中通过调整逆变器换流期间的导通次序使逆变器发出 无功来补偿系统的无功，在整流器和逆变器之间加入升压斩波器阳1 ，改变斩波器的 连接方式等1 。 1 3 课题研究内容及主要工作 针对串级调速系统功率因数较低的缺点，本课题设计了新的斩波式串级调速系 统，主要表现在： 第一采用内反馈串级调速电动机代替普通异步电动机。内反馈串级调速电动 2 华北电力入学硕七学位论文 机是近年来出现酶一种新型的绕线电动机。其定子有两套绕组，即主绕组和调节绕 组。它的安装尺寸和技术特点与普通绕线电机相同。主绕组接电网，调节绕组可以 产生感应电势作为附加电源通过有源逆变器、不可控整流器与转子相连。调节绕组 在为转子提供附加电势的网时，吸收转子的转差功率，然厩通过电磁感应的方式， 将这部分功率传输给定子主绕组。省去了转差功率在绕线电机、不可控整流器、有 源逆变器、逆变变纛器和毫网审的无谓循环，与传统的串级调速电枧檩吃，省去了 在普通串级调速系统中所必需的逆变变压器，具有结构简单，谐波影响小等特点n 们， 蠢诧采用内反馈电动机的串级调速系统的效率较高，而且也降低了系统成本。 第二在分析传统串级调速技术的原理及其系统结构的基础上，详细分柝影响 串级调速系统功率因数的主要因素。在此基础上提出了用三相电压型p w m 变流器 代替晶阑管逆交器的额型斩波式串级调速系统。剩耀p w m 交流器四象限运行的特 点，使其工作在容性负载下，来补偿异步电动机所吸收的无功功率。以此提高系统 的功率因数。 第三设计了三相电压型p w m 变流器控制方式。针对p w m 变流器直流侧负载 随转速变化的特点，提出厢模糊p l 控制代替传统p i 调节器的方案。提高了系统的 鲁棒性，减小了超调时间，提高了抗干扰能力，改善了调节性能。 第四对主电路的元件进行参数计算和设计，并对结果进行了仿真验证。 华0 七电力火学硕士学位论文 第二章斩波式内反馈串级调速系统 2 1 串级调速系统的原理 异步电动机串级调速系统就是在绕线式异步电动机的转子回路中串入一个与 转子回路频率相同的交流附加电势曩，如图2 一l 所示。通过改变这个附加电势的幅 值和相位来实现调速1 。 图2 一l 串级调速附热电势原理图 假设电动机拖动恒转矩负载，则转子每相电流j 1 2 为 厶端1 兰丝一 + ( 啦) z 式中岛o 电动机转子开路电势 s 转差率 如转子绕组每相电阻 量转子绕组每相漏抗 转子串入附加电势e ，由于负载转矩恒定，即厶不变，因此电动机的转差率 发生交化，蹶以电机的速度改变。当转差率变至焉时，转予电流恢复原值，电机进 入新的稳定状态。电动机引入等效反电势时电机转速变化过程如图2 2 所示。 图2 2 串级调速原理图 此时应有下面的等式成立 s e 2 qls t 筠一e f 掳+ ( 啦) 2 饽+ ( s i 恐) 2 当串入的附加电动势为正相时，电枧的转速交大，反之，串入的附加电动势为 反相时，电机的转速变小。这就是串级调速的基本思想。在转子回路中引入可控的 4 华北电力大学硕士学位论文 交流附加电动势，虽然可改变电机的转速，但由于电机的转子电动势的频率是其转 速的函数，所以附加电动势的频率也必须能随转速而变化，且在调速的动态过程中 也应与电机转子电动势的频率保持一致。由此可见，在转子回路中串入附加交流电 动势的调速方法，相当于在转子侧加入可变频、可变幅值电压的调速方法。在工程 上实现这样的可控电源是有相当难度的，人们常用一些间接的方法来完成n 引。工程 上最常用的一种方法是利用直流回路来处理。由于直流电量不存在频率与相位的问 题，直流电压又容易获得，所以可以将电机转子电动势先整流成直流电压，然后引 入一个直流附加电动势，而控制此直流附加电动势的幅值就可以调节异步电动机的 转速。这样就把交流变压变频的问题，转化为与频率无关的直流变压问题。其方案 是用二极管整流桥把转子转差功率整流为直流功率输出，然后把该直流功率输送给 由可控硅整流桥构成的相控逆变器，由后者把直流功率变成交流回馈到电网。在稳 定的状态下，交流侧有功功率最= 3 u 。，。c o s 为负值，其中，为a 相电流基波有效 值，说明只是回馈电网的。如果不计直流回路和变流器的损耗，那么回馈电网的有 功功率兄就是电动机的转差功率只。当负载转矩恒定时，电动机的电磁功率是恒定 的，而电磁功率又等于机械功率与转差功率之和，因此，在不计电动机的机械损耗 时，电动机轴输出功率匕可近似地表示为： 兄p 一= p 一3 l c o s 可见，当改变角时，昂必随之改变。在负载转矩恒定时，已的变化也就是 电动机转速的变化。这就是串级调速的基本原理n 引。 2 2 斩波式内反馈串级调速的工作原理 2 2 1 内反馈电动机 在串级调速系统中需要给绕线式异步电动机转子提供附加电势，由于普通异步 电机是按恒速运行设计制造的，没有调速需要，因此普通异步电机是无法提供附加 电源的。内反馈电机是利用电机绕组多重化技术，在异步电机的定子铁心上增设了 一套调节绕组，该绕组主要是用来接受从转子反馈回来的能量以实现电机调速。而 原来的定子绕组称为主绕组。当电机接通电源时，通过旋转磁场的感应作用，调节 绕组产生感应电势巨： 岛= 4 4 4 石3 峨3 屯 ( 2 1 ) 式中石电源频率 m 调节绕组的串联匝数 k 3 调节绕组的绕组系数 屯电机主磁通 这是一个恒频恒压源。 5 华北电力大学硕士学位论文 调节绕组在为转子提供附加电势的同时，吸收转子的转差功率，然后通过电磁 感应的方式将这部分功率传输给定子绕组。这种将转差功率通过整流逆变装置反馈 给电机内部的电动机称为内反馈调速电机。 应用内反馈调速电机避免了转差功率在电机定子绕组、转子绕组、整流逆变装 置、逆变变压器、电网的无谓循环，而且由于没有逆变变压器和向电网馈电所需的 高压操作柜，使整个系统的投资更少，体积更小。另外由于调节绕组的分布作用和 短距作用，可有效地抑制谐波污染n 引。 2 2 2 斩波式内反馈串级调速的工作原理 图2 3 斩波式内反馈串级调速系统电路图 斩波式串级调速系统是在常规的串级调速系统的直流回路中加入一个定频调 压的直流斩波回路，利用直流斩波器的通断时间的变化来改变电动机的转速。图2 3 为斩波式内反馈串级调速系统电路图，直流回路接有i g b t 斩波器。有源逆变器始 终工作在最小逆变角状态。通过改变斩波器的占空比t ，来改变斩波器的输出电压， 即改变串入转子的附加电势来改变电动机的转速，实现对电机的调速呻，。 ，i 图2 4 电机单相等效电路 首先把绕线异步电机折算到转子侧，电机的单相等效电路如图2 4 所示。 u l p 一定子相电压，u 2 p 一转子绕组抽头相电压，石一同步频率，z l - ，j + j 一 定子漏阻抗，z 2 = 眨+ 声以一转子漏阻抗，石，以一定，转子频率，e l p 一定子感应电 动势相值。 为把定子折算到转子侧，需进行频率和绕组折算，折算后的等效电路为图2 5 ： 6 华北电力大学硕士学位论文 ， t q 皿i蝎眨 卿pj 妇筠l ( ) = 1 l 7 z = 玩 五= 矾 图2 5 定子折算到转子侧的等效电路 其中u p = u l p 毛，i ：= i l 毛，z 铂碍= i + 硎，毛= 国l ，吐k 2 。 将图2 5 运用戴维南定理可得简化等效电路 s 、 cj s t c j 状2吃 重扣( _ 八、_ n 、叫= 卜2 i 叫1 2 l | 刚扣| 西 ，l， l l o 墨三坠 。2 t 图2 6 简化等效电路 式中c 一( z ：+ z t m ) z 二，其中z m 为折算到转子侧的激磁阻抗。等效电源和电阻 为u e = s u ：p e ，z l 嚣= z ：c = 捌c + 鼻，e 。 当转子开路，即s = 1 时，u ：c = e 2 0 ，因此，从转子看进去，绕线式异步电机 可以等效为具有内阻z e = 酝+ x e = z ：，e + z 2 的三相电压源，电源的有效值为s 毯2 0 。 文献 1 1 指出了串级调速时异步电动机转子整流电路有两种正常的工作状态。 第一种工作状态是换相重叠角丫在o o 6 0 0 之间，强追延迟导通角l o 为零时，称为第 一工作区；第二种工作状态是了= 6 0 0 、o o 3 0 0 ，这时由于强迫延迟换相的作用， 使得整流电路好似处于可控的整流工作状态，0 【o 角相当于整流器件的触发延迟角， 称为第二工作区。 龇整流蝴厶= 等咿c o s 枷】= 鲁s i n + 协2 ) 整流器的输出电压： ：攀竺窖粤型啦厶 ：掣吗。c o s l 3 c p 一( 2 乍+ 堕) 厶 ( 2 埘 2 j 巴2 0 c o s l 3 c d 一【z 乍+ 生，d ( z 一| 3 ) 当0 氆p 董。5 马) 。在忽略直流回路阻抗 和电流畸变的情况下： 。坐嘛 = l t ) q 因此 舻础一等】 ( 2 _ ? ) 由于i g 阱是全控器件，因此p w m 变流器可以工作在单位功率因数或容性状态， 即使式( 2 6 ) 中的g = o 或研= 一( 奶+ 磅) ，带入式( 2 6 ) 可得式( 2 8 ) ： s p ：& ：下坌量一：下兰二一：l ( 2 8 ) s ( 墨一只) 2 + ( q l + 谚+ q 厂) 2 ( 日一只) 2 + ( 一g + q ，) 2 2 4 本章小结 本章在回顾传统串级调速理论的基础上，对串级调速系统的功率因数进行分 析。通过对系统矢量图的分析，提出了薪的串级调速方案，即逆变侧应用p w m 交 流器来代替传统的晶闸管逆变器。新系统的逆变侧工作在超前功率因数状态，这样 不徨不会使系统的功率因数降低，菊且还可以焉逆变器吸收超前电流去替偿异步电 动机吸收的滞后磁化电流，从而使整个系统的功率因数可调，直至于l 。 1 2 华北电力大学硕士学位论文 第三章p 诲赫变流器工作原理及其控制策略 3 1p w m 变流器的工作原理 p w m 变流器采用了全控器件，不同于一般传统意义上的a c _ d c 变换器。由于 电流在其主电路中具有双相流动性，这就决定了p w m 交流器能够工作于不同的状 态。当p w m 变流器从电网吸收能量时，它就运行与整流状态，反之，若p w m 变 流器向电网传输能量时，p w m 变流器就工作于有源逆变状态。实际上，p w m 变流 器是一个其交、直流侧可控的四象限运行的变流装置瓢引。 t d c 图3 一lp w m 变流器等效模型 p w m 变流器可以等效为如图3 1 所示的模型电路。从图3 1 可以出：p w m 变流器模型电路由交流圆路、功率开关桥路以及直流回路组成。交流侧电蘧、网侧 电流分别为v ，f ；赢流侧电压、电流为，；由交直流功率平衡关系，有： 扣= 所以，从交流侧的控制就能够控制直流侧的各个量。对于交流侧，根据图3 一l ， 可以得到矢量关系式( 3 一1 ) ： 昱= 圪+ 矿 ( 3 一1 ) 式中e 为电网电动势，巧为电感两端的电压，矿为交流侧电压。为简化分析， 对于p w 鹾变流器模型电路，只考虑基波分量焉忽略p w m 谐波分量，并且忽略交 流侧电阻。这样可以得到图3 2 的稳态矢量关系：当以电网电动势矢量为参考时， 通过控制交流电压矢量y 即可实现p w m 交流器的网象限运行。若假设| j | 不便，因 此l 巧i 絮砒 州也固定不变，在这种情况下，p w m 变流器交流电压矢量矿端点运动轨 迹构成了一个以i 巧i 为半径的圆。当电压矢量y 端点位于圆轨迹a 点时，电流矢量， 比电动势矢量叵滞恁9 0 0 ，此时p w m 交流器网侧呈纯电感特性，如图3 2 a 所示； 当电压矢量矿端点运动至圆轨迹b 点时，电流矢量，与电动势矢量e 平行且同向， 此时p w m 交流器嬲铡呈现正电阻特性，如图3 2 b 所示；当电压矢量y 端点运动 至圆轨迹c 点时，电流矢量，比电动势矢量e 超前9 0 0 ，此时p w m 变流器网侧呈现 电容特性，如图3 2 c 所示；当电压矢量y 端点运动至圆轨迹d 点时，电流矢量，与 电动势矢量嚣平行且反向，此时p w m 变流器网侧呈现负阻特性，如图3 2 d 所示。 1 3 华北电力大学硕士学位论文 0 d c o ( 8 ) 纯电感特性运行 d 0 l c d c b j ( 3 6 ) 同理可得b 、c 相方程： 曼导+ r i b = 气一( v b n + v n 。) ( 3 7 ) 己曼+ r 屯= 乞一( + 。) ( 3 8 ) 考虑三相对称系统，则 乞+ + 气2 o ( 3 9 ) l 毛+ 毛+ 毛= o 对直流侧电容正极节点应用基尔霍夫电流定律，可以得到： c 警= 屯嵩毫 ( 3 叫0 ) 联立式( 3 6 ) ( 3 9 ) ，得 强婚= 一 ( s 。+ s b + s 。 ( 3 一l1 ) 联立式( 3 3 ( 3 一1 1 ) 褥三栩p w m 变流器在a b c 坐标系中的数学模型： 华北电力大学硕十学位论文 写成矩阵形式为： 式中 哮= 巳吨- ( s a 一半) 争纠汁鬻h 。3 吨， 哮寸肾( s c 一半) w 拍。 c 鲁哉n 驴薏+ 若 彳= zx = a x + b e x = 【f if b 艺屯r 召= 慨 1 1 1 去 z = 批g 【三三c 】 冒= 【巳 气巳 气】t 一尺 00 or0 0o一尺 s 。s bs c 一( s 。一半) 一( s 。一半) 一( s 。一半) 1 盈 ( 3 一1 3 ) 由上式可知，三相输入电流和直流输出电压均与三相开关函数s 相关。其中每 相输入电流除了与本相桥臂的开关函数有关，还与其他两相桥臂的开关函数有关， 是一个三相互相耦合的电路系统。 3 2 2d q 坐标系下的数学模型 在三相静止坐标系中，v s c 一般数学模型的物理意义清楚、直观。但是v s c 交流侧均为时变交流量，因而不利于控制系统设计。为此可以通过坐标变换将三相 对称静止坐标系转换成以交流侧基波频率同步旋转的d q 坐标系。这样，经过坐标 变换后，三相对称静止坐标系中的基波正弦量将转化为同步旋转坐标系中的直流变 量，从而简化了控制系统设计。 为使三相静止坐标系( a ，b ，c ) 转换成同步旋转坐标系( d ，q ) ，首先可将三 相静止坐标系( a ，b ，c ) 转换成两相静止坐标系( d ，q ) 。如图3 4 所示7 】n 引。 1 6 华北电力大学硕士学位论文 b c 图3 4 坐标系( a ，b ，c ) 、坐标系( d ，q ) 及矢量分解 矢量x 在q 、d 轴上投影为吒、南，在a ，b ，c 轴上的投影为、黾、气，有： 阱； 1一!一1 22 o 一鱼鱼 2 2 ( 3 1 4 ) 将式( 3 一1 4 ) 代入式( 3 1 2 ) 中，得到两相静止坐标系( d ，q ) 中的三相 v s c 开关函数模型： c 等= 兰( 俩+ f d s 。) - f l 哮= 气一心_ s q ( 3 1 5 ) 鲁= 啦- s d 式中s q 、s 。坐标系( d ，q ) 中单极性二指逻辑开关函数。 为将两相静止坐标系( d ，q ) 中的数学模型进一步变换成两相同步旋转坐标系 ( d ，q ) 中的数学模型，通过坐标变换矩阵可得三相v s c 在同步旋转坐标系( d ，q ) 中的数学模型为n 9 1 2 们： c 鲁= 扣。+ l d s d ) - t 哮= e q 一戤_ s q 魄一础毛 ( 3 1 6 ) 鲁= 一心- s d + 础f q 其模型结构如图3 5 所示： 1 7 华北电力大学硕士学位论文 图3 5 两相同步旋转坐标系( d 、q ) 中三相v s c 开关函数模型结构 在式( 3 2 0 ) 两相同步旋转坐标系( d 、q ) 中，三相v s c 开关函数模型表达 式存在两个变量的乘积( 、毛) ，因而其模型具有典型的非线性特性。为此， 需对三相v s cd q 模型线性化。当忽略三相v s c 桥路自身损耗时，三相v s c 交流 侧有功功率只。与桥路直流侧有功功率匕相平衡，即 只。= 匕 ( 3 1 7 ) 采用等量坐标变换，有： 匕= 号气i d + 丢气i q ( 3 一1 8 ) 丘巩么巩c 等喑 ( 3 _ l ” 由式( 3 一1 7 ) 、( 3 1 8 ) 、( 3 一1 9 ) 可得： 丢哇= 一去畦+ 知+ 知 c3 咄， 磊吃2 一丽吃+ 石气毛+ 石气 ( 3 2 0 ) 上式表明，毛、之间也存在非线性关系，不利于控制系统的设计，为此， 定义新变量”，令材= 吃。另外，三相v s c 交流侧输出电压的d 、q 分量屹、k 为： = v 出、= v 出。定义新变量、，且令： 2 气一v k2 一v d ( 3 2 1 ) 【。气一2 气一v q 将“= 吒，式( 3 2 1 ) 代入式( 3 1 6 ) 、( 3 2 0 ) 得三相v s c 坐标系( d 、q ) 中改进的数学模型他： 喙一矾砒f q + 喙州砒f q + ( 3 - 2 2 ) c 警= 一云“+ 3 吼+ 华北电力大学硕士学位论文 3 3 三相毫压型p 瓣赫变流器控制系统设计 3 3 1 瞬时功率理论 设三相电路中各相电压和相电流瞬时值分别为、毪和。毛、。将其交 换到( d ，q ) 坐标系中，得到在两相坐标系中两相瞬时电压、和瞬时电流起、毛 的表达式为嘲： 卧詈 n 。三 b j 3 ( 3 2 3 ) ( 3 2 4 ) 在a 8 c 坐标系中，三相瞬时功率可以表示为旺驯： f p = 乞+ 毗+ 心 g ：去时嘁+ 也训州吲之】 q 5 ly j 将式( 3 2 3 ) 、( 3 2 凄) 代入式( 3 2 5 ) 中，可以得到在两摆坐标系( d ，q 中有功和无功功率的表达式： p 2 主七十主材。毛 3 3 。 g 。i 掰d 强一i o d 在同步旋转坐标系( 蠢，q ) 中，将q 轴予电霹电动势矢量气同轴，帮按矢量 定向，气矢量q 轴方向的电流分量定义为有功电流，d 轴方向电流分量屯定义为 无功电流。则瞬时有功功率和无功功率可以表示为： 3 p 2 i 3 g = 一i 气屯 二 3 。3 ，2 三相电压型p 酬变流器控制系统设计 ( 3 2 6 ) 对于三相交流对称系统，若只考虑交流基波分量，则稳态时如模型的d 、q 分 量均为直流变量。选取同步旋转坐标系( d 、q ) 的初始参考轴方向，使q 轴与电网 电动势矢量重会，则轴表示有功分量参考轴，d 轴表示无功分量参考轴，扶面 有利于三相v s c 网侧有功、无功分量的独立控制。在三相v s c 控制系统设计中， 1 9 ，一2压一卜，一2压一2 2 尘2 j 22 l o - l 华北电力人学硕士学位论文 一般采用双环控制，即电压外环和电流内环。电压外环的作用主要是控制三相v s c 直流侧电压，而电流内环的作用主要是按电压外环输出的电流指令进行电流控制。 由式( 3 2 5 ) 、( 3 2 6 ) 和功率守恒关系可以得到式( 3 3 1 ) ： r 嚣甜 = | ： c3 瑚) 三( 屹f d + k f q ) = f 出 式中气、气电网电动势矢量气的d 、q 分量； 屹、v q 三相v s c 交流侧电压矢量的d 、q 分量； 毛、f q 三相v s c 交流侧电流矢量的d 、q 分量； p 微分算子。 设d q 坐标系中q 轴与电网电动势矢量气重合，则电网电动势矢量d 轴分量 气= o 。其中q 轴分量表示有功分量参考轴，d 轴分量表示无功分量参考轴。 从式( 3 2 7 ) 中可以看出，由于变流器d ，q 轴变量相互耦合，因而给控制器 设计造成一定困难。为此采用前馈解耦控制策略，当电流调节器采用p i 调节器时， 屹、k 的控制方程如下： v q = ( 硌+ 掣) ( i ：一f q ) 一础i d + 气 d ( 3 2 8 ) 矿 = 一( k p + 竺丑) ( 一) 一缈三f q + 式中k ，、一一电流内环比例调节增益和积分调节增益； 、i ：、f d 电流指令值。 在电压外环中，需跟踪的电流指令为与电网电动势同频率的三相对称正弦电 流，则f ：、在d ，q 坐标系中为直流量，因而采用p i 调节器可实现、f d 的无静差 调节，如式( 3 2 9 ) 口。 i ：= ( k p + 鱼) ( 吃一) ( 3 2 9 ) 硌、瓦电压外环比例调节增益和积分调节增益； 直流电压指令值。 为使p w m 变流器工作在电容性状态，补偿电动机吸收的感性无功功率q ，由 式( 3 2 6 ) 可得的指令值如式( 3 3 4 ) 所示： e ：一坐 ( 3 3 0 ) 。 毪 由式( 3 2 8 ) ( 3 3 0 ) 可以得到p w m 变流器的控制框图如图3 6 所示： 华北电力大学硕士学位论文 3 4 本章小结 图3 6p w m 变流器控制原理图 分析了p w m 变流器的工作原理，为新的高功率因数串级调速系统提供了理论 依据。建立了变流器在不同坐标系中的数学模型，提出了在串级调速系统中p w m 变流器的控制方式。 2 1 华北电力大学硕士学位论文 第四章模糊pi 控制器的设计 由于p w m 变流器的直流侧接转子的整流部分，而且归算到p w m 变流器侧的 电阻和电感是随着转速的改变而变化，因此给p i 调节器的参数设定带来困难。为此， 根据模糊控制的基本理论及模糊控制器的基本设计方法，设计了模糊p i 控制器，使 得在调节转速时，p i 调节器能自动调节其参数，使系统达到稳定状态。 4 1 模糊控制的基本原理 模糊控制属于智能控制，是一种拟人类智能形式口钔。所谓模糊控制，就是在被 控制对象的模糊模型的基础上，运用模糊控制器近似推理等手段，实现系统控制的 方法。模糊模型就是用模糊语言和规则描述的一个系统的动态特性及性能指标。模 糊控制的基本思想是用机器去模拟人对系统的控制，可以在处理不精确性和不确定 性问题中获得可处理性、鲁棒性。 置 图4 一l 模糊控制系统组成框图 模糊控制的基本结构图如图4 1 所示，其核心部分为模糊控制器。模糊控制 的控制规律由程序软件实现，其基本思想是：处理器中断采样获取被控量的精确值， 然后将改值与给定值比较得到偏差信号e 。一般选取偏差信号p 作为模糊控制器的一 个输入量，把偏差信号e 的精确量进行模糊化变成模糊量量，偏差g 的模糊量可以用 相应的模糊语言表示，得到偏差p 的模糊语言集合的一个子集。再由模糊子集合模 糊控制规则( 模糊关系) 根据模糊推理的合成进行模糊抉择，得到模糊控制量为乜引： 酵= 譬。尽 式中弩为模糊控制的输出模糊量；尽为模糊控制规则矩阵。 为了将模糊控制量琶转换为精确量，由模糊控制器的输出接口作“解模糊”处 理( 也称清晰化) ，得到的数字量经过d a 转换成模拟量“送入执行机构，对被控对 象进行控制。 4 2 模糊控制器的组成 模糊控制器的组成框图如图4 2 所示。它包括有：输入量模糊化接口、数据 库、规则库、推理机、和输出解模糊接口五个部分乜7 1 。 华北电力大学硕士学位论文 图4 2 模糊控制器的组成 1 模糊化接口：模糊控制器的输入必须通过模糊化才能用于模糊控制输出的 求解，它主要作用是将真实的确定量转换成一个模糊矢量。这样，通常将偏差模糊 子集e 分成p b ( 正大) 、p m ( 正中) 、p s ( 正小) 、z 0 ( 零) 、n s ( 负小) 、n m ( 负中) 、 n b ( 负大) 7 个等级。将偏差模糊语言变量e 的论域分成 e ) = 卜5 ，一4 ，一3 ，一2 ， 一1 ，一o ，+ 0 ，1 ，2 ，3 ，4 ，5 共1 2 级。 如果在采样时刻得到物理量基本论域中的一个精确值，则可以找到模糊论域e 中的一个元素珥与之对应，这就是量化过程，即 q = 如 ( 4 一1 ) 如果得到的结果含有小数，则可以采用四舍五入的方法对珥取整。 设偏差的基本论域为口= 卜，】，其模糊论域为： 磊= 口) = 一，吨+ l ，一l ，o ，l ，一1 ，) 偏差变化的基本论域为： p = 卜。，q 。】 其模糊论域为： 巨= 6 ) = 一，一+ l ，一l ，o ，l ，一l ，) 定义： k ：旦 “ 疋：玉 9 e 一 - 一 式中，疋、分别为偏差语言变量的量化因子和偏差变化语言变量的量化因 子。 2 数据库：数据库所存放的是所有输入、输出变量的全部模糊子集的隶属度 矢量值，若论域为连续域，则为隶属度函数。本文采用的是三角形隶属函数，如图 4 3 所示： 华北电力人学硕士学位论文 甜( x ) l 2 4 68 图4 3 三角形隶属函数 图中所示的隶属函数由公式可表示为： “( 石) = 石5 口 口 工6 ( 4 2 ) 6 x c x c 式中口，6 ，c 为分段曲线的分段区间点，分别对应2 ，4 ，6 。该隶属函数所表示的 意义为所划分的模糊数值论域中，各个元素与该论域所表示的魔术语言值得属于程 度( 即隶属程度) 。图4 3 中，元素“4 ”的隶属程度为“( x ) = l ；元素“2 与“6 隶属度为“( 曲= 0 ；中间点的吻合程度则介于o 与1 之间瞳引。 通过隶属函数即将精确量模糊化，模糊化的结果就是将各个精确量转化到与所 定义的语言值之间的隶属度上，正式由于语言变量适于表达因复杂而无法获得确定 信息的概念和现象，于是将这些信息近似处理使其模糊化，并且将其转化为计算机 可以操作的数值运算，使人们有可能将专家的控制经验转化为控制算法，并实现模 糊控制。 3 规则库：控制规则也即控制策略的选择是非常关键的一步，因为只有选择 恰当的控制规则，才能很好的体现有经验操作人员的控制策略，以获得较好的控制 效果，既能保证响应的快速性。又能保证系统的稳定性。模糊控制规则的制定常用 以下几种方法幢9 1 ： ( 1 ) 经过长期的操作经验积累，实验以及学习，经过进一步加工、整理、提炼， 去粗去取精后形成的一组规则。 ( 2 ) 通过对某具体系统的输出输入数据测量，根据测量的数据分析整理而得 到的一组规则，再将制定的控制规则应用于系统中，通过对控制效果的优劣进行优 化，最终制定出控制规则。 ( 3 ) 对于典型的系统，根据其过程特征如阶跃响应的共同特点结合具体系统的 性能指标，以及输入输出之间的关系制定控制规则。 2 4 口一口x一6 二一 一一一 仉竺卜竺卜q 华北电力大学硕士学位论文 在模糊控制系统中，模糊控制规则一般由一系列的关系词连接而成，如i 卜t h e n 、 e l s e 、a l s o 、e n d 、o r 等。 4 解模糊化接口：通过模糊推理得到的结果是一个模糊集合，但实际模糊控 制系统所得到的控制输出信号必须是模糊论域中的精确量。因此模糊控制器经过推 理后的模糊输出集合必须经过解模糊化处理后，转化为模糊控制器的输出量，乘以 量化因子得到被控系统实际控制量的具体数值。本文采用了加权平均法，其计算公 式为： “：螋( 4 3 ) i 尼( 功 当输出变量为离散单点集时，则为： “= 皆 c4 叫 4 3 模糊pl 控制 模糊p i 控制器以误差p 和误差变化作为输入，利用模糊控制规则在线对p i 参数进行修改，构成了模糊p i 控制器。其结构如图4 4 所示啪1 。 4 3 1 隶属函数的确立 图4 4 模糊p i 控制器结构图 模糊控制器采用两输入两输出的形式，系统偏差e 和偏差变化率p c 为输入语言 变量，k p 与墨为输出语言变量。其语言值均取为p b ( 正大) 、p m ( 正中) 、p s ( 正 小) 、z o ( 零) 、n s ( 负小) 、n m ( 负中) 、n b ( 负大) 7 种。隶属函数曲线如图4 5 所示。 图4 5 隶属函数曲线 2 5 华北电力大学硕士学位论文 4 3 2 参数崮整定原则 模糊控制涉及的两个控制量是偏差g 和偏差变化率。输出量是p i 参数墨、砗。 根据不同的矧和l 钟l 参数对墨、峰的整定原则： ( 1 ) 当h 较大时，为使系统具有较好的跟踪性能，应取较大的砗，同时为避免系统 响应出现较大的超调，应对积分作用加以限制，通常取墨= o 。 ( 2 ) 当h 处于中等大小时，为保证系统的相应速度并控制超调，砗应取得小些，在 这种情况下，爱，的取值要适当。 ( 3 ) 当蚓较小时，为使系统具有较好的稳定性能，应加大砟与墨的取值。 由此可以得到模糊规则表： 。 n bn mn s z o p sp mp b 矿 n bp bp bp bp bp sz on s n mp bp bp mp mz on sn m n sp bp mp mp sn sn mn b z oz oz oz oz oz oz oz o p sn bn mn sp sp mp mp b p mn mn sz op mp bp bp b p bn sz op sp bp bp bp b 表4 2 峨控制规贝 ，表 n bn mn sz 0p sp mp b n bp bp bp bp bn sn m n b n mp bp 8p mp mn mn 8 n b n sp bp mp sp sn bn bn b z oz oz oz oz oz oz oz o p s n bn 8n b p sp sp mp b p mn bn bn mp mp m p b p b p bn bn mn sp 转p bp 8p